CN111656681A - 用于对电流进行积分的高动态装置 - Google Patents

用于对电流进行积分的高动态装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111656681A
CN111656681A CN201980010353.0A CN201980010353A CN111656681A CN 111656681 A CN111656681 A CN 111656681A CN 201980010353 A CN201980010353 A CN 201980010353A CN 111656681 A CN111656681 A CN 111656681A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
current
capacitor
integrating
controlled switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201980010353.0A
Other languages
English (en)
Inventor
R·皮提妮
帕特里克·罗伯特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Reed Co
Ulis SAS
Original Assignee
Reed Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Reed Co filed Critical Reed Co
Publication of CN111656681A publication Critical patent/CN111656681A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J5/00—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry
    • G01J5/10—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors
    • G01J5/20—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors using resistors, thermistors or semiconductors sensitive to radiation, e.g. photoconductive devices
    • G01J5/22—Electrical features thereof
    • G01J5/24—Use of specially adapted circuits, e.g. bridge circuits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J5/00—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry
    • G01J5/10—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors
    • G01J5/20—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors using resistors, thermistors or semiconductors sensitive to radiation, e.g. photoconductive devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
    • H03F1/086—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers with FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/005—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements using switched capacitors, e.g. dynamic amplifiers; using switched capacitors as resistors in differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H03F3/183—Low frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/185—Low frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
    • H03F3/45928—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H03F3/45968—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit by offset reduction
    • H03F3/45991—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit by offset reduction by using balancing means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/70—Charge amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/18—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging
    • H03M1/181—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
    • H03M1/52—Input signal integrated with linear return to datum
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J5/00—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry
    • G01J5/10—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors
    • G01J5/20—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors using resistors, thermistors or semiconductors sensitive to radiation, e.g. photoconductive devices
    • G01J2005/202—Arrays
    • G01J2005/204—Arrays prepared by semiconductor processing, e.g. VLSI
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/156—One or more switches are realised in the feedback circuit of the amplifier stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/264—An operational amplifier based integrator or transistor based integrator being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/78—A comparator being used in a controlling circuit of an amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

