CN111799897A - 电力变换器电路的控制方法 - Google Patents

电力变换器电路的控制方法 Download PDF

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Abstract

电力变换器电路的控制方法中，采用原边独立控制和副边独立控制的方式，来解决实时信息交互中无线通信的长时延等引起的控制稳定性和可靠性问题、及避免多级电路造成低电能转换效率和低功率密度问题。对于原边发射电路，控制逆变器的移相角α和原边动态补偿相位角δ，从而调解功率传输并适应耦合系数的变化。对于副边接收电路，控制整流器的移相角β和整流器的输入电压与输入电流的相位差φ，使等效负载电阻匹配最优负载电阻，并控制副边动态补偿相位角ρ，使谐振网络电抗抵消等效负载电抗，副边阻抗的电抗为零。通过谐振网络的原边动态补偿相位角δ及副边动态补偿相位角ρ，分别调整原边谐振电容和副边谐振电容，抵消线圈间相对距离及偏移的扰动。

Description

电力变换器电路的控制方法
技术领域
本发明涉及电力变换器技术，尤其涉及一种电力变换器电路的控制方法。
背景技术
随着手机无线充电等小功率无线电能传输技术的广泛应用，无线电能传输技术在中大功率等级方面的应用也在深入研究和积极尝试中。然而，现有的无线电能传输技术仍然面临着能量传输的低效率、短距离、较差的耐偏移性等关键技术瓶颈。
为了提高能量传输距离和效率，提出了对电力变换器电路中的原边线圈和副边线圈分别增加谐振补偿网络以构成磁谐振的技术。然而，在现有的谐振补偿网络中，复合补偿网络LCC谐振拓扑电路中的补偿电感感量与线圈感量相近，且逆变电流流经该补偿电感，导致大量损耗。此外，功率电感庞大的体积降低了系统的功率密度。
在系统电路拓扑结构上，一般采用两级DC/DC电路结构，在原边发射电路侧追加DC/DC控制逆变直流输入电压，或者，在副边接收电路侧追加DC/DC控制输出及阻抗匹配，两级电路结构虽然增加了控制自由度，但也增加了变换器的功率损耗，严重降低了电能转换效率。
发明内容
发明所要解决的技术问题
电力变换器电路中，基于串联-串联型谐振网络的动态补偿，利用多控制自由度的无线电能传输单级电路拓扑结构，可解决多级DC/DC电路低效率、阻抗匹配和低功率密度的问题。
然而，在现有的电力变换器电路的控制方法中，原副边并非独立控制，存在实时信息交互中无线通信的长时延等引起的控制稳定性和可靠性问题。而且，为了实现传输功率、传输效率、传输距离、耐偏移性、器件特性等多目标的优化，如何进行多个控制自由度的协同控制显得尤为重要。
解决技术问题的技术方案
本发明是为了解决上述课题而完成的，本发明的第一方面在于，提供一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对原边发射电路进行控制，其特征在于，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的耦合系数k，设参数x=k/kmax，kmax为最大耦合系数，利用公式
Figure 622357DEST_PATH_IMAGE001
计算所述逆变器的移相角α，利用逆变PWM模块产生移相角为2α的PWM信号以驱动所述逆变器，
通过检测所述逆变PWM模块所产生的所述PWM信号和原边线圈电流过零点信号，得出所述逆变器的输出电压与输出电流的相位差θ的实际值，将所述相位差θ的实际值与预先设定的相位差参考值θref进行比较，基于所得出的差值，得出动态补偿相位角δ，利用动态补偿PWM模块根据所述原边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为δ的PWM信号以驱动所述第一动态补偿开关。
本发明的第二方面在于，在上述本发明的第一方面的电力变换器电路的控制方法中，所述相位差参考值
Figure 70655DEST_PATH_IMAGE002
。
本发明的第三方面在于，提供一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对副边接收电路进行控制，其特征在于，
