CN111711362B - 一种三端口拓扑电路的调制方法 - Google Patents

一种三端口拓扑电路的调制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111711362B
CN111711362B CN202010527415.XA CN202010527415A CN111711362B CN 111711362 B CN111711362 B CN 111711362B CN 202010527415 A CN202010527415 A CN 202010527415A CN 111711362 B CN111711362 B CN 111711362B
Authority
CN
China
Prior art keywords
interval
switching
tube
inductor
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010527415.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN111711362A (zh
Inventor
张艺
周奕龙
於静
邢浩江
张东来
李雅琳
刘青
白昱
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Aerospace New Power Technology Ltd
Original Assignee
Shenzhen Aerospace New Power Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Aerospace New Power Technology Ltd filed Critical Shenzhen Aerospace New Power Technology Ltd
Priority to CN202010527415.XA priority Critical patent/CN111711362B/zh
Publication of CN111711362A publication Critical patent/CN111711362A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111711362B publication Critical patent/CN111711362B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种三端口拓扑电路的调制方法，涉及电路调制技术领域。所述三端口拓扑电路包括六个开关管，所述六个开关管包括三组串联的开关管，每组开关管包括两个并联的开关管，所述调制方法包括：在一个开关周期内设置12个区间，分别为P1～P12，其中区间P2、区间P4、区间P6、区间P8、区间P10、区间P12为每组开关管的两个开关管的关断区间；在区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11，分别实现六个开关管的零电压导通。本发明通过设置12个区间，包括开关管的关断区间和导通区间，并且关断区间和导通区间交替设置，在6个导通区间分别实现六个开关管的零电压导通，提高了三端口变换器的效率。

Description

一种三端口拓扑电路的调制方法
技术领域
本发明涉及电路调制技术领域，尤其是涉及一种三端口拓扑电路的调制方法。
背景技术
在微电网、卫星电源、新能源汽车、充电桩等市场需求的带动下，多端口变换器尤其是三端口变换器成为近几年电力电子行业关注和发展的热点。其中，三端口拓扑的开关器件数量、变换器的效率等都是研究的重点。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明提出一种三端口拓扑电路的调制方法，可以实现六个开关管的零电压导通，提高了三端口变换器的效率。
本发明的一个实施例提供了一种三端口拓扑电路的调制方法，所述三端口拓扑电路包括六个开关管，所述六个开关管包括三组串联的开关管，每组开关管包括两个并联的开关管，所述调制方法包括：
在一个开关周期内设置12个工作区间，分别为P1～P12，其中区间P2、区间P4、区间P6、区间P8、区间P10、区间P12为每组开关管的两个开关管的关断区间；
在区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11，分别实现六个开关管的零电压导通。
本发明实施例的三端口拓扑电路的调制方法至少具有如下有益效果：
通过设置12个区间，包括开关管的关断区间和导通区间，并且关断区间和导通区间交替设置，在6个导通区间分别实现六个开关管的零电压导通，提高了三端口变换器的效率。