一种电流积分装置(100a)，用于对在积分节点(E)上接收到的电流(I)进行积分，所述装置(100a)包括：运算放大器(62)；积分电容器(64)；修改电路(105a)，用于修改运算放大器的输出电压(VOUT)，该修改电路(105a)由电荷转移电路形成，该电荷转移电路被配置成连接在积分节点上并将电荷转移到积分电容器中；比较电路(74)，其被配置为在积分持续时间(Tint)期间触发修改电路至少一次；以及存储电路，其被配置为存储在该积分持续时间期间已经发生的触发次数。所接收到的电流是根据输出电压以及与修改电路引起的该输出电压的修改相乘的触发次数而计算出的。

Description

用于对电流进行积分的高动态装置
技术领域
本发明涉及电流积分，特别地涉及积分器，该积分器包括以反向反馈的方式连接在运算放大器上的电容器，并用于供给作为接收并存储在电容器中的电荷的函数的电流。
特别地但不排他地，本发明适用于电磁辐射、特别是红外辐射的检测。更具体地，本发明适用于利用由微辐射热测定计(microbolometer)的阵列形成的阵列检测器的热成像，而无论是旨在形成热图像的传统成像还是旨在获得温度测量的热成像皆可。
因此，本发明特别地旨在具有高读出动态范围的积分器，即能够测量与少量电荷相对应的电流以及测量与大量电荷相对应的电流的积分器。
特别地，在阵列检测的上下文中，本发明旨在形成包含从具有高流动态范围的场景获得的最大有用数据的图像，即，特征在于，场景的不同点之间所发射的能量存在大的差异，更具体地，关于热检测器，“冷”区域和“热”区域之间存在特别显著的温度差，其约为数百摄氏度。
背景技术
以下讨论的发展是基于微辐射热型热检测器的具体情况，因为其特别地受益于本发明所提供的优点。然而，应当指出，在该上下文中所表达的问题适用于产生待测量电荷的任何类型的装置。特别地，以下描述的内容适用于所有电磁辐射检测器，无论是例如在可见范围内操作的检测器还是在红外中或者额外地在所谓的“太赫兹”频带中操作的检测器皆可。
类似地，本发明有利于对电磁波敏感的检测器(诸如辐射热型和电容型的热检测器等)，或有利于用于热范围和太赫兹范围的耦合天线，以及有利于对电磁能微粒敏感的所谓的量子检测器，其中可以认识到，检测器在X、UV、可见和红外频带中操作。
在本发明的上下文中，术语“检测器”可被理解为指的是旨在产生与任何现象的单位、线性或二维分布有关的电信号的任何系统。
在所谓的“热”红外检测器的领域中，已知使用对红外辐射敏感的元件的一维或二维阵列，这些元件与需要在极低温度(通常是液氮的极低温度)下操作的被称为“量子检测器”的检测装置相反，能够在环境温度下操作，即，无需在极低温度下进行致冷。
热红外检测器通常使用所谓的“测温”或“测辐射热”材料的物理量随温度的变化。目前，该物理量是材料的电阻率，它具有很强的温度依赖性。检测器的单位敏感元件或“辐射热测定计”通常采用膜的形式，其各自包括测温材料层并经由具有高热阻的支撑臂而悬置在通常由硅制成的基板上，悬置膜的阵列通常称为“视网膜”。这种膜特别地实现了吸收入射辐射的功能、将吸收辐射的功率转换为热功率的功能、以及将产生的热功率转换为测温材料的电阻率变化的测温功能，这些功能可由一个或多个不同元件实现。此外，膜的支撑臂也是导电的，并连接到其测温层。用于按顺序对膜的测温元件进行寻址和偏置的部件以及用于形成可用于视频格式的电信号的部件通常形成与具有悬置于其上的膜的基板中。基板和积分部件通常称为“读出电路”。
为了补偿检测器的温度漂移，一般实现的解决方案是在用于形成与成像用辐射热测定计(被称为如此是因为它们对入射电磁辐射敏感)的温度有关的信号的电子电路中布置用于补偿焦平面温度(FPT)的元件，该元件自身进行辐射热测定，即，其电气行为遵循基板温度，但是保持基本上对辐射不敏感。例如，该结果是通过经由构造而被设置有朝向基板的较低热阻的辐射热测定结构、以/或者通过将这些结构掩蔽在对热辐射不透明的屏蔽件之后而获得的。这种补偿元件的使用还具有消除源于成像或“活跃”辐射热测定计的所谓的共模电流中的大部分的优点。
图1是现有技术的没有温度调节的辐射热检测器10或“TECless”检测器的电气图，该检测器包括共模补偿结构。图2是被实现以形成共模补偿检测器的辐射热测定计的读信号的电路的电气图。例如，这种检测器例如在以下文献中进行描述：“Uncooled amorphoussilicon technology enhancement for 25μm pixel pitch achievement”；E.Mottin等人，红外技术及应用XXVIII，国际光学工程学会，第4820E卷。
检测器10包括相同的单位辐射热检测元件14或“像素”的二维阵列12，单位辐射热检测元件14或“像素”各自包括采用诸如先前描述的悬置在基板上的膜的形式的敏感电阻辐射热测定计16(其具有电阻Rac)。
各辐射热测定计16通过其一个端子而连接至恒定电压VDET(特别地为检测器10的接地)，并且通过其另一端子而连接至在饱和状态下操作的MOS偏置晶体管18(例如NMOS晶体管)，其利用栅极控制电压GAC来设置辐射热测定计16两端的电压Vac。
如果A指定与MOS 18的源相对应的节点、并且VA是该节点处的电压(其决于栅极电压GAC)，则电压Vac等于Vac＝VA–VDET。像素14还包括选择开关20，该选择开关被连接在MOS晶体管18与针对阵列12的每列设置的节点S之间并由控制信号Select驱动，从而使得能够选择辐射热测定计16进行读取。晶体管18和开关20通常在辐射热测定计16的膜的影响下形成于基板中。元件16和18形成所谓的检测分支。
特别地，由于像素是相同的，并且对于所有像素而言一方面电压VDET并且另一方面电压GAC是相同的，因此，辐射热测定计16在相同的电压Vac下发生电压偏置。此外，栅极电压GAC是恒定的，因此电压Vac也是恒定的。
检测器10还包括在阵列12的每列的底部的补偿结构22，通常也称为“掠过(skimming)”结构。如先前所描述的，检测用辐射热测定计16的电阻值主要由基板温度支配。因此，流过检测用辐射热测定计16的电流包括取决于基板温度并且独立于所观察到的场景的显著分量。补偿结构22具有递送电流以用于部分或完全补偿该分量的功能。
结构22包括电阻为Rcm的补偿用辐射热测定计24，其对源于要观察的场景的入射辐射不敏感。辐射热测定计24是利用与辐射热测定计16相同的测温材料构成的，但是具有朝向基板的极低热阻。例如：
·补偿用辐射热测定计24的电阻元件直接与基板接触，或者
·辐射热测定计24包括与利用具有极低热阻的结构悬置在基板上的检测用辐射热测定计16的膜类似的膜，还或者
·补偿用辐射热测定计24包括与检测用辐射热测定计16的膜和支撑臂基本上相同的膜和支承臂，并且作为良好热导体的材料填充辐射热测定计24的膜与基板之间的空间。
因此，辐射热测定计24的电阻基本上由基板温度支配，然后辐射热测定计24被说成是“热化”至基板。
辐射热测定计24在其一个端子处连接至正的恒定电压VSK，并且补偿结构22还包括在饱和状态下操作的、具有与检测像素14的晶体管18的极性相反的极性的MOS偏置晶体管26(例如PMOS晶体管)，其利用栅极控制电压GCM来设置辐射热测定计24两端的电压Vcm并且连接在补偿用辐射热测定计24的另一端子与节点S之间。
将B称为与MOS晶体管26的漏极相对应的节点并且将VB称为该节点处的电压，则电压Vcm等于Vcm＝VSK-VB。元件24和26形成每列所共通的所谓的补偿分支。
共模补偿电流的值由辐射热测定计24的电阻Rcm的值及其偏置参数的值定义。
检测器10还包括在阵列12的每列的底部的CTIA(“电容跨阻放大器”)型的积分器28，该积分器28例如包括运算放大器30以及连接在放大器30的反相输入和输出之间的固定电容Cint的单个电容器32。放大器30的反相输入和非反相输入进一步分别连接至节点S和正的恒定电压VBUS。因此，电压VBUS形成用于输出信号的参考，并且在VDET与VSK之间。还设置有与电容器32并联的、由信号Reset驱动的开关34，以用于使电容器32放电。CTIA28的输出最终例如连接至各个采样和保持电路36，以利用多路复用器38朝向一个或多个串联的输出放大器40、以复用模式方式来递送CTIA的电压Vout。其还可以利用模数转换器(ADC)集成在数字化部件的输出处。