将所述负载的输出参数的实际值与输出参数的目标值进行比较，基于所得出的差值，得出所述整流器的移相角β，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的互感M，通过负载识别得出负载电阻RL，基于所述负载电阻RL、所述互感M、所述移相角β，在设等效负载电阻RLe与预先设定的最优负载电阻RLeo相等的条件下计算得出作为所述整流器的输入电压与输入电流的相位差的相位角φ，
基于所述相位角φ、所述移相角β，利用整流PWM模块产生移相角为2β的PWM信号以驱动所述整流器，
基于所述相位角φ，在设等效负载电抗XLe与所述副边谐振补偿网络的电抗X2相等的条件下计算得出动态补偿相位角ρ，利用动态补偿PWM模块根据副边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为ρ的PWM信号以驱动所述第二动态补偿开关。
本发明的第四方面在于，在上述本发明的第三方面的电力变换器电路的控制方法中，所述输出参数为所述负载的输出电压、输出电流或输出功率中的任一种。
本发明的第五方面在于，提供一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对原边发射电路进行控制，其特征在于，
将所述逆变器的移相角固定为π，利用逆变PWM模块产生移相角为2π的PWM信号以驱动所述逆变器，
通过检测所述逆变PWM模块所产生的所述PWM信号和原边线圈电流过零点信号，得出所述逆变器的输出电压与输出电流的相位差θ的实际值，将所述相位差θ的实际值与预先设定的相位差参考值θref进行比较，基于所得出的差值，得出动态补偿相位角δ，利用动态补偿PWM模块根据所述原边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为δ的PWM信号以驱动所述第一动态补偿开关。
本发明的第六方面在于，在上述本发明的第五方面的电力变换器电路的控制方法中，通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的耦合系数k，设参数x=k/kmax，kmax为最大耦合系数，基于所述参数x决定所述相位差参考值θref。
本发明的第七方面在于，提供一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对副边接收电路进行控制，其特征在于，
将所述负载的输出参数的检测值与目标值进行比较，基于所得出的差值，得出所述整流器的移相角β，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的互感M，通过负载识别得出负载电阻RL，基于所述负载电阻RL、所述互感M、所述移相角β，在设等效负载电阻RLe与预先设定的最优负载电阻RLeo相等的条件下计算得出作为所述整流器的输入电压与输入电流的相位差的相位角φ，
基于所述相位角φ、所述移相角β，利用整流PWM模块产生移相角为2β的PWM信号以驱动所述整流器，
检测所述副边线圈的电压电流相位差，将该电压电流相位差与目标值90度进行比较，基于所得出的差值，得出动态补偿相位角ρ，利用动态补偿PWM模块根据副边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为ρ的PWM信号以驱动所述第二动态补偿开关。
本发明的第八方面在于，在上述本发明的第七方面的电力变换器电路的控制方法中，所述输出参数为所述负载的输出电压、输出电流或输出功率中的任一种。
本发明的第九方面在于，在上述本发明的第一至第八方面的任一项所述的电力变换器电路的控制方法中，所述第一动态补偿开关及所述第二动态补偿开关为由两个开关元件串联构成的双向开关。
本发明的第十方面在于，在上述本发明的第一至第八方面的任一项所述的电力变换器电路的控制方法中，所述逆变器为包括由四个开关元件构成的逆变H桥的全桥逆变器。