根据本发明的另一些实施例的三端口拓扑电路的调制方法，所述六个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，所述第一开关管和所述第二开关管并联组成第一组开关管，所述第三开关管和所述第四开关管并联组成第二组开关管，所述第五开关管和所述第六开关管并联组成第三组开关管，所述第一组开关管、所述第二组开关管、所述第三组开关管串联；
区间P2为第五开关管和第六开关管的关断区间，区间P4为第三开关管和第四开关管的关断区间，区间P6为第一开关管和第二开关管的关断区间，区间P8为第五开关管和第六开关管的关断区间，区间P10为第三开关管和第四开关管的关断区间，区间P12为第一开关管和第二开关管的关断区间；
所述在区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11，分别实现六个开关管的零电压导通，包括：
在区间P1实现所述第一开关管的零电压导通；
在区间P3实现所述第六开关管的零电压导通；
在区间P5实现所述第三开关管的零电压导通；
在区间P7实现所述第二开关管的零电压导通；
在区间P9实现所述第五开关管的零电压导通；
在区间P11实现所述第四开关管的零电压导通。
根据本发明的另一些实施例的三端口拓扑电路的调制方法，所述第一组开关管与所述第二组开关管之间还串联有第一电感，所述第二组开关管与所述第三组开关管之间还串联有第二电感，所述第三开关管连接有第二负载，所述第五开关管连接有第三负载；
所述第一电感的取值范围为：
Figure BDA0002534067890000021
其中，L1为所述第一电感的电感值，T为开关周期，α1为所述第一开关管和所述第三开关管之间的移相角，D1为所述第一开关管的占空比，D3为所述第三开关管的占空比，D5为所述第五开关管的占空比，R2为所述第二负载的阻值，R3为所述第三负载的阻值；
所述第二电感的取值范围为：
Figure BDA0002534067890000022
其中，L2为所述第二电感的电感值，α2为所述第一开关管和所述第六开关管之间的移相角。
根据本发明的另一些实施例的三端口拓扑电路的调制方法，所述开关管为MOS管。
根据本发明的另一些实施例的三端口拓扑电路的调制方法，所述第一开关管还串联连接第三电感，所述第三开关管还串联连接第四电感，所述第五开关管还串联连接第五电感。
附图说明
图1是本发明一实施例中三端口拓扑电路的调制方法的流程示意图；
图2是图1中步骤S200的流程示意图；
图3是本发明一实施例中三端口拓扑电路的电路图；
图4是本发明一实施例中的开关时序图；
图5是本发明一实施例中的电感电流和电感电压曲线图；
图6是本发明一实施例中的三端口拓扑电路的改进电路图；
图7是本发明一实施例中的三端口拓扑电路的衍生电路图。
具体实施方式
以下将结合实施例对本发明的构思及产生的技术效果进行清楚、完整地描述，以充分地理解本发明的目的、特征和效果。显然，所描述的实施例只是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在不付出创造性劳动的前提下所获得的其他实施例，均属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，如果涉及到方位描述，例如“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。如果某一特征被称为“设置”、“固定”、“连接”、“安装”在另一个特征，它可以直接设置、固定、连接在另一个特征上，也可以间接地设置、固定、连接、安装在另一个特征上。
在本发明实施例的描述中，如果涉及到“若干”，其含义是一个以上，如果涉及到“多个”，其含义是两个以上，如果涉及到“大于”、“小于”、“超过”，均应理解为不包括本数，如果涉及到“以上”、“以下”、“以内”，均应理解为包括本数。如果涉及到“第一”、“第二”，应当理解为用于区分技术特征，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
在微电网、卫星电源、新能源汽车、充电桩等市场需求的带动下，多端口变换器尤其是三端口变换器成为近几年电力电子行业关注和发展的热点。其中，三端口拓扑的开关器件数量、磁性器件数量、滤波器大小、变换器的效率等都是研究的重点。
本发明针对六开关三端口变换器及其同类拓扑，提出了一种调制方法。该调制方法通过控制时序可使六个开关管均实现ZVS(零电压导通)，在不改变电路结构的前提下提高了三端口变换器的效率。
本发明一实施例提供了一种三端口拓扑电路的调制方法，应用于三端口拓扑电路。三端口拓扑电路包括六个开关管，六个开关管包括三组串联的开关管，每组开关管包括两个并联的开关管。
参照图1，示出了本发明一实施例中三端口拓扑电路的调制方法的流程示意图。如图1所示，该调制方法包括：
S100、在一个开关周期内设置12个区间，分别为P1～P12，其中区间P2、区间P4、区间P6、区间P8、区间P10、区间P12为每组开关管的两个开关管的关断区间；