最后，检测器10包括控制前述的不同开关的定序单元42。
在操作中，逐行读取阵列12。为了读取阵列12的行，接通像素行14的开关20，并且断开其它行的开关20。阵列12的行的集合的连续读取形成帧。
为了读取被选择以供读取的阵列12的行中的辐射热测定计16，在列的底部的CTIA的电容器的放电的阶段之后，由此针对被读取的行中的各像素获得诸如图2所示的电路，其中电容器的放电是通过在断开开关34之后、利用信号Reset接通开关34而实现的。
在通过MOS晶体管18对像素的检测用辐射热测定计16的电压进行偏置的作用下，电流Iac流过检测用辐射热测定计16；并且在通过MOS晶体管26对补偿结构的补偿用辐射热测定计24的电压进行偏置的作用下，电流Icm流过补偿用辐射热测定计24。这些电流在节点S处彼此相减，并且由CTIA28在预定积分时间段期间Tint对产生的电流差进行积分。因此，CTIA28的输出电压Vout是由要检测的入射辐射所引起的检测用辐射热测定计16的电阻变化的测量值，这是因为电流Iac的取决于基板温度的无用部分通过特别产生以再现该无用信号的电流Icm至少部分地进行补偿。
假定活跃辐射热测定计16的电阻和补偿辐射热测定计24的电阻没有在通过自热现象进行偏置时被显著地修改，并且CTIA 28不饱和，则积分时间Tint结束时的积分器的输出电压Vout可以通过以下关系式来表示：
Figure BDA0002603497680000061
如本身已知的，CTIA具有固定的电气输出动态范围或“读出”动态范围。低于作为输入接收到的第一电荷量，CTIA供给低的固定电压，称为“低饱和电压”(VsatL)。类似地，高于作为输入接收到的第二电荷量，CTIA供给高的固定电压，称为“高饱和电压”(VsatH)。当CTIA接收到比第一电荷量大且比第二电荷量小的电荷量时，关系式(1)表示CTIA的线性行为。读出动态范围基本上由电容器32的电容Cint的值确定。特别地，当该电容固定、即随着时间恒定时，CTIA的读出动态范围也是固定的。
通常，在本发明的上下文，低饱和电压VsatL和高饱和电压VsatH是CTIA在其间供给被认为是线性的输出的极值，即使CTIA一般能够供给低于或高于这些极值的电压。
此外，积分电容器的电容还确定了检测器的敏感度，或者更确切地为响应度。检测器的响应度由输出信号Vout相对于输入信号(场景温度Tscene)的变化的变化定义，即dVout/dTscene。
场景的可观察动态范围或“场景动态范围”由场景中的不会导致CTIA的输出信号饱和的最大温度差、或者换句话说即不包括CTIA的高饱和的最高温度与不包括CTIA的低饱和的最低温度之间的差定义。因此，检测器的敏感度(响应度)是其检测场景的详情的能力，而检测器的场景动态范围是其无失真地转录场景中的极大温度变化的能力。因此，利用固定的积分电容器的电容难以同时优化这两个矛盾量。
为解决这一问题，根据文献EP 3 140 906已知在积分时间段Tint期间使用积分电容器的反向来修改输出电压Vout并扩展CTIA的读出动态范围。结合现有技术的图3来描述本文的实现的示例。
该图描述了根据本发明的积分装置60，其包括CTIA型积分器，该CTIA型积分器包括运算放大器62以及连接在放大器62的反相输入(-)和输出之间的固定电容Cint的信号电容器64。放大器62的非反相输入(+)连接至恒定正电压VBUS，并且反相输入(-)连接至传导要积分的电流I的输入或积分节点E。
由信号HDraz驱动的开关66也与电容器64并联地设置以使电容器64放电、因此使其“复位”。装置60由连接在运算放大器62的输出处以对其输出处的电压Vout进行采样和保持的采样和保持电路68完成。
除了CTIA积分器级外，装置60仅包括CTIA 62、64的读出动态范围的自动扩展的电路70。电路70包括：
-电路72，用于在接收到控制信号HD[2:0]时使电容器64的连接方向在运算放大器62两端反相；
-比较电路74，用于根据放大器62的输出电压Vout检测电容器64的开关状态，并产生控制信号HD[2:0]；以及
-电路76，用于存储电容器64的切换次数。
开关电路72包括：
-由信号HDinv驱动的第一开关78，其连接在放大器62的反相输入(-)和电容器64的第一端子80之间；
-由信号HDinv驱动的第二开关82，其连接在放大器62的输出84和电容器64的第二端子86之间；
-由信号
Figure BDA0002603497680000071
驱动的第三开关88，其连接在放大器62的反相输入(-)和电容器64的第二端子86之间；
-由信号
Figure BDA0002603497680000072
驱动的第四开关90，其连接在放大器62的输出86和电容器64的第一端子80之间；以及
-相位发生器92，用于接收控制信号HD[2:0]并产生作为其函数的控制信号HDinv和
Figure BDA0002603497680000073
特别地，信号HDinv和
Figure BDA0002603497680000081
处于反相。因此，信号HDinv的切换以及因此信号
Figure BDA0002603497680000082
的切换导致电容器64的连接状态反相、即电容器64的切换。
比较电路74包括：
-比较器94，用于在第一端子(+)上接收放大器62的输出电压Vout并在第二端子(-)上接收大于电压VBUS且小于或等于CTIA的高饱和电压VsatH的参考电压VREF。比较器94输出电压Scomp，该电压Scomp在电压Vout小于电压VREF的情况下具有第一值，并且在电压Vout大于或等于电压VREF的情况下具有第二值。特别地，电压Scomp从第一值到第二值的切换意味着电压Vout正在增加，并且刚越过参考电压VREF；
-二进制计数器96，其具有连接至比较器94的输出的计数输入。
最后，积分装置60包括连接至放大器62的反相输入(-)的“自动调零”电路98，以抑制放大器62的偏移以及如本身已知并且例如在1985年6月的IEEE固态电路杂志第sc-20卷中描述的低噪声。
现在将结合现有技术的图4a和图4b来描述装置60的操作。
在开始电流I的积分阶段之前，信号HDraz和HDinv被发生器92激活为高状态。
开关66的接通使电容器64放电，并且该复位后，输出电压Vout等于VBUS。电压VREF大于电压VBUS，因此比较器94的输出被设置为其最低值。在信号HDraz被激活为高状态的初始化阶段期间，自动调零系统98也被实现。
然后释放控制RAZ，发生器92触发开关66的断开并保持信号HDinv和
Figure BDA0002603497680000083
的状态。因此，开关66的断开标志着作为输入接收到的电流I的积分阶段的开始，自动调零系统98是有效的，以在整个积分阶段期间减去放大器62的输入处的偏移。发生器92和开关66因此形成装置的初始化电路，该初始化电路确定从信号RAZ的下降沿到信号RAZ的上升沿的积分时间段的开始时间，其中信号RAZ的上升沿标志着积分时间段的最后时间。由于积分，因此放大器62的输出处的电压Vout从值VBUS增大。
当在积分阶段期间、输出电压Vout达到或超过值VREF时，比较器94的输出SCOMP切换状态，从而将比较器的输出处的高状态传播到二进制计数器96的时钟的输入，然后将最低有效位HD0激活为1。然后有HD[2:0]＝001。
相位发生器92检测信号HD[2:0]从低状态到高状态的切换。作为响应，相位发生器92将控制信号HDinv和
Figure BDA0002603497680000091
分别切换为低状态和高状态。这导致在放大器62和自动调零电路98之间发生电容器64的连接的切换。
在满足条件Vout＝VREF时，电容器64中所存储的电荷量Q等于：
Q＝Cint.(VREF-VBUS) (2)
在电容器64切换之后，CTIA两端的负载Q相对于切换之前讨论的负载Q具有反向偏置，使得放大器62的输出等于：
Vout＝2.VBUS-VREF (3)