本发明的第十一方面在于，在上述本发明的第一至第八方面的任一项所述的电力变换器电路的控制方法中，所述整流器为包括由四个开关元件构成的逆变H桥的全桥整流器。
发明效果
根据本发明所涉及的电力变换器电路的控制方法，采用原边独立控制和副边独立控制的方式，来解决实时信息交互中无线通信的长时延等引起的控制稳定性和可靠性问题、及避免多级电路造成低电能转换效率和低功率密度问题。
对于原边发射电路，控制逆变器的移相角α和原边动态补偿相位角δ，从而调解功率传输并适应耦合系数的变化。
对于副边接收电路，控制整流器的移相角β和整流器的输入电压与输入电流的相位差φ，使得等效负载电阻匹配最优负载电阻，并且，控制副边动态补偿相位角ρ，使得谐振网络电抗抵消等效负载电抗，副边阻抗的电抗为零，由此进行输出特性的调制。
此外，通过谐振网络的原边动态补偿相位角δ及副边动态补偿相位角ρ，分别调整原边谐振电容和副边谐振电容，抵消线圈间相对距离及偏移的扰动，实现耦合系数自适应与阻抗匹配，扩大传输距离和提升耐偏移性。
由此，通过进行多个控制自由度的协同控制，实现传输功率、传输效率、传输距离、耐偏移性、器件特性等多目标的优化。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的电力变换器电路的电路结构的图。
图2是表示本发明所涉及的电力变换器电路的等效电路模型的图。
图3是表示本发明所涉及的对电力变换器电路中的原边发射电路进行控制的控制方法的框图。
图4是表示本发明所涉及的对电力变换器电路中的副边接收电路进行控制的控制方法的框图。
图5是表示本发明所涉及的电力变换器电路在图3及图4的控制方法下的工作波形的图。
图6是表示本发明所涉及的对电力变换器电路中的原边发射电路进行控制的另一控制方法的框图。
图7是表示本发明所涉及的对电力变换器电路中的副边接收电路进行控制的另一控制方法的框图。
具体实施方式
下面，为了更详细地说明本发明，根据附图对用于实施本发明的方式进行说明。
图1是表示本发明所涉及的电力变换器电路的电路结构的图。本发明的电力变换器电路中，基于磁谐振动态补偿，通过串联-串联型谐振补偿网络中的可变电容，动态调制谐振补偿网络的等效谐振容值，从而实现谐振回路阻抗的动态补偿。通过采用调制电容与谐振电容并联的方式，可以有效降低流经调制开关管的电流，降低对器件特性的要求。
如图1所示，电力变换器电路1包括直流电源11、逆变器12、原边可变电容C1e、原边线圈L1、副边线圈L2、副边可变电容C2e、整流器13及负载RL。
直流电源11提供直流电压VIN。逆变器12用于将来自直流电源11的直流电转换成交流电并提供给原边线圈L1。整流器13用于将通过副边线圈L2感应得到的交流电转换成直流电并提供给负载RL。具体而言，逆变器12可以是包括输入电容CIN、及与输入电容CIN并联连接的由四个开关元件Si1～Si4构成的逆变H桥的全桥逆变器。整流器13可以是包括输出电容COUT、及与输出电容COUT并联连接的由四个开关元件So1～So4构成的逆变H桥的全桥整流器。另外，逆变器12也可以是包括2n（n≥3）个开关元件的n相逆变器，整流器13也可以是包括2n（n≥3）个开关元件的n相整流器器。
原边可变电容C1e和原边线圈L1串联连接而构成原边谐振补偿网络。副边线圈L2和副边可变电容C2e串联连接而构成副边谐振补偿网络。
直流电源11、逆变器12及原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路。副边谐振补偿网络、整流器13及负载RL依次连接而构成副边接收电路。此外，可以设置成原边线圈L1、副边线圈L2的同名端相对。
另外，原边可变电容C1e包括第一谐振电容C1、第一调制电容Cd1及第一动态补偿开关S1，第一调制电容Cd1与第一动态补偿开关S1串联连接后与第一谐振电容C1并联连接。副边可变电容C2e包括第二谐振电容C2、第二调制电容Cd2及第二动态补偿开关S2，第二调制电容Cd2与第二动态补偿开关S2串联连接后与第二谐振电容C2并联连接。