S200、在区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11，分别实现六个开关管的零电压导通。
在一个开关周期内设置12个区间，分别为P1～P12，包括开关管的关断区间(区间P2、区间P4、区间P6、区间P8、区间P10、区间P12)和导通区间(区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11)，开关管关断区间和导通区间交错设置。在6个导通区间，通过控制时序分别实现六个开关管的零电压导通，提高了三端口变换器的效率。
在一些实施例中，六个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，第一开关管和第二开关管并联组成第一组开关管，第三开关管和第四开关管并联组成第二组开关管，第五开关管和第六开关管并联组成第三组开关管，第一组开关管、第二组开关管、第三组开关管串联。
在一些实施例中，区间P2为第五开关管和第六开关管的关断区间，区间P4为第三开关管和第四开关管的关断区间，区间P6为第一开关管和第二开关管的关断区间，区间P8为第五开关管和第六开关管的关断区间，区间P10为第三开关管和第四开关管的关断区间，区间P12为第一开关管和第二开关管的关断区间。
在一些实施例中，如图2所示，步骤S200包括：
S210、在区间P1实现第一开关管的零电压导通；
S220、在区间P3实现第六开关管的零电压导通；
S230、在区间P5实现第三开关管的零电压导通；
S240、在区间P7实现第二开关管的零电压导通；
S250、在区间P9实现第五开关管的零电压导通；
S260、在区间P11实现第四开关管的零电压导通。
在一些实施例中，开关管为MOS管。可以理解的是，开关管也可以采用其他类型的开关管，如并联了二极管的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，并联二极管的方向与MOS管体二极管的方向一致。
在一些实施例中，第一组开关管与第二组开关管之间还串联有第一电感，第二组开关管与第三组开关管之间还串联有第二电感。
下面结合三端口拓扑电路的具体电路对上述调制方法的流程进行说明。参照图3，示出了本发明一实施例中三端口拓扑电路的电路原理图，包括六个MOS管S1～S6、第一电感L1、第二电感L2。六个MOS管分为三组开关管，第一MOS管S1和第二MOS管S2为第一组开关管，第三MOS管S3和第四MOS管S4为第二组开关管，第五MOS管S5和第六MOS管S6为第三组开关管。每组开关管的两个开关管并联。第一组开关管与第二组开关管之间还串联有第一电感L1，第二组开关管与第三组开关管之间还串联有第二电感L2。电压V1、V2、V3分别为三个端口电压。第一MOS管S1、第三MOS管S5、第六MOS管S6还分别连接有第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3。图3中还标出了设定的电感电流的正方向(如箭头方向所示)。
参照图4，示出了本发明一实施例中的开关时序图，横坐标为时间t，纵坐标为控制信号的幅值。其中，u1GS、u2GS、u3GS、u4GS、u5GS、u6GS为6个控制信号，分别输入进第一MOS管S1的栅极、第二MOS管S2的栅极、第三MOS管S3的栅极、第四MOS管S4的栅极、第五MOS管S5的栅极、第六MOS管S6的栅极。T为开关周期。图中的粗实线分别为控制信号u1GS、u3GS、u5GS的电平图，控制信号u1GS、u3GS、u5GS为高电平时，第一开关管S1、第三开关管S3、第五开关管S5导通，控制信号u1GS、u3GS、u5GS为低电平时，第一开关管S1、第三开关管S3、第五开关管S5关断。图中的粗虚线分别为控制信号u2GS、u4GS、u6GS的电平图，控制信号u2GS、u4GS、u6GS为高电平时，第二开关管S2、第四开关管S4、第六开关管S6导通，控制信号u2GS、u4GS、u6GS为低电平时，第二开关管S2、第四开关管S4、第六开关管S6关断。
参照图5，示出了本发明一实施例中的电感电流和电感电压曲线图，iL1、iL2分别为第一电感L1、第二电感L2的电感电流，uL1、uL2分别为第一电感L1、第二电感L2的电感电压。其中，iL1、iL2分别为第一电感L1的电流、第二电感L2的电流。图中的粗实线为电感电流的曲线，图中的粗虚线为电感电压的曲线。
下面结合图3至图5，对每个区间的工作原理进行说明。首先需要说明的是，下文提到的体二极管为开关管的体二极管，体二极管的阴极连接MOS管的漏极，体二极管的阳极连接MOS管的源极。