然后，由于电压Vout小于参考电压VREF，因此比较器94的输出切换为低状态。然后，电容器64的切换使放大器62的输出取为较低的水平。
超出该时间，积分阶段继续，放大器62的输出恢复其在线性读出动态范围内的增长，而不会丢失信息。
如果放大器62的输出Vout在积分结束前达到或超过值VREF，则比较器94的输出SCOMP再次改变极性，并且使计数器96再次递增，以此类推。
一旦积分持续时间Tint已经过去，输出电压Vout(Tint)就通过信号FSH的脉冲的发送而被采样和保持在采样和保持装置68中，而在接收到相同信号FSH的脉冲时，信号HD[2:0]的二进制值也被存储在“锁存器”型存储器级76中。因此，装置60在积分阶段结束时供给表示电容器64的切换次数的信号HDSH[2:0]以及等于放大器62的输出处的电压的电压VoutSH。
最后，与CTIA 62、64在积分阶段期间积分的电荷相对应的总电压
Figure BDA0002603497680000092
因此等于：
Figure BDA0002603497680000101
其中conv10(HDSH[2:0])是向HDSH[2:0]的十进制值、即电容器的切换次数的转换。
因此，等效读出动态范围可以自动增加值2.(2n).(VREF-VBUS)，换句话说即乘以2n，其中n是二进制计数器96的位数，根据所使用的二进制计数器的最大值以及参考电压VREF的值，二进制计数器96的位数可能对应于比传统CTIA的动态范围高得多的动态范围。
该装置能够根据接收到的电荷来获得CTIA的读出动态范围的自主自动扩展，而不修改信号形成用链的敏感度、特别是电容器的值和积分时间的值。当CTIA的输出电压达到参考电压时，电容器被切换而不被放电。
所保持的电荷定义切换后的CTIA的新的输出电压，该新的输出电压(在正在增加时)小于切换前的CTIA的输出电压，从该新的输出电压开始积分。有用的输出信号是根据切换次数、切换所产生的电压减量(或增量)、以及积分时间结束时的CTIA的输出电压来确定的。
然而，该装置在积分电容器的切换期间表现出寄生噪声，该寄生噪声在输出电压上是可见的。
在另一不同的技术领域，文献WO 2017/135815提供了“模数转换器”类型的电子组件，其中要转换的输入电压可以包括在比转换器的电压范围大的电压范围内。例如，输入电压范围可能在-10至+10V之间，而模数转换器只能转换-2.5至+2.5V之间的电压。
为了使得模数转换器能够转换该组件的输入处的所有电压，向以反向反馈的方式组装在运算放大器中的电容器中进行电荷转移，以在运算放大器的输出电压达到阈值时改变输入电压。通过对为了修改运算放大器的输入电压而进行的电荷转移进行计数，可以使用与电荷转移计数相关联的模数转换器以通过使用操作范围较小的模数转换器来转换宽范围的输入电压。
因此，文献WO 2017/135815中的组件旨在增加电路的输入动态范围。相反，本发明旨在通过在大于运算放大器上可用的输出范围的输出电压范围上对输入电流进行积分来增加电路的输出动态范围。除了这一主要差异之外，文献WO 2017/135815还提供了对电压进行转换，而本发明旨在对电流进行积分。因此，文献WO 2017/135815不包括积分器组件，而仅包括放大器组件。
本发明的技术问题包括获得一种对积分节点上所接收到的电流进行积分的装置，该装置在不影响系统敏感度的情况下具有扩展的读出动态范围，同时限制最终递送信号中的噪声。
发明内容
为了解决这个问题，本发明提供了用允许向积分电容器中的电荷转移的电路来代替积分电容器的反向机制。
为了该目的，本发明首先涉及：一种电流积分装置，用于对积分时间段期间积分节点上接收到的电流进行积分，该电流积分装置包括：
-运算放大器，其具有两个输入和一个输出；第一输入连接至积分节点，以及第二输入取为恒定电压；
-积分电容器，其连接在运算放大器的第一输入和输出之间；输出递送根据积分电容器中的电荷量的变化而变化的输出电压；
-修改电路，用于修改输出电压；
-比较电路，其被配置为在积分时间段期间在输出电压基本上等于参考电压的情况下触发修改电路至少一次；以及
-存储电路，其被配置为存储在积分时间段期间已经发生的触发次数。
在积分节点上接收到的电流是根据以下项来计算的：输出电压、以及修改电路所引起的输出电压的修改乘以触发次数。
本发明的特征在于，输出电压修改电路由电荷转移电路形成，该电荷转移电路被配置成连接在积分节点上、并且在比较电路检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下将电荷转移到积分电容器中。
向积分电容器中的电荷注入能够改变输出电压，因此能够在不影响系统的敏感度的情况下扩展读出动态范围，同时限制最终递送信号中的噪声。
此外，与积分电容器被受控开关反向的现有技术相反，本发明能够使用积分电容器永久连接至运算放大器的积分电路。因此，本发明能够限制开关的多次切换所固有的最终递送信号的噪声。
根据本发明，在比较电路检测到输出电压基本上等于参考电压所根据的特征中，术语“基本上”是指进行比较的电路的测量不确定性。
根据实施例，修改电路与包括至少一个开关电容器的电路相对应，该修改电路包括：
-充电部件，用于对至少一个开关电容器进行充电，其被配置为在比较电路未检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下对该至少一个开关电容器进行充电；以及
-放电部件，用于对至少一个开关电容器进行放电，其被配置为在比较电路检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下将该至少一个开关电容器连接在积分节点上。
出乎所有预期地，发明者已经观察到简单的开关电容器电路不会修改积分器组件在将电荷转移到积分电容器中时的复杂行为。开关电容电路也称为“开关电容电路”。开关电容器电路包括开关电容器的充电阶段以及开关电容器向积分电容器中的电荷转移阶段。在电容器充电期间，电容器应与积分节点断开连接。在电荷转移期间，电容器应连接在积分节点上。此外，在进行电荷转移时，电容器可以保持连接在积分节点上，而不改变CTIA的行为。
因此，本实施例能够使用开关电容器电路的操作，以高效地转移改变积分电容器的电荷所必需的电荷并因此在不使CTIA的行为降级的情况下修改输出电压。
根据实施例，修改电路与开关电容器电路相对应，该修改电路包括：
-第一受控开关，其连接在低电压和开关电容器的第一端子之间；
-第二受控开关，其连接在恒定电压和开关电容器的第二端子之间；
-第三受控开关，其连接在高电压和开关电容器的第一端子之间；以及
-第四受控开关，其连接在积分节点和开关电容器的第二端子之间；
在比较电路未检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下，第一受控开关和第二受控开关被控制为将开关电容器充电至与减小了恒定电压后的低电压相对应的电压值；
在比较电路检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下，第三受控开关和第四受控开关被控制为进行从开关电容器到积分电容器中的电荷转移。
本实施例能够针对各积分装置使用单个附加电容器以转移修改输出电压所必需的电荷。
在本实施例中，CTIA应在其输入处产生电荷变化，这是因为与开关电容器未连接在CTIA上的阶段相比，开关电容器连接在积分节点上会修改CTIA的输入处的电荷。
为了解决该问题，根据实施例，修改电路与包括两个开关电容器的电路相对应，该修改电路包括：
-第一受控开关，其连接在低电压和第一开关电容器的第一端子之间；
-第二受控开关，其连接在恒定电压和第一开关电容器的第二端子之间；
-第三受控开关，其连接在高电压和第一开关电容器的第一端子之间；以及
-第四受控开关，其连接在积分节点和第一开关电容器的第二端子之间；
-第五受控开关，其连接在高电压和第二开关电容器的第一端子之间；
-第六受控开关，其连接在低电压和第二开关电容器的第一端子之间；
-第七受控开关，其连接在恒定电压和第二开关电容器的第二端子之间；以及
-第八受控开关，其连接在积分节点和第二开关电容器的第二端子之间；
在比较电路未检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下，第一受控开关、第二受控开关、第五受控开关和第八受控开关被控制为对第一开关电容器进行充电并进行从第二开关电容器到积分电容器中的电荷转移；
在比较电路检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下，第三受控开关、第四受控开关、第六受控开关和第七受控开关被控制为对第二开关电容器进行充电并进行从第一开关电容器到积分电容器中的电荷转移。
本实施例能够限制CTIA的输入处的电荷变化，这是因为积分节点总是连接至开关电容器中的一个或另一个。
在开关电容器已经进行了向积分电容器中的电荷转移的情况下，该开关电容器保持连接至积分节点，而另一开关电容器被充电以在下一次转变时连接至积分节点。因此，无需断开已经进行了电荷转移的开关电容器，这限制了CTIA以及高电压和低电压的电荷变化。
根据实施例，两个开关电容器具有基本上相同的电容值。本实施例能够在CTIA的输入处以及在高电压和低电压下获得接近零的电荷变化。
高电压和低电压必须满足不同的约束，这是因为低电压必须对开关电容器进行充电，而高电压应允许电荷从开关电容器转移到积分电容器。
根据实施例，积分装置包括低电压发生器，该低电压发生器包括比高电压发生器的稳定时间长的稳定时间。
为了允许高效的电荷转移，优选使高电压发生器的稳定时间尽可能短。相反，由于开关电容器的充电时间比电荷转移时间长，因此低电压发生器的稳定时间可能较长。
根据实施例，高电压发生器和低电压发生器被配置为对多个积分装置的低电压和高电压进行供给。
例如，在使用包括行和列以及针对各列或各行的合并积分装置的阵列网络的上下文中，本实施例能够针对多个积分装置合并低电压和高电压产生电路。
根据实施例，高电压发生器和/或低电压发生器包括用于对低电压和/或高电压进行解耦的至少一个电容器。
本实施例能够通过使用具有(例如，在10μF至100μF的范围内的)高值的解耦电容器来改进发生器稳定时间。
根据实施例，修改电路与电流注入电路相对应，该电流注入电路包括电流发生器以及连接在电流发生器和积分节点之间的开关；在比较电路检测到输出电压基本上等于参考电压的情况下，通过比较电路控制开关将电流发生器连接在积分节点上。
出乎所有预期地，，发明者已经观察到电流发生器不会修改积分器组件在将电荷转移到积分器电容器中时的复杂行为。
因此，本实施例能够使用简单的电流发生器来高效地转移在不使CTIA的行为降级的情况下修改输出电压所必需的电荷。
此外，与开关电容器电路相比，本实施例实现起来非常简单。
根据实施例，电流发生器由电流镜组件形成。
本实施例能够使电流发生器的输出阻抗相匹配以限制CTIA的干扰。
本发明还旨在一种电磁辐射检测系统，包括：
-检测元件，用于根据电磁辐射来在输出端子上产生电流；以及
-前述类型的装置，运算放大器的第一输入端子能够连接至检测元件的输出端子以对检测元件所产生的电流进行积分。
特别地，检测单元包括：
-检测分支，其包括具有悬置在基板上的膜的检测用辐射热测定计以及用于根据电压设置点来设置检测用辐射热测定计两端的电压的偏置电路；
-补偿分支，其包括基本上取为基板温度的补偿用辐射热测定计以及用于根据电压设置点来设置补偿用辐射热测定计两端的电压的偏置电路；以及
-用于在通过检测用辐射热测定计的电流和通过补偿用辐射热测定计的电流之间形成差以形成要积分的电流的部件。
附图说明
通过阅读结合附图仅作为示例提供的以下描述，将更好地理解本发明，其中相同的附图标记指定相同或相似的元件，在附图中：
-图1是用于测量检测元件所产生的电流的包括CTIA型积分器的现有技术的红外热辐射检测器的电气图；
-图2是示出利用补偿结构读出图1的检测器的敏感辐射热测定计的电气图；
-图3是现有技术的优化电流积分装置的电气图；
-图4是示出积分阶段的输出信号以及用于使图3的装置复位的信号的定时图；
-图5是根据本发明的第一实施例的电流积分装置的电气图；
-图6是根据本发明的第二实施例的电流积分装置的电气图；
-图7是根据本发明的第三实施例的电流积分装置的电气图；
-图8是图7的积分装置处于校准阶段的电气图；
-图9是示出用于对图7的积分装置进行校准的不同信号的定时图。
具体实施方式
本发明涉及通过使用参考图3所述的原理而具有增加的动态范围的积分装置，其中利用向积分电容器64进行电荷转移的电路代替积分电容器64的反向。
图5和图6示出通过将充电的电容器连接在积分节点上来获得电荷转移的两个实施例，而图7示出通过在积分节点E上注入电流来获得电荷转移的实施例。
在图5的情况下，积分装置100a包括CTIA型积分器，该CTIA型积分器包括运算放大器62以及连接在放大器62的反相输入e-和输出之间的固定电容Cint的电容器64。放大器62的非反相输入e+连接至恒定正电压VBUS，并且反相输入e-连接至传导要积分的电流I的输入或积分节点E。开关RAZ与电容器64并联地设置以使电容器64放电、因此使其“复位”。
装置100a优选由连接至运算放大器62的输出以对其输出处的电压Vout进行采样和保持的采样和保持电路(未示出)完成。
除CTIA积分器级外，装置100a仅由CTIA 62、64的读出动态范围的自动扩展完成，该自动扩展包括：
-开关电容器电路105a，其能够连接在积分节点E上以进行向电容器64中的电荷转移；
-比较电路74，用于根据放大器62的输出电压Vout检测向电容器64中的电荷转移的状况；
-相位发生器电路107，其能够根据比较电路来控制开关电容器电路105a；以及
-电路(未示出)，用于存储积分节点E上的注入次数。
开关电容电路105a包括：
-电容器Ccom；
-第一受控开关I1，其连接在低电压Vl和电容器Ccom的第一端子之间；
-第二受控开关I2，其连接在恒定电压VBUS和电容器Ccom的第二端子之间；
-第三受控开关I3，其连接在高电压Vh和电容器Ccom的第一端子之间；以及
-第四受控开关I4，其连接在积分节点E和电容器Ccom的第二端子之间。
第一开关和第二开关以与第三开关和第四开关相似且相反的方式控制。例如，如图6所示，开关由非重叠相位发生器电路107控制。
通过相位发生器电路107，具有相同状态的第一开关和第二开关断开，而具有相同状态的第三开关和第四开关接通，并且反之亦然。
优选地，比较电路74包括比较器94，该比较器94在第一端子(+)上接收放大器62的输出电压Vout，并且在第二端子(-)上接收大于电压VBUS且小于或等于CTIA的高饱和电压VsatH的参考电压VREF。二进制计数器(未示出)连接至比较器94的输出，以对输出电压Vout到达参考电压VREF的次数进行计数。
只要输出电压Vout小于参考电压VREF，相位发生器电路107就控制第三开关和第四开关至接通状态，并且电容器Ccom充电到下一值：
Qinit＝Ccom(Vl-VBUS)
在输出电压Vout等于参考电压VREF的情况下，比较电路74向相位发生器电路107发送信号，该信号在预定时间段内控制第一开关和第二开关的接通以及第三开关和第四开关的断开。电容器Ccom的新电荷变为等于：
Qfinal＝Ccom(Vh-VBUS)
因此，第一开关和第二开关的接通以及第三开关和第四开关的断开引起电容器Ccom中的电荷变化，该电荷变化对应于下式：
ΔQ＝Qfinal–Qinit＝Ccom(Vh-Vl)
该电荷变化由CTIA放大器62发送到积分电容器64中。在放大器62的输出处，输出电压Vout的变化ΔVout遵循以下关系式：
ΔVout＝-Ccom/Cint.(Vh-Vl)
通过设置高电压Vh和低电压Vl的值以及电容器Ccom的电容的值，可以对输出电压Vout的变化进行参数化，使得输出电压Vout总是包含在放大器62的饱和值之间。
因此，在放大器62进入饱和阶段之前，修改输出电压Vout，并从放大器62的输出电压Vout的新值开始，放大器62保持对电流I进行积分。
为了获得由装置100a积分的电流I的最终值，测量输出电压Vout并加上与乘以输出电压Vout的变化ΔVout的所进行电荷转移次数相对应的值就足够了。
定义预定持续时间，使得电容器Ccom的电荷可以转移到电容器64中，以修改输出电压Vout。作为该电荷转移阶段的结果，电容器Ccom与积分节点E断开，并且电容器Ccom充电。因此，输出电压Vout的行为可以与参考图4a和4b所述的行为类似，即，在放大器62进入饱和阶段之前，通过输出电压Vout的修改阶段分离了多个增长阶段。作为变形，在达到放大器62的低饱和电压之前，输出电压Vout可以具有随时间减小的行为，并且由于开关电容器电路105a而存在输出Vout的局部增加。
在图5的示例中，相位发生器电路107控制开关。作为变形，其它逻辑电路可用于在不改变本发明的情况下根据比较电路74来控制开关。例如，可以在比较电路74的输出处布置缓冲器和逻辑反相器，以直接控制开关。
图5的装置展现了开关电容器电路105a所使用的高电压Vh和低电压Vl。
高电压Vh和低电压Vl可以由跟随器、反相器组件或任何其它电压发生器组件产生。两个电压发生器组件可能具有不同的行为，这是因为低电压Vl的发生器用于对电容器Ccom进行充电，而高电压Vh的发生器在电荷转移期间使用。因此，在不减小读出动态范围的情况下，与可能在长得多的时间内对电容器Ccom进行充电的低电压Vl的发生器相反，高电压Vh的发生器优选具有最短可能的稳定时间。
在一般系统的上下文中，可以在包括行和列的阵列网络中并联地使用多个积分装置。
优选地，两个电压发生器组件被配置为递送列的所有积分装置的低电压Vl和高电压Vh。优选地，当放大器电荷显著时，在低电压Vl和高电压Vh上设置解耦电容器。
图6示出本发明的第二实施例，其中开关电容器电路105b包括：
-两个电容器Ccom1、Ccom2，其具有基本上相同的值；
-第一受控开关I1，其连接在低电压Vl和第一开关电容器Ccom1的第一端子之间；
-第二受控开关I2，其连接在恒定电压VBUS和第一开关电容器Ccom1的第二端子之间；
-第三受控开关I3，其连接在高电压Vh和第一开关电容器Ccom1的第一端子之间；以及
-第四受控开关I4，其连接在积分节点E和第一开关电容器Ccom1的第二端子之间；
-第五受控开关I5，其连接在高电压Vh和第二开关电容器Ccom2的第一端子之间；
-第六受控开关I6，其连接在低电压Vl和第二开关电容器Ccom2的第一端子之间；
-第七受控开关I7，其连接在恒定电压VBUS和第二开关电容器Ccom2的第二端子之间；以及
-第八受控开关I8，其连接在积分节点E和第二开关电容器Ccom2的第二端子之间。
第一开关、第二开关、第五开关和第八开关以与第三开关、第四开关、第六开关和第七开关相似且相反的方式控制。
例如，第一开关、第二开关、第五开关和第八开关由相位发生器电路107的第一信号直接控制，而第三开关、第四开关、第六开关和第七开关由相位发生器电路107的互补的第二信号控制。
因此，具有相同状态的第一开关、第二开关、第五开关和第八开关断开，具有相同状态的第三开关、第四开关、第六开关和第七开关接通，并且反之亦然。
与图5的实施例相反，图6的实施例总是具有连接至积分节点E的电容器。当先前充电的电容器Ccom1、Ccom2连接到积分节点E时，该电容器的电荷被转移到电容器64。由于该电荷转移阶段，电容器连接在积分节点E上对积分器组件没有影响。因此，图6的第二实施例的操作与结合图5的第一实施例所述的操作相同。
在图5和图6的两个实施例中，通过包括一个或多个开关电容器的电路进行向电容器64的电荷转移。作为变形，如图7所示，电流注入电路可用于进行电荷转移。
图7的电流注入电路105c包括电流发生器111，当开关I9接通时，电流发生器111将电流Ig递送到积分节点E上。
电流发生器111可以由例如具有PMOS晶体管的电流镜组件形成。
与前述电路类似，开关I9由相位发生器电路107控制。在比较电路74检测到输出电压Vout基本上等于参考电压VREF的情况下，电流发生器111连接至积分节点并持续预定时间T。预定时间T由相位发生器电路107中的时钟信号评定，并且能够定义转移到电容器64中的电荷量。与先前的实施例相反，对可转移到电容器64中的电荷没有限制，并且特别重要的是准确地定义时间T。
当开关I9接通时，电流发生器111将DC电流发送到积分节点E上，从而修改积分电容器64的电荷。积分器组件的输出电压Vout的变化与下式相对应：
ΔVout＝Ig.T/Cint
通过确定时间T和电流Ig的值，可以得到积分器组件的输出电压Vout的期望变化ΔVout。
如先前那样，为了获得由装置100c积分的电流I的最终值，测量输出电压Vout并加上与与输出电压Vout的变化ΔVout的相乘所进行电荷转移次数相对应的值就足够了。
给定组件容差，可以期望实际测量电压变化ΔVout以准确地定义由装置100a～100c其中之一积分的电流I的最终值。
为了进行测量，如图8所示，可以在积分节点E上连接电流源112以注入电流Ic。
如图9所示，第一步骤包括通过断开开关I11来使CTIA与电流I隔离。此时，输出Vout是可变的，并且取决于电流I。然后，接通复位开关RAZ以使电容器64短路并将输出Vout取为存在于放大器62的输入e+处的电压VBUS，而开关I9和I10断开。
为了测量高电压V1，仅开关I10接通，而复位信号RAZ断开。电流Ic的值无关紧要，它超过比较器94的切换阈值就足够了。因此，输出电压Vout逐渐上升到比较器94的切换阈值。
当比较器94切换时，通过断开开关I10来使电流源112与积分节点E断开，并且测量输出值Vout以获得高电压Vl的值。
为了测量低电压V2，仅接通开关I9，而断开复位信号RAZ。因此，在电流源111的作用下，输出电压Vout逐渐降低到比较器94的切换阈值。作为变形，可以在测量其中一个组件的电压变化ΔVout的上下文用如图5或6所示的开关电容器电路代替电流源111。
当比较器94切换时，电流源111通过开关I9的接通而连接至积分节点E并持续预定时间T。然后断开开关I9，并测量输出值Vout以获得高电压V2的值。
ΔVout值是由高电压V1减去低电压V2的差值来测量的。
在测量多个连续列的电压变化的情况下，应当注意，不应同时对所有列进行测量，这是因为电流涌流变化可能改变测量。因此，无需逐一测量每列的电压变化ΔVout。
最后，保存各读出电路的电压变化ΔVout的值，以计算积分的最终值。
作为结果，利用本发明，用于对源自关键场所的电流进行积分的检测器(例如，辐射热测定计)与现有技术的读取电路相比具有许多优点，特别是：
-与例如某些对数响应系统相反，访问扩展场景动态范围，同时在仅在CTIA的标称电气动态范围中可以转录的图像部分上保持高敏感度，同时保持根据流量的信号的线性；
-帧频(由在一秒内读取整个阵列的次数定义)与通常的标准(例如60Hz)保持相同。换句话说，在动态范围扩展方面，对于某些形式的现有技术，信息时间密度没有下降；
-所获得的场景信息与场景保持永久的时间一致性或同步性。实际上，与具有在原始信号形成后通过计算进行过采样和/或处理以获得被认为可用于扩展动态范围的信息的数据流的所有检测器或系统相反，将场景中的任何事件与使用信号输出流Vout的观察器或系统可用的信号的形成分开的时间间隔不超过帧时间；
-简化检测器的使用；实际上，在现有技术中，用户一般应根据所观察到的场景温度范围来选择检测器的操作点。一般地，为了给出一般概念，需要三个不同的操作点来覆盖无饱和的动态范围[-40℃；+1,000℃]；
-与基于积分时间自适应的技术领域的方法相比，本发明提供了在积分周期期间不修改由于焦耳效应的自热所施加的辐射热测定计的热循环的优点。这种特征对于根据环境热操作条件的连续水平的稳定性方面特别有利，特别是在寻找小的场景温差以获得良好的时间稳定性时。因此，保持了在没有珀尔帖稳定模块的情况下可能实现检测器(所谓的无TEC操作)的效率，并且场中的电流越来越大；
-如现有技术的某些形式那样，在积分电容反相时没有复位噪声，这是因为积分电容永远不会为空，直到对信号Vout进行采样的时间为止；
-此外，例如由连接开关的栅极和实际连接形成的杂散电容形成积分电容器的积分部，并且不增加寄生干扰。因此，通过应用本发明，在输出处形成的信号不会使质量形式松散。

Claims (12)

1.一种电流积分装置(100a～100c)，用于对积分时间段(Tint)期间积分节点(E)上接收到的电流(I)进行积分，所述电流积分装置(100a～100c)包括：
-运算放大器(62)，其具有两个输入(e+、e-)和一个输出(s)；第一输入(e+、e-)连接至所述积分节点(E)，以及第二输入(e+、e-)取为恒定电压(VBUS)；
-积分电容器(64)，其连接在所述运算放大器(62)的所述第一输入(e+、e-)和所述输出(s)之间；所述输出(s)递送根据所述积分电容器(64)中的电荷量的变化而变化的输出电压(VOUT)；
-修改电路(105a～105c)，用于修改所述输出电压(VOUT)；
-比较电路(74)，其被配置为在所述积分时间段(Tint)期间在所述输出电压(VOUT)基本上等于参考电压(VREF)的情况下触发所述修改电路(105a～105c)至少一次；以及
-存储电路，其被配置为存储在所述积分时间段(Tint)期间已经发生的触发的次数；
其中，在所述积分节点(E)上接收到的电流是根据以下项来计算的：所述输出电压(VOUT)、以及所述修改电路(105a～105c)引起的对所述输出电压(VOUT)的修改乘以触发次数；
其特征在于，用于修改所述输出电压(VOUT)的修改电路(105a～105c)由电荷转移电路形成，所述电荷转移电路被配置成连接在所述积分节点(E)上、并且在所述比较电路(74)检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下将电荷转移到所述积分电容器(64)中。
2.根据权利要求1所述的电流积分装置，其中，所述修改电路(105a～105c)与包括至少一个开关电容器(Ccom、Ccom1、Ccom2)的电路相对应，所述修改电路(105a～105c)包括：
-充电部件，用于对所述至少一个开关电容器(Ccom、Ccom1、Ccom2)进行充电，所述充电部件被配置为在所述比较电路(74)未检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下对所述至少一个开关电容器(Ccom、Ccom1、Ccom2)进行充电；以及
-放电部件，用于对所述至少一个开关电容器(Ccom、Ccom1、Ccom2)进行放电，所述放电部件被配置为在所述比较电路(74)检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下将所述至少一个开关电容器(Ccom、Ccom1、Ccom2)连接在所述积分节点(E)上。
3.根据权利要求2所述的电流积分装置，其中，所述修改电路(105a～105c)与包括开关电容器(Ccom)的电路相对应，所述修改电路(105a～105c)包括：
-第一受控开关(I1)，其连接在低电压(Vl)和所述开关电容器(Ccom)的第一端子之间；
-第二受控开关(I2)，其连接在所述恒定电压(VBUS)和所述开关电容器(Ccom)的第二端子之间；
-第三受控开关(I3)，其连接在高电压(Vh)和所述开关电容器(Ccom)的所述第一端子之间；以及
-第四受控开关(I4)，其连接在所述积分节点(E)和所述开关电容器(Ccom)的所述第二端子之间；
其中，在所述比较电路(74)未检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下，所述第一受控开关和所述第二受控开关被控制为将所述开关电容器(Ccom)充电至与减小了所述恒定电压(VBUS)后的低电压(Vl)相对应的电压值；以及
在所述比较电路(74)检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下，所述第三受控开关和所述第四受控开关被控制为进行从所述开关电容器(Ccom)到所述积分电容器(64)中的电荷转移。
4.根据权利要求2所述的电流积分装置，其中，所述修改电路(105a～105c)与包括两个开关电容器(Ccom1、Ccom2)的电路相对应，所述修改电路(105a～105c)包括：
-第一受控开关(I1)，其连接在低电压(Vl)和第一开关电容器(Ccom1)的第一端子之间；
-第二受控开关(I2)，其连接在所述恒定电压(VBUS)和所述第一开关电容器(Ccom1)的第二端子之间；
-第三受控开关(I3)，其连接在高电压(Vh)和所述第一开关电容器(Ccom1)的所述第一端子之间；以及
-第四受控开关(I4)，其连接在所述积分节点(E)和所述第一开关电容器(Ccom1)的所述第二端子之间；
-第五受控开关(I5)，其连接在所述高电压(Vh)和第二开关电容器(Ccom2)的第一端子之间；
-第六受控开关(I6)，其连接在所述低电压(Vl)和所述第二开关电容器(Ccom2)的所述第一端子之间；
-第七受控开关(I7)，其连接在所述恒定电压(VBUS)和所述第二开关电容器(Ccom2)的第二端子之间；以及
-第八受控开关(I8)，其连接在所述积分节点(E)和所述第二开关电容器(Ccom2)的所述第二端子之间；
其中，在所述比较电路(74)未检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下，所述第一受控开关、所述第二受控开关、所述第五受控开关和所述第八受控开关被控制为对所述第一开关电容器(Ccom1)进行充电并进行从所述第二开关电容器(Ccom2)到所述积分电容器(64)中的电荷转移；
在所述比较电路(74)检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下，所述第三受控开关、所述第四受控开关、所述第六受控开关和所述第七受控开关被控制为对所述第二开关电容器(Ccom2)进行充电并进行从所述第一开关电容器(Ccom1)到所述积分电容器(64)中的电荷转移。
5.根据权利要求4所述的电流积分装置，其中，所述两个开关电容器(Ccom1、Ccom2)具有基本上相同的电容值。
6.根据权利要求3至5中任一项所述的电流积分装置，其中，所述积分装置包括所述低电压(Vl)的发生器，所述低电压(Vl)的发生器具有比所述高电压(Vh)的发生器的稳定时间长的稳定时间。
7.根据权利要求6所述的电流积分装置，其中，所述低电压(Vl)的发生器和所述高电压(Vh)的发生器被配置为对多个积分装置的低电压(Vl)和高电压(Vh)进行供给。
8.根据权利要求6或7所述的电流积分装置，其中，所述低电压(Vl)的发生器和/或所述高电压(Vh)的发生器包括用于对所述低电压(Vl)和/或所述高电压(Vh)进行解耦的至少一个晶体管。
9.根据权利要求1所述的电流积分装置，其中，所述修改电路(105a～105c)与电流注入电路相对应，所述电流注入电路包括电流发生器(111)以及连接在所述电流发生器(111)和所述积分节点(E)之间的开关(I9)；在所述比较电路(74)检测到所述输出电压(VOUT)基本上等于所述参考电压(VREF)的情况下，通过所述比较电路(74)控制所述开关(I9)将所述电流发生器(111)连接在所述积分节点(E)上。
10.根据权利要求9所述的电流积分装置，其中，所述电流发生器(111)由电流镜组件形成。
11.一种电磁辐射检测系统，包括：
-检测元件(14、22)，用于根据电磁辐射来在输出端子(S)上产生电流；以及
-根据前述权利要求中任一项所述的电流积分装置(100a～100c)，其中，运算放大器(62)的第一输入连接至所述检测元件(14、22)的输出端子(S)以对所述检测元件所产生的电流进行积分。
12.根据权利要求11所述的电磁辐射检测系统，其特征在于，所述检测元件包括：
-检测分支(14)，其包括具有悬置在基板上的膜的检测用辐射热测定计(16)、以及用于根据电压设置点来设置所述检测用辐射热测定计(16)两端的电压的偏置电路(18)；
-补偿分支(22)，其包括基本上取为基板温度的补偿用辐射热测定计(24)、以及用于根据电压设置点来设置所述补偿用辐射热测定计(24)两端的电压的偏置电路(26)；以及
-用于在通过所述检测用辐射热测定计(16)的电流iac和通过所述补偿用辐射热测定计(24)的电流icm之间形成差以形成要积分的电流的部件。
CN201980010353.0A 2018-03-02 2019-02-27 用于对电流进行积分的高动态装置 Pending CN111656681A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1851818A FR3078596B1 (fr) 2018-03-02 2018-03-02 Dispositif haute dynamique pour l'integration d'un courant electrique
FR1851818 2018-03-02
PCT/EP2019/054805 WO2019166465A1 (fr) 2018-03-02 2019-02-27 Dispositif haute dynamique pour l'integration d'un courant electrique

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111656681A true CN111656681A (zh) 2020-09-11

Family

ID=62749104

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980010353.0A Pending CN111656681A (zh) 2018-03-02 2019-02-27 用于对电流进行积分的高动态装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US11867563B2 (zh)
EP (1) EP3759814A1 (zh)
KR (1) KR102607038B1 (zh)
CN (1) CN111656681A (zh)
CA (1) CA3089379A1 (zh)
FR (1) FR3078596B1 (zh)
WO (1) WO2019166465A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112162259A (zh) * 2020-09-15 2021-01-01 中国电子科技集团公司第四十四研究所 脉冲激光时间电压转换电路及其控制方法

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11200297B2 (en) * 2019-06-12 2021-12-14 International Business Machines Corporation Integrator voltage shifting for improved performance in softmax operation
FR3116403B1 (fr) 2020-11-19 2022-11-04 Lynred Generateur de phases programmable d’un detecteur

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3020906B1 (fr) * 2014-05-07 2018-11-02 Ulis Dispositif haute dynamique pour l'integration d'un courant electrique
CN106775143B (zh) * 2015-12-31 2020-01-03 深圳市汇顶科技股份有限公司 积分电路及电容感测电路
NL2016216B1 (en) * 2016-02-03 2017-08-11 Univ Delft Tech Analog to digital data converter.

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112162259A (zh) * 2020-09-15 2021-01-01 中国电子科技集团公司第四十四研究所 脉冲激光时间电压转换电路及其控制方法
CN112162259B (zh) * 2020-09-15 2024-02-13 中国电子科技集团公司第四十四研究所 脉冲激光时间电压转换电路及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20200123411A (ko) 2020-10-29
FR3078596A1 (fr) 2019-09-06
FR3078596B1 (fr) 2020-02-14
KR102607038B1 (ko) 2023-11-30
EP3759814A1 (fr) 2021-01-06
US11867563B2 (en) 2024-01-09
CA3089379A1 (fr) 2019-09-06
WO2019166465A1 (fr) 2019-09-06
US20210072087A1 (en) 2021-03-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10199990B2 (en) High dynamic range device for integrating an electrical current
US7683814B2 (en) Constant current source, ramp voltage generation circuit, and A/D converter
JP5773986B2 (ja) 赤外放射を検出するためのシステム及び方法
US10826470B2 (en) Integrating ramp circuit with reduced ramp settling time
TWI578789B (zh) 經由斜波產生器之影像感測器電源供應抑制比雜訊減少
TW201729588A (zh) 減輕影像感測器之行固定圖案雜訊之讀出電路
JP4912952B2 (ja) 電荷を均等化する改良されたアナログ／デジタル変換器マイクロ電子デバイス
CN111656681A (zh) 用于对电流进行积分的高动态装置
JP2009020113A (ja) 統合された熱調節手段を有する電子センサ
CN113114255B (zh) 一种两步式读出电路和模数转换器
US9791322B2 (en) Measurement circuit for bolometric detector
US6031570A (en) Image acquisition and processing system
US8658959B2 (en) Parallel analog-to-digital conversion method, device implementing said method and imaging detector comprising said device
JPH11509385A (ja) マイクロボロメーター配列用ディジタル・オフセット補正器
Kim et al. A 80x60 Microbolometer CMOS Thermal Imager Integrated With a Low-Noise 12-B DAC
KR102469116B1 (ko) 램프 신호 발생 장치 및 그를 이용한 씨모스 이미지 센서
EP0870330B1 (en) Bolometric focal plane array
US8785854B2 (en) Measurement system and imager comprising such a system
US20190356877A1 (en) Image sensor with s/h-to-adc voltage range matching
EP3824619A1 (en) Dual mode focal plane array
WO2020018170A1 (en) Focal plane array having ratioed capacitors
Pain et al. A current memory cell with switch feedthrough reduction by error feedback
CN114174788B (zh) 快照红外传感器
CN117537928A (zh) 红外焦平面读出电路及红外成像探测器
TW202348023A (zh) 用於在局域斜坡緩衝器電路中之斜坡穩定輔助電路的校準電路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination