CN1120267A - 调谐电路 - Google Patents

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Abstract

一个调谐电路(202)使用一个精密电流基准(Iref)连同一个模/数转换器(218)产生一个数字输出，以表示内部电阻值的变化。该精密电流基准(Iref)被馈送到一个外部电阻(R210)以便提供一个模拟电压信号给模/数转换器(218)。该模拟电压信号按照调谐电阻值对工艺和温度的变化而改变。所述数字输出(228)控制包括在调谐电路(202)以及一个有源RC滤波器(208)中的可编程电容阵列(C220、C222)，该有源RC滤波器(208)的带宽可被控制。

Description

调谐电路
本发明涉及模拟信号处理系统，具体涉及模拟信号处理系统的调谐。
模拟信号处理系统经常使用由运算放大器(op-amp)、电阻和电容构成的有源模拟滤波器。对于廉价的混合信号集成电路(IC)工艺，诸如数字互补对称金属氧化物半导体(CMOS)，大阻值的集成电阻典型地具有较低的制造公差(大约25％)和相对高的大约5000ppm/℃的温度系数。
现在参考图1，该图示出了被称作＂二阶Saylen-Keye有源RC滤波器＂的一个现有技术的集成有源电阻—电容(RC)滤波器100。电阻R102、R104、R106和电容C108、C110控制滤波器100的-3dB带宽，这些电阻典型地被集成在作为在微处理器控制下的电阻矩阵的芯片上。这些电阻阵列呈现了与具有较低的制造公差有关的问题，并且-3dB带宽能在接近于整个数量级变化。对于这种复杂的有源RC滤波器，使用外部精密电阻替代内部扩散电阻是不实际的。与使用这些电阻阵列有关的其他缺点包括所需模片空间(diespace)的量和该模拟工艺相对高的费用。滤波器电路，例如Saylen-Keye滤波器100，经常需要人工调谐该电阻阵列(通常是在工厂以程序的形式)，以便补偿工艺特性中的差异。这进一步抬高了费用和生产这些电路所耗用的时间。
据此，现在需要调谐模拟集成电路诸如有源RC滤波器100的一种改进电路和方法，以便该电路保持不受工艺差异和温度的影响，和减小人工调谐的负担。
图1示出Saylen-Keye滤波器的现有技术电路图。
图2示出按照本发明的电路图。
图3示出按照本发明的另一电路图。
图4示出按照本发明图3电路的带宽变化的曲线图。
在超大规模集成(VLSI)电路中，多至80％的IC可以是数字的。在数字工艺中模拟元件特性诸如薄膜电阻，不能很好地控制。因此，只要可能最好使用数字技术。在数字CMOS技术中，只有涉及数字转换的工艺需要仔细考虑。因为CMOS器件能做的很小(在一块IC片上，它仅占一块很小的硅面积)，和因为其制造工艺相对简单(与模拟工艺比较)，所以大多数VLSI电路使用CMOS技术来制造。
图2示出了一个用于有源RC模拟滤波器200的自校准(self-calibrating)电阻电路的电路框图。电路200最好使用CMOS技术设计，它包括一个自校准电阻部分，即电子调谐电路202和一个RC滤波部分204。在本发明的最佳实施例中，RC滤波部分204包括一个类似于图1的二阶Saylen-Keye有源RC滤波器。该调谐电路202包括一个内部带隙(bandgap)电压基准206和一个单独的外部精密电阻(例如1％的公差)R208，该电阻用于实现稳定的电流基准(Iref)。该电流基准被耦合到一个外部“校正”调谐电阻R210，产生一个直接与该电阻值成比例的电压降。在本最佳实施例中，R210跟随该有源RC滤波器204中的所有其它内部电阻R212、R214、R216(即，在温度和工艺范围内)。R210两端的电压可用来调谐滤波器的RC时间常数。这是通过使用一个模/数转换器电路(ADC)218将该R210的电压转换成一个m比特的数字编码228来实现的。
来自ADC208的数字输出驱动数字编程电容阵列(即C-DAC)C220、C222，它们对于电子调谐电路202和RC滤波部分是公用的。该阵列(C-DAC)C220、C222这样构造，即ADC218中的输入电压增加(相应于电阻增大)与由C-DAC中电容的C220和C222的相应减少相匹配，这样保持了一个较恒定的滤波带宽。当m比特字228随ADC218的输入电压的变化而变化时，该电容阵列将相对于调谐电阻R210中的变化相反地变化。例如，当到达ADC218的输入处的电压上升到正常值以上时(例如，如果R210已加倍)，则该电容的一半被接入，以保持一个恒定的RC乘积，这样在该RC滤波器204的整个-3dB带宽期间保持控制。
本发明的最佳实施例中，带隙电压基准206相对于电源电压Vcc设定了一个稳定的带隙电压Vbg，以便该电压增量Vcc-Vbg在整个温度和工艺期间保持稳定。该电压Vbg然后最好通过一个op-amp224缓冲，op-amp224提供相同的电压到其负端子。稳定的增量电压Vcc-Vbg和精密的外部电阻R208建立了稳定的基准电流(Iref)。稳定的基准电流和内部调谐电阻R210产生了一个模拟电压信号，该模拟电压信号被耦合到ADC218的输入端。
包括在自校准电阻部分202中的还有一个由带隙电压Vbg控制的稳定基准电压发生器226，它为ADC218提供一稳定的电压基准Vref。ADC218的输入通过设置在该ADC218内的比较器(未示出)与Vref比较。该基准电压Vref为ADC218设定一个最大值，并且该ADC的输入最好由Vref导出。
在本发明的最佳实施例中，内部调谐电阻R210基本上由与其他内部电阻R212、R214、R216相同的电阻材料构成，以便该调谐电阻与有源滤波器204的内部电阻匹配(相同的几何面积)。并且，调谐电阻R210实际上最好靠近内部电阻R212、R214、R216。因为R210是一个变化的电阻，所以通过迫使固定的稳定电流通过R210，在ADC218输入处产生的电压将与R210的变化成比例地变化。根据处于室温的正常薄膜电阻，ADC218输入处的正常电压被设定。
在本最佳实施例中，RC滤波器204是一个二阶滤波器，因此有两个由C-DAC  C220和C222以及电阻R212、R214、R216级连和控制的单极点时间常数。
如对本发明的描述，通过特自校准电阻电路202接到RC滤波器204，电阻中的变化被感知并由一个适当的电容补偿，从而该RC滤波器204的电阻与电容的乘积(时间常数)可以被校准。
图3给出了按照本发明的一个集成2比特自校准单极点RC滤波器的例子，滤波器输出带宽对ADC输入电压的相应曲线如图4所示。电阻R302是对工艺和温度变化显著变化的内部电阻，并与C-DAC C304构成该单极点RC滤波器306。调谐电路310与图2的调谐电路202相似并控制RC滤波器306的带宽。内部调谐电阻R306最好被设计成具有与电阻302相同的几何形状。这里，ADC输入电压308与正常电阻值R312的双倍相对应，以便：
最大ADC输入电压＝2×(Iref×R312)＝Vref其中Vref是由Vref发生器320为ADC318设定的最大基准电压。ADC318的输入电压被作为该基准电压Vref的导数给出。
在本例中，假设为一个全并联ADC结构，该ADC输入比较器阈值设定在3Vref/8，5Vref/8和7Vref/8。如图4的曲线中所示，在0和3Vref/8之间的ADC输入电压308设定在C304＝2C的电容值内，在3Vref/8和5Vref/8之间的ADC输入电压308设定在C304＝C的电容值内。在5Vref/8和7Vref/8之间的ADC输入电压308设定在C304＝2C/3的电容值内。最后，在7Vref/8和Vref之间的ADC输入电压308设定在C304＝C/2的电容值内。在这个2比特的例子中，如由SAW锯齿波402所示的，电阻值R312中一个8倍的变化(即，从0.25R至2R)在正常滤波器带宽(BW)中仅引起+/-25％的变化。这个例子描述了一个使用调谐电路310的单极点滤波器306，以控制调整C-DAC C304的电容值的数字自校准字314。为了保持例如1MHz的恒定带宽。当由于温度和工艺变化内部电阻R302可能变化时，电容将利用调谐电阻R312反向跟踪该电阻，从而该乘积保持受控。如果电容不被调谐，则会存在至少8倍带宽的误差。
图3和4中所述的2比特ADC保持了带宽变化，从而对于电阻中9倍至1倍的变化(R0/4至9R0/4)，带宽变化不超过+/-25％。虽然本发明仅描述了一个2比特的ADC，但是，如果增加该ADC的分辨率，可以实现甚至更大的带宽控制。例如，一个4比特分辨率会减少带宽变化至BW+/-6.25％，比2比特分辨率有4倍的改进。一个6比特分辨率将实现一个BW+/-1.5％的带宽控制。然而，通过增加分辨率也会使差错增加(即，图4的SAW锯齿波402会变宽)，但对于给定的分辨率，能够覆盖一个电阻变化的较宽区域。图3的例子说明了内部电阻一个数量级的变化，它表示了甚至是差的受控IC工艺的一个良好近似。
本发明所述的调谐电路提供了一种在有源集成电路中数字地校正内部电阻变化的方法，首先，设定一个稳定的基准电流和响应该稳定的基准电流及内部电阻变化提供一个模拟电压信号。然后，将该模拟电压信号转换成表示内部电阻变化的数字码字，它代表内部电阻变化，根据该数字码字能够改变一个电容值，从而数字地校准该内部电阻。
本发明所述的调谐电路，即自校准电阻电路利用了一个精密的电流基准连同一个模/数转换器以产生基本上表示电阻偏离正常设计值变化的数字输出码。以整个RC时间常数不改变这样一种方式，该数字输出设定了一个电容阵列。这样，对于电阻变化将执行一种开环校正。
此外，本发明所述的自校准电阻电路能用于任何使用RC滤波器的模拟信号处理电路中。它对于其中内部电阻数量超过2或3的高阶滤波器特别有用。例如，目前基带脉冲成形调制器电路使用开关电容取样数字滤波器作为主脉冲成形低通滤波器。这种类型的滤波器必须跟一个“连续时间“(即未取样数据)低通滤波器以除去取样数据频谱图形。3阶或4阶有源RC巴特沃茨(Butterworth)滤波器用于这一功能。由于确切的-3dB半功率点频率对于这种滤波器不是关键的，所以本发明所述的2比特校正电路将是足够的。
本发明所述的调谐电路不仅仅限于滤波器电路，而且可适用于其他使用电阻的混合信号集成电路。这种自校准电阻提供了一种自动校正方法，对机载集成电路的模拟信号处理电路进行内部的自调谐。这样免去了工厂必须人工调谐这些电路和降低了在开发模拟信号处理电路中的时间和费用。该自校准电阻电路调出电阻变化中的变化和提供一种数字地校准集成电路中内部电阻变化的方法。

Claims (10)

1.一种电子调谐电路，其特征在于，包括：
一个稳定的基准电流源；
一个集成电阻，将该稳定的基准电流源转换成电压信号；
一个模/数转换器，用于接收该电压信号和提供一数字输出；和
一个可编程电容阵列，用于提供数字输出和产生一个与该集成电阻成反比的电容。
2.根据权利要求1所述的电子调谐电路，其特征在于，进一步包括：
一个带隙基准，用于提供带隙电压；和
一个外部电阻，用于把该带隙电压转换成稳定的基准电流源。
3.一种在有源集成电路中数字地校正内部电阻的方法，其特征在于，该方法包括下列步骤：
设定一个稳定的基准电流；
响应该稳定的基准电流和内部电阻变化提供一个模拟电压信号；
将该模拟电压信号转换成数字码字；和
根据该数字码字改变电容值，从而数字地校正该内部电阻变化。
4.一种在有源RC集成滤波器中控制带宽的方法，其特征在于，该方法包括下列步骤：
产生一个稳定的电流基准；
响应该稳定的电流基准调谐电阻值；
根据该已调电阻值和稳定的电流基准提供一个模拟电压信号；
将该模拟电压信号转换成一个数字码字；
根据该数字码字改变一个电容值；和
通过改变该电容值控制所述带宽。
5.根据权利要求4的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤：
产生一个带隙电压；
提供一个精密电阻；和
根据该带隙电压和精密电阻产生一个稳定的电流基准。
6.一种在有源集成滤波器电路中控制RC时间常数的电子电路，该有源集成滤波器电路包括电阻，其特征在于，该电子电路包括：
一个稳定的电流基准源；
基本上与该集成滤波器电路的电阻匹配和根据该稳定的电流基准源提供模拟电压信号的一个内部调谐电阻；
用于接收该模拟电压信号和产生数字输出的一个模/数转换器，该数字输出随该内部调谐电阻的改变而改变；和
一个电容阵列，用于接收该数字输出和根据该内部调谐电阻产生一个电容值。
7.根据权利要求6所述的电子电路，其特征在于，进一步包括：
一个精密外部电阻；
一个提供稳定的带隙电压的带隙基准；和
用于缓冲该稳定的带隙电压的一个缓冲器，该稳定的带隙电压和精密电阻提供稳定的电流基准源。
8.根据权利要求7所述的电子电路，其特征在于，进一步包括：
一个基准发生器，用于接收该稳定的带隙电压和提供一个最大基准限制给该模/数转换器。
9.一种自校准有源模拟滤波器电路，其特征在于，包括：
一个集成有源RC滤波器，它包括：
一个集成可编程电容阵列；和
集成电阻；
提供精密电流基准信号的一个电流基准源；
一个集成调谐电阻，用于根据该精密电流基准信号设定模拟电压信号，该集成调谐电阻基本上与所述集成电阻匹配；和
用于接收该模拟电压信号和产生一数字码字的一个集成模/数转换器，所述集成可编程电容阵列根据该数字码字产生一个电容值，该可编程电容阵列与该集成电阻一起向该集成有源RC模拟滤波器提供一个稳定的RC时间常数。
10.根据权利要求9所述的自校准有源模拟滤波器电路，其特征在于，该电流基准源包括：
一个外部电阻；
一个提供带隙电压信号的逞隙电压基准；
具有与该带隙电压基准连接的输入端和一个输出端的一个运算放大器，用于向该外部电阻提供该带隙电压信号，由此提供该精密的电流基准信号。
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