区间P1：第一开关管S1导通(控制信号u1GS为高电平)。由于区间P12期间电感通过第一开关管S1的体二极管续流，因此第一开关管S1的DS电压等于体二极管的导通压降，第一开关管S1实现ZVS(零电压导通)。第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5导通，第一电感L1上的电流线性增加，第二电感L2上的电流线性减小。在这个过程中，t0时刻，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向相反，第二电感L2上的电流方向不定；t1时刻，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向相反。P1区间结束时，第二电感L2上的电流方向与设定的参考方向相反。第一电感L1和第二电感L2上的电流的过零时刻(电感电流方向变化时刻)没有特定关系。
区间P2：第五开关管S5和第六开关管S6的关断区间(控制信号u5GS、u6GS为低电平)。由于电感电流不能突变，第二电感L2上的电流首先通过第六开关管S6的漏源极寄生电容续流，该寄生电容放电完成后(同时第五开关管S5的漏源极寄生电容充电完成)，第二电感L2上的电流从第六开关管S6的体二极管流过，第六开关管S6的DS电压降低为体二极管压降。第一电感L1上的电感电流继续增加，第二电感L2上的电流由于两端电位的钳位作用而处于恒流模式，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向相反。
区间P3：第六开关管S6开通(控制信号u6GS为高电平)。由于在P12区间，电感电流不能突变，第六开关管S6的DS电压降低为体二极管压降，此时开通第六开关管S6，实现了第六开关管S6的ZVS(零电压导通)。第一电感L1上的电流继续增加，第二电感L2上的电流由于两端电位的钳位作用而处于恒流模式，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向相反。
区间P4：第三开关管S3和第四开关管S4的关断区间(控制信号u3GS、u4GS为低电平)。由于电感电流不能突变，类似于区间P2，在完成寄生电容的充放电后，电感电流将通过第三开关管S3的体二极管续流，第三开关管S3的DS电压降为体二极管的导通压降。V1-V2>0，则第一电感L1上的电流线性增大，类似的，V1-V2<0，则第一电感L1上的电流线性减小，但斜率与P3区间的斜率不同；第二电感L2上的电流线性增加。区间P4内，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向相反。
区间P5：第三开关管S3导通(控制信号u3GS为高电平)。由于P4区间第三开关管S3的体二极管导通，故第三开关管S3实现ZVS(零电压导通)。第一电感L1、第二电感L2上的电流变化趋势与区间P4相同，第二电感L2上的电流由反向变为正向。t4时刻，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向相反。
区间P6：第一开关管S1和第二开关管S2的关断区间(控制信号u1GS、u2GS为低电平)。由于电感电流不能突变，类似于区间P2，在完成寄生电容的充放电后，电感电流将通过第二开关管S2的体二极管续流，第二开关管S2的DS电压将降为体二极管的导通压降。第一电感L1上的电流线性减小；第二电感L2上的电流变化趋势与区间P5一致，继续增加。区间P6内，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向一致。
区间P7：第二开关管S2导通(控制信号u2GS为高电平)。由于P6区间第二开关管S2的体二极管导通，故第二开关管S2实现ZVS(零电压导通)。第一电感L1、第二电感L2上的电流变化趋势与区间P6相同。t6时刻，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向一致，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向一致。在区间P7结束时，第一电感L1上的电流有可能已经反向，这取决于端口电压和区间时间。
区间P8：第五开关管S5和第六开关管S6的关断区间(控制信号u5GS、u6GS为低电平)。由于电感电流不能突变，类似于区间P2，在完成寄生电容的充放电后，电感电流将通过第五开关管S5的体二极管续流，第五开关管S5的DS电压将降为体二极管的导通压降。在P7区间结束时，第一电感L1上的电流有可能已经反向，也有可能仍与设定的电流正方向一致，这取决于端口电压和区间时间。V2-V3>0，则第二电感L2上的电流线性增大，但斜率与P7区间的斜率不同，类似的，V2-V3<0，则第二电感L2上的电流线性减小。区间P8内，第一电感L1上的电流方向不定，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向一致。
区间P9：第五开关管S5导通(控制信号u5GS为高电平)。由于P8区间第五开关管S5的体二极管导通，故第五开关管S5实现ZVS(零电压导通)。第一电感L1、第二电感L2上的电流变化趋势与P8区间相同，t8时刻，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向相反，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向一致。需要注意的是，第二电感L2上的电流在t9时刻前已完成反向。
区间P10：第三开关管S3和第四开关管S4的关断区间(控制信号u3GS、u4GS为低电平)。由于电感电流不能突变，类似于区间P2，在完成寄生电容的充放电后，电感电流通过第四开关管S4的体二极管续流，第四开关管S4的DS降为体二极管的导通压降。由于第一电感L1两端的电压被钳位，第一电感L1上的电流几乎不变，第二电感L2上的电流线性减小。区间P10内，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向相反，第二电感L2上的电流方向与设定的正方向一致。
区间P11：第四开关管S4导通(控制信号u4GS为高电平)。由于P10区间第四开关管S4的体二极管导通，故第四开关管S4实现ZVS(零电压导通)。第一电感L1、第二电感L2上的电流变化趋势与P10区间相同，t11时刻，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向相反，第二电感L2上的电流方向不定。在P11区间结束时，第二电感L2上的电流有可能已经反向，这取决于端口电压和区间时间。
区间P12：第一开关管S1和第二开关管S2的关断区间(控制信号u1GS、u2GS为低电平)。由于电感电流不能突变，类似于区间P2，在完成寄生电容的充放电后，第一电感L1上的电流通过第一开关管S1的体二极管续流，第一开关管S1的DS电压等于体二极管的正向导通压降。在P11区间结束时，第二电感L2上的电流有可能已经反向，这取决于端口电压和区间时间。区间P12内，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向相反，第二电感L2上的电流方向不定。另外，下一开关周期P1区间的时刻t0+T，第一电感L1上的电流方向与设定的正方向相反，第二电感L2上的电流方向不定。
根据上述分析可知，在一个开关周期T内，六个开关管S1～S6均实现了ZVS(零电压导通)，减小了开关管的开通损耗，进而提高了三端口变换器的效率。
在一些实施例中，第一电感L1和第二电感L2的取值范围可通过下述公式进行计算：
从图4中可以获得控制时序有下列不等式：
Figure BDA0002534067890000091
其中，α1是第一开关管S1和第三开关管S3之间的移相角，α2是第一开关管S1和第六开关管S6之间的移相角，D1为第一开关管S1的占空比(导通时间与开关周期的比例)，D3为第三开关管S3的占空比，D5为第五开关管S5的占空比。
从开通时序上讲，即第一开关管S1、第六开关管S6、第三开关管S3依次开通，且第三开关管S3开通在第一开关管S1关断之前。因此有0<α2<α1<D1。
从关断时序上讲，即第六开关管S6、第三开关管S3、第二开关管S2依次关断，其中，第二开关管S2关断时相对于第一开关管S1开通时刻为1个完整开关周期-1个死区时间，近似为1个完整开关周期。因此有α2<(1-D5)<α1+D3≤1。
状态空间平均法为电源建模的一种方法，通过状态空间平均法求得电路的直流稳态特性：
I1＝IL1·D1
I2＝D3·(IL1-IL2)
I3＝D5·IL2 (2)
其中，IL1为第一电感L1上的电流值，IL2为第二电感L2上的电流值。
当电感电流处于临界断续状态时，电感电流平均值满足
Figure BDA0002534067890000101
Figure BDA0002534067890000102
可得到临界状态IL＝IL *的电感值
Figure BDA0002534067890000103
Figure BDA0002534067890000104
其中，第五开关管S5连接有第三负载(图中未示出)，R3为第三负载的阻值。根据控制时序所满足的不等式可推知，必然存在一个大于零的L1和L2满足电感电流处于临界断续状态(与端口电压大小关系无关，即任意端口电压理论上均可实现)。或者说，按照给出的时序进行控制，必然存在合适的电路参数使电感电流有反向的工作阶段。
当电感电流的直流平均值小于临界条件下的电感电流值，则电感电流实现电流反向的强制连续模式，即有：
IL1<IL1 * (7)
IL2<IL2 * (8)
即，
Figure BDA0002534067890000105
Figure BDA0002534067890000106
其中，第三开关管S3连接有第二负载(图中未示出)，R2为第二负载的阻值。
在一些实施例中，三端口拓扑电路还可以根据实际需要进行改进。如图6所示，为三端口拓扑电路的改进电路，在图3所示的电路的基础上，还增加了一个电感L3。
在一些实施例中，三端口拓扑电路还可以根据实际需要进行衍生。如图7所示，为三端口拓扑电路的衍生电路。在图3所示的电路的基础上，第一开关管S1还串联连接第三电感Lin1，第三开关管S3还串联连接第四电感Lin2，第五开关管S5还串联连接第五电感Lin3。
需要说明的是，本发明实施例提供的调制方法同样适用于上述的改进电路和衍生电路。可以理解的是，如有其他相似的拓扑电路也适用于本发明实施例提供的调制方法，也应包含在本发明的保护范围内。
本发明实施例的主要优势在于：(1)实现六个开关管S1～S6的全软开关ZVS(零电压导通)，提高三端口变换器的效率；(2)电感电流必须小于零(反向)才能实现ZVS，要求电感值不能过大，因此三端口变换器采用较小的电感就可实现软开关，减小了磁性器件的体积和重量；(3)可通过滞回控制/峰值控制实现该时序，可根据输入、输出电压关系自动调节开关管频率。
上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在所述技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。此外，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

Claims (3)

1.一种三端口拓扑电路的调制方法，其特征在于，所述三端口拓扑电路包括六个开关管，所述六个开关管包括三组串联的开关管，每组开关管包括两个并联的开关管，所述调制方法包括：
在一个开关周期内设置12个区间，分别为P1～P12，其中区间P2、区间P4、区间P6、区间P8、区间P10、区间P12为每组开关管的两个开关管的关断区间；
在区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11，分别实现六个开关管的零电压导通；
所述六个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，所述第一开关管和所述第二开关管并联组成第一组开关管，所述第三开关管和所述第四开关管并联组成第二组开关管，所述第五开关管和所述第六开关管并联组成第三组开关管，所述第一组开关管、所述第二组开关管、所述第三组开关管串联；
区间P2为第五开关管和第六开关管的关断区间，区间P4为第三开关管和第四开关管的关断区间，区间P6为第一开关管和第二开关管的关断区间，区间P8为第五开关管和第六开关管的关断区间，区间P10为第三开关管和第四开关管的关断区间，区间P12为第一开关管和第二开关管的关断区间；
所述在区间P1、区间P3、区间P5、区间P7、区间P9、区间P11，分别实现六个开关管的零电压导通，包括：
在区间P1实现所述第一开关管的零电压导通；
在区间P3实现所述第六开关管的零电压导通；
在区间P5实现所述第三开关管的零电压导通；
在区间P7实现所述第二开关管的零电压导通；
在区间P9实现所述第五开关管的零电压导通；
在区间P11实现所述第四开关管的零电压导通；
所述第一组开关管与所述第二组开关管之间还串联有第一电感，所述第二组开关管与所述第三组开关管之间还串联有第二电感，所述第三开关管连接有第二负载，所述第五开关管连接有第三负载；
所述第一电感的取值范围为：
Figure FDA0003441210090000021
其中，L1为所述第一电感的电感值，T为开关周期，α1为所述第一开关管和所述第三开关管之间的移相角，D1为所述第一开关管的占空比，D3为所述第三开关管的占空比，D5为所述第五开关管的占空比，R2为所述第二负载的阻值，R3为所述第三负载的阻值；
所述第二电感的取值范围为：
Figure FDA0003441210090000022
其中，L2为所述第二电感的电感值，α2为所述第一开关管和所述第六开关管之间的移相角。
2.根据权利要求1所述的一种三端口拓扑电路的调制方法，其特征在于，所述开关管为MOS管。
3.根据权利要求1所述的一种三端口拓扑电路的调制方法，其特征在于，所述第一开关管还串联连接第三电感，所述第三开关管还串联连接第四电感，所述第五开关管还串联连接第五电感。
CN202010527415.XA 2020-06-11 2020-06-11 一种三端口拓扑电路的调制方法 Active CN111711362B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010527415.XA CN111711362B (zh) 2020-06-11 2020-06-11 一种三端口拓扑电路的调制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010527415.XA CN111711362B (zh) 2020-06-11 2020-06-11 一种三端口拓扑电路的调制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111711362A CN111711362A (zh) 2020-09-25
CN111711362B true CN111711362B (zh) 2022-03-29