在进一步的实施例中，第一动态补偿开关S1为由两个开关元件Si5、Si6串联构成的双向开关，第二动态补偿开关S2为由两个开关元件So5、So6串联构成的双向开关。
另外，图1中，开关元件Si1～Si6及开关元件So1～So6示出为MOSFET，但也可以为IGBT等开关元件。
图2中示出了图1的电力变换器电路1的等效电路模型。如图2所示，原边线圈L1与副边线圈L2的耦合通过互感M表示，根据等效电路模型，由基尔霍夫定律，得到关于电路中电压电流关系的以下数学式（1）。
Figure 115972DEST_PATH_IMAGE003
（1）
其中，ωs为电路系统开关工作频率，M为原边线圈L1与副边线圈L2之间的互感，Z1为原边谐振补偿网络阻抗，Z2为副边谐振补偿网络阻抗，Ze为等效负载阻抗，I1为原边等效输入电流（即逆变器的输出电流），I2为副边等效输出电流（即整流器的输入电流），V1为原边等效输入电压（即逆变器的输出电压）。
图2的等效电路模型中，原边等效输入电压V1由逆变器的移相角α控制，原边电抗X1由原边动态补偿相位角δ控制，副边电抗X2由副边动态补偿相位角ρ控制，负载RL通过全桥整流等效为电阻Re和电抗Xe，分别由整流器的移相角β、整流器的输入电压与输入电流的相位差φ控制。原边输入阻抗由原边谐振补偿网络阻抗Z1和副边反射阻抗构成，副边阻抗由副边谐振补偿网络阻抗Z2和等效负载阻抗Ze构成。
进一步推导含有各控制自由度的原边谐振补偿网络阻抗Z1、副边谐振补偿网络阻抗Z2及等效负载阻抗Ze、以及原边等效输入电压V1、副边等效输出电压（即整流器的输入电压）V2，得到以下的数学式（2）和（3）。
Figure 776760DEST_PATH_IMAGE004
（2）
Figure 122291DEST_PATH_IMAGE005
（3）
其中，VIN为直流电源11提供的直流电压，VOUT为负载RL的输出电压。
本发明中，基于上述的数学式，以传输效率、传输功率、传输距离、耐偏移性、器件特性等为优化目标，构成约束条件，通过对效率公式求导，可以推导出最大效率条件下的最优负载电阻与等效负载电抗。
首先，通过解耦原副边控制，即采用原边独立控制和副边独立控制的方式，来解决实时信息交互中无线通信的长时延等引起的控制稳定性和可靠性问题、及避免多级电路造成低电能转换效率和低功率密度问题。对于原边发射电路，控制逆变器的移相角α和原边动态补偿相位角δ，从而调解功率传输并适应耦合系数的变化。对于副边接收电路，控制整流器的移相角β和整流器的输入电压与输入电流的相位差φ，从而进行输出特性的调制。
其次，为了最大化电能传输效率，将负载阻抗与系统电路谐振拓扑的阻抗进行匹配需要满足以下两个条件。
①负载电阻与系统最优负载电阻相等。具体而言，由负载识别在线检测系统实时负载参数，通过控制整流器的移相角β和整流器的输入电压与输入电流的相位差φ来改变等效负载电阻，由此满足该条件。
②副边阻抗的电抗为零，即副边反射到原边的阻抗为纯阻性。具体而言，由互感识别在线检测系统实时互感参数，通过控制副边动态补偿相位角ρ，使得副边谐振补偿网络的电抗X2与等效负载电抗Xe相抵消。
此外，由于原边线圈L1与副边线圈L2的相对距离变化引起两者互感及耦合系数的变化，随着相对距离由近到远，呈现出强耦合到弱耦合的演变，进而影响谐振网络中的固有谐振频率和传输特性。针对这一问题，本发明中，通过谐振网络的原边动态补偿相位角δ及副边动态补偿相位角ρ，分别调整原边谐振电容和副边谐振电容，以抵消线圈间相对距离及偏移的扰动，实现耦合系数自适应与阻抗匹配，扩大传输距离和提升耐偏移性。
原边动态补偿相位角δ和副边动态补偿相位角ρ分别由以下的公式（4）和（5）来表示。
Figure 475912DEST_PATH_IMAGE006
（4）
Figure 8524DEST_PATH_IMAGE007
（5）
其中，POUT为负载的输出功率，k为耦合系数，kmax为最大耦合系数。
本发明中，设参数x=M/Mmax= k/kmax。其中，M为互感，Mmax为设计最大互感。由此，x≤1 。在满足逆变器软开关的临界条件下，满足
Figure 473004DEST_PATH_IMAGE008
。通过推导可以得出，α仅取决于参数x，满足以下公式（6）。
Figure 407462DEST_PATH_IMAGE009
（6）
以下，利用图3，具体说明对电力变换器电路中的原边发射电路进行控制的控制方法。
如图3所示，步骤S301中，通过互感识别得出原边线圈L1与副边线圈L2之间的耦合系数k，利用上述公式（6）计算逆变器的移相角α。
步骤S302中，利用逆变PWM模块产生移相角为2α的PWM信号以驱动逆变器12。具体而言，产生PWM信号gi1～gi4以分别驱动逆变器12的开关元件Si1～Si4。
步骤S303中，通过检测逆变PWM模块所产生的PWM信号（图3中例如为PWM信号gi1）和原边线圈电流过零点信号I1zc，得出逆变器的输出电压与输出电流的相位差θ的实际值θreal。
步骤S304中，预先设定相位差参考值θref。图3中设为
Figure 931984DEST_PATH_IMAGE010
。
步骤S305中，将相位差θ的实际值θreal与相位差参考值θref进行比较。
步骤S306中，基于步骤S305所得出的差值，例如利用PI或PID控制器，得出原边动态补偿相位角δ。
步骤S307中，利用动态补偿PWM模块根据原边线圈电流过零点信号I1zc，产生动态补偿相位角为δ的PWM信号以驱动第一动态补偿开关S1。具体而言，产生PWM信号gi5、gi6以驱动开关元件Si5、Si6。
接下来，利用图4，具体说明对电力变换器电路中的副边接收电路进行控制的控制方法。
如图4所示，步骤S401中，将负载RL的输出参数的实际值与输出参数的目标值进行比较。步骤S402中，基于步骤S401所得出的差值，例如利用PI或PID控制器，得出整流器13的移相角β。图3中，输出参数利用了负载的输出电压VOUT，其目标值为Vo_ref。但输出参数也可以为负载的输出电流或输出功率中的任一种。
步骤S403中，通过互感识别得出原边线圈L1与副边线圈L2之间的互感M，通过负载识别，例如基于负载RL的输出电压和输出电流，得出负载电阻RL。
步骤S404中，基于负载电阻RL、互感M、移相角β，在设等效负载电阻RLe与预先设定的最优负载电阻RLeo相等（RLe＝RLeo）的条件下，计算得出作为整流器的输入电压与输入电流的相位差的相位角φ。该计算可利用以下公式（7）来进行。
具体而言，
Figure 951893DEST_PATH_IMAGE011
Figure 954484DEST_PATH_IMAGE012
利用R1=R2及R2≈0对RLeo进行简化，得到
Figure 743448DEST_PATH_IMAGE013
。
由此，在RLe＝RLeo的条件下，得出公式（7）。
Figure DEST_PATH_IMAGE015AA
（7）
步骤S405中，基于相位角φ、移相角β，利用整流PWM模块根据副边线圈电流过零点信号I2zc，产生移相角为2β的PWM信号以驱动整流器13。具体而言，产生PWM信号go1～go4以分别驱动整流器13的开关元件So1～So4。
步骤S406中，基于相位角φ，在设等效负载电抗XLe与副边谐振补偿网络的电抗X2相等（XLe＝X2）的条件下，计算得出副边动态补偿相位角ρ。该计算可利用上述公式（5）来进行。
步骤S407中，利用动态补偿PWM模块根据副边线圈电流过零点信号I2zc，产生动态补偿相位角为ρ的PWM信号以驱动第二动态补偿开关S2。具体而言，产生PWM信号go5、go6以驱动开关元件So5、So6。
图5中示出了电力变换器电路在图3及图4的控制方法下的工作波形。其中，gi1～gi6为驱动开关元件Si1～Si6的PWM信号，V1为原边等效输入电压，I1为原边等效输入电流，Vab为图1的电路结构中实际测量出的a、b点间电压，I1zc、I2zcf分别为原边线圈电流过零点信号和副边线圈电流过零点信号，Vcd为图1的电路结构中实际测量出的c、d点间电压，V2为副边等效输出电压，I2为副边等效输出电流，go1～go6为驱动开关元件So1～So6的PWM信号。
从工作波形中可以清楚地看出，用于驱动逆变器的PWM信号gi1～gi4的移相角为2α，原边等效输入电压V1与原边等效输入电流I1的相位差为θ，用于驱动原边谐振补偿网络的第一动态补偿开关的PWM信号gi5、gi6的动态补偿相位角为δ，用于驱动整流器的PWM信号go1～go4的移相角为2β，副边等效输出电压V2与副边等效输出电流I2的相位差为φ，用于驱动副边谐振补偿网络的第二动态补偿开关的PWM信号go5、go6的动态补偿相位角为ρ。
以下，利用图6，具体说明对电力变换器电路中的原边发射电路进行控制的另一控制方法。
图6的控制方法与图3的控制方法的区别在于，将逆变器12的移相角α固定为π，利用逆变PWM模块产生移相角为2π的PWM信号以驱动逆变器12。此外，图6中，通过互感识别得知原边线圈L1与副边线圈L2之间的耦合系数k，设参数x=k/kmax（kmax为最大耦合系数），基于参数x来决定相位差参考值θref。
接下来，利用图7，具体说明对电力变换器电路中的副边接收电路进行控制的另一控制方法。
图7的控制方法与图4的控制方法的区别在于动态补偿相位角ρ的产生方式。图7中，检测副边线圈L2的电压（VL2）电流（IL2）相位差，将该电压电流相位差与目标值90度进行比较，基于所得出的差值，例如利用PI或PID控制器，得出动态补偿相位角ρ。两种控制方法得出的动态补偿相位角ρ是相同的，动态补偿相位角ρ的控制目标是将副边网络调整到纯阻性状态。
本发明进行了详细的说明，但上述实施方式仅是所有实施方式中的示例，本发明并不局限于此。本发明可以在该发明的范围内对实施方式的任意构成要素进行变形。

Claims (11)

1.一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对原边发射电路进行控制，其特征在于，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的耦合系数k，设参数x=k/kmax，kmax为最大耦合系数，利用公式
Figure 836682DEST_PATH_IMAGE001
计算所述逆变器的移相角α，利用逆变PWM模块产生移相角为2α的PWM信号以驱动所述逆变器，
通过检测所述逆变PWM模块所产生的所述PWM信号和原边线圈电流过零点信号，得出所述逆变器的输出电压与输出电流的相位差θ的实际值，将所述相位差θ的实际值与预先设定的相位差参考值θref进行比较，基于所得出的差值，得出原边动态补偿相位角δ，利用动态补偿PWM模块根据所述原边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为δ的PWM信号以驱动所述第一动态补偿开关。
2.如权利要求1所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
所述相位差参考值
Figure 425926DEST_PATH_IMAGE002
。
3.一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对副边接收电路进行控制，其特征在于，
将所述负载的输出参数的实际值与输出参数的目标值进行比较，基于所得出的差值，得出所述整流器的移相角β，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的互感M，通过负载识别得出负载电阻RL，基于所述负载电阻RL、所述互感M、所述移相角β，在设等效负载电阻RLe与预先设定的最优负载电阻RLeo相等的条件下计算得出作为所述整流器的输入电压与输入电流的相位差的相位角φ，
基于所述相位角φ、所述移相角β，利用整流PWM模块产生移相角为2β的PWM信号以驱动所述整流器，
基于所述相位角φ，在设等效负载电抗XLe与所述副边谐振补偿网络的电抗X2相等的条件下计算得出副边动态补偿相位角ρ，利用动态补偿PWM模块根据副边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为ρ的PWM信号以驱动所述第二动态补偿开关。
4.如权利要求3所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
所述输出参数为所述负载的输出电压、输出电流或输出功率中的任一种。
5.一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对原边发射电路进行控制，其特征在于，
将所述逆变器的移相角固定为π，利用逆变PWM模块产生移相角为2π的PWM信号以驱动所述逆变器，
通过检测所述逆变PWM模块所产生的所述PWM信号和原边线圈电流过零点信号，得出所述逆变器的输出电压与输出电流的相位差θ的实际值，将所述相位差θ的实际值与预先设定的相位差参考值θref进行比较，基于所得出的差值，得出原边动态补偿相位角δ，利用动态补偿PWM模块根据所述原边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为δ的PWM信号以驱动所述第一动态补偿开关。
6.如权利要求5的任一项所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的耦合系数k，设参数x=k/kmax，kmax为最大耦合系数，基于所述参数x决定所述相位差参考值θref。
7.一种电力变换器电路的控制方法，该电力变换器电路包括直流电源、逆变器、原边可变电容、原边线圈、副边线圈、副边可变电容、整流器及负载，
所述原边可变电容和所述原边线圈串联连接而构成原边谐振补偿网络，
所述副边可变电容和所述副边线圈串联连接而构成副边谐振补偿网络，
所述直流电源、所述逆变器及所述原边谐振补偿网络依次连接而构成原边发射电路，所述副边谐振补偿网络、所述整流器及所述负载依次连接而构成副边接收电路，
所述原边可变电容包括第一谐振电容、第一调制电容及第一动态补偿开关，所述第一调制电容与所述第一动态补偿开关串联连接后与所述第一谐振电容并联连接，
所述副边可变电容包括第二谐振电容、第二调制电容及第二动态补偿开关，所述第二调制电容与所述第二动态补偿开关串联连接后与所述第二谐振电容并联连接，
所述电力变换器电路的控制方法用于对副边接收电路进行控制，其特征在于，
将所述负载的输出参数的检测值与目标值进行比较，基于所得出的差值，得出所述整流器的移相角β，
通过互感识别得出所述原边线圈与所述副边线圈之间的互感M，通过负载识别得出负载电阻RL，基于所述负载电阻RL、所述互感M、所述移相角β，在设等效负载电阻RLe与预先设定的最优负载电阻RLeo相等的条件下计算得出作为所述整流器的输入电压与输入电流的相位差的相位角φ，
基于所述相位角φ、所述移相角β，利用整流PWM模块产生移相角为2β的PWM信号以驱动所述整流器，
检测所述副边线圈的电压电流相位差，将该电压电流相位差与目标值90度进行比较，基于所得出的差值，得出副边动态补偿相位角ρ，利用动态补偿PWM模块根据副边线圈电流过零点信号产生动态补偿相位角为ρ的PWM信号以驱动所述第二动态补偿开关。
8.如权利要求7所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
所述输出参数为所述负载的输出电压、输出电流或输出功率中的任一种。
9.如权利要求1至8的任一项所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
所述第一动态补偿开关及所述第二动态补偿开关为由两个开关元件串联构成的双向开关。
10.如权利要求1至8的任一项所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
所述逆变器为包括由四个开关元件构成的逆变H桥的全桥逆变器。
11.如权利要求1至8的任一项所述的电力变换器电路的控制方法，其特征在于，
所述整流器为包括由四个开关元件构成的逆变H桥的全桥整流器。
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