Family

ID=72539693

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010527415.XA Active CN111711362B (zh) 2020-06-11 2020-06-11 一种三端口拓扑电路的调制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111711362B (zh)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103066854A (zh) * 2012-12-31 2013-04-24 华为技术有限公司 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104993699B (zh) * 2015-06-29 2019-07-23 深圳市航天新源科技有限公司 一种宽电压范围的双向多端口变换器
CN105391301B (zh) * 2015-12-25 2019-03-01 深圳市航天新源科技有限公司 一种基于宽电压范围的双向多端口变换器的pcu控制系统
CN107896058B (zh) * 2017-11-14 2020-09-08 深圳市航天新源科技有限公司 非隔离多端口变换器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103066854A (zh) * 2012-12-31 2013-04-24 华为技术有限公司 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备

Also Published As

Publication number Publication date
CN111711362A (zh) 2020-09-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11444534B2 (en) Power converter with a plurality of switching power stage circuits
EP1742340A1 (en) Dc/dc converter
CN110034674B (zh) 一种高增益双向三相dc-dc变换器及控制方法
US20060274558A1 (en) Snubber circuit for a power converter
Choi et al. 18.6 A 92.8%-peak-efficiency 60A 48V-to-1V 3-level half-bridge DC-DC converter with balanced voltage on a flying capacitor
CN113014097A (zh) 一种无源无损软开关的Boost变换器和控制方法
CN108199579B (zh) 一种带耦合电感的高变比软开关dc-dc降压变换器
CN113346750A (zh) 基于耦合电感的软开关同相buck-boost变换器及控制方法
CN110994982A (zh) 一种软开关方式的buck变换器及其控制方法
CN110504835B (zh) 一种开关变换器及其控制方法
CN87101895A (zh) 自激阻塞振荡式直流变换器
CN109361316B (zh) 一种降压dc-dc变换器及电子设备
CN112104209B (zh) 一种准谷底控制电路和方法及其开关变换器
CN212518834U (zh) 一种中点有源箝位三电平逆变器
CN111711362B (zh) 一种三端口拓扑电路的调制方法
CN110729899A (zh) 宽输入宽输出三相高增益直流变换器及控制方法
CN217240596U (zh) Buck-Boost软开关电路
CN113131742B (zh) 宽电压输入四管Buck-Boost电路
US11824450B2 (en) Power converter with switching power stage circuits connected in parallel
CN111064360A (zh) 一种buck变换器及其控制方法
CN112187045A (zh) 一种无负向电流的buck变换器自举驱动电路
CN110994983A (zh) 一种改进的buck变换器及其控制方法
CN113285596A (zh) 一种升降压变换器及其控制方法
CN113014096B (zh) 同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法
CN219181398U (zh) 一种有源钳位电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant