CN111650480B - 基于相关性的特高频局部放电检测技术实现 - Google Patents

Abstract

基于相关性的特高频局部放电检测技术实现，它包含如下步骤：来自UHF传感器检测到的放电信号，经频段滤波滤除干扰信号；经低噪声放大成幅度大于解调门限的射频信号，再由幅度解调器剔除其载波，提取包络信号；包络检波后接着进行二次检波，去除交流成份，并对视频波形进行必要的展宽；展宽的视频信号经放大后分成同相支路信号和正交支路信号；两路信号分别进行模数转换(ADC)后，由DSP进行运算，输出基波振幅和相位值；本发明可以避免因局部放电受外部信号干扰或与检测扫描频率不同步造成的放电信号漏测或误报，同时提高局部放电检测设备的抗干扰能力和检测实时性。

Description

基于相关性的特高频局部放电检测技术实现

技术领域

本发明涉及一种局部放电检测方法，具体涉及基于相关性的特高频局部放电检测技术实现。

背景技术

高压设备产生局部放电后会严重损害其工作寿命，需要在高压设备正常工作时对其绝缘状态进行实时监测，提前发现并预警其工作状态。高压设备特高频局部放电信号频率主要集中在300-1500MHz频段，其放电强度的包络呈指数衰减状，放电持续时间按不同的工频电压强度、材料工艺及高压设备内部物件的布局从几十纳秒到几十微秒不等，放电呈现两倍的工频周期特性。对300-1500MHz整个频段信号直接进行高速AD转换和信号处理是不现实的，成本高昂、难以实现。

目前对高压设备特高频局部放电信号的检测大多采用宽带检波、固定频带检测或频带扫描检测的方法。宽带检波的特高频局部放电检测方法实现简单，但其带内干扰信号很难扣除，容易造成误报警。固定频带的特高频局部放电检测方法由于其检测带宽限制，而局部放电信号频带具有随机性，容易造成放电信号漏测。频带扫描的局部放电检测方法不失为一种好的特高频局部放电检测方法，但其缺点是全带宽检测时间较长、实时性差。

因此，有必要研究一种在300-1500MMHz全频段内基于随机过程中相关理论的局部放电实时检测方法，能正确区分出放电信号和干扰信号，排除系统内外的一切干扰信号，只检测高压设备局部放电信号，做到对高压设备局部放电的精准识别、快速预警。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的缺陷和不足，提供一种基于相关性的特高频局部放电检测技术实现，可以避免因局部放电受外部信号干扰或与检测扫描频率不同步造成的放电信号漏测或误报，同时提高局部放电检测设备的抗干扰能力和检测实时性。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：它包含如下步骤：

一、来自UHF传感器检测到的微弱放电信号，经频段滤波滤除300-1500MHz之外的干扰信号；

二、经低噪声放大成幅度大于解调门限的射频信号，再由幅度解调器剔除其载波，提取包络信号；

三、解调出的包络视频信号上仍将叠加有快速变化的交流成分，包络检波后接着进行二次检波，去除交流成分，并对视频波形进行必要的展宽；

四、展宽的视频信号经放大后分成两路，一路直接进入相关器I与PT倍频方波信号作相关处理，输出与放电信号基波幅度及相位差余弦值成正比的同相支路信号，即I路信号；另一路视频信号进入相关器Q，与

移相后的PT倍频方波信号进行相关处理，输出与放电信号基波幅度及相位差正弦值成正比的正交支路信号，即Q路信号；

五、I路信号和Q路信号分别进行模数转换(ADC)后，由DSP进行运算，输出基波振幅和相位值；

同相支路输出为：

正交支路输出为：

对比例系数K进行归一化处理，便得到最终的模值和相位为：

式(3)的V_mA、式(4)的

就是最终要得到的放电信号检测结果。

采用上述方案后，本发明的有益效果为：本发明所述的基于相关性的特高频局部放电检测技术实现，能正确区分出放电信号和干扰信号，排除系统内外的一切干扰信号，只检测高压设备局部放电信号，做到对高压设备局部放电的精准识别、快速预警。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是f₀＝100Hz的方波信号作参考与放电信号基波进行相关处理的相关器图；

图2是PT参考信号S₂周期性对称方波图；

图3是根据式(30)，输出直流电压的频率响应图；

图4是在各次谐波附近，相关器的传输函数特性图；

图5是本发明的方法流程示意图；

图6是相关器交流信号部分和直流部分的增益大小对系统的影响情况图；

图7是局部放电信号与工频信号的关系表。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作进一步的说明。

实施例：工频信号是具有50Hz振荡频率的正弦波，局部放电信号出现在工频信号正弦波上升至90°相位或下降到270°相位附近，如图7所示：

在每个工频周期里，放电信号出现在正弦波的正峰值和负峰值附近；工频频率为50Hz，周期T＝0.02s时，放电频率为100Hz，周期T₀＝0.01s；

放电信号幅度可用数学式表示为：

式(5)中：A_m是放电最大幅度；α＞0，是放电信号包络衰减常数；ω是放电信号角频率；

是放电信号对工频的初始相位；τ₀是放电持续时间，τ₀＜＜T₀。

由于(5)式表示的信号是周期为T₀＝0.01s的实信号，剔除其载波频率ω，在一个放电周期里其复包络部分可以写成：

A_v＝0 当τ₀＜t≤T₀时 式(7)

式(6)中，

就是放电信号的复包络；

对t∈(0,T₀)时的式(6)、式(7)表示的函数进行偶延拓，然后展开成只有余弦项的付里叶级数：有

式(8)中，第一项为直流项，ω₀是放电信号包络角频率，基波项为：

由式(8)可看出，放电信号的包络是由直流项、放电频率的基波项及各次谐项组成，只要能实现对放电信号基波或任一次谐波的测量，便可用算法实现对放电信号的幅值和相位的测量。

两路不同的随机信号x(t)，y(t)在不同时刻t₁，t₂取值的相关程度可表示为：

R_xy(t₁,t₂)＝E[x(t₁)y(t₂)] 式(10)

对于平稳随机过程，其统计特征量与时间起点无关，于是可设t₁＝t,t₂＝t+τ，则R_xy(t₁,t₂)＝R_xy(t,t+τ)，即R_xy(τ)＝E[x(t)y(t+τ)] 式(11)

式(11)中，R_xy(τ)即是x(t),y(t)不同时刻取值的互相关函数；用时间平均来计算式(11)的统计平均，该互相关函数可表示为：

现设高压设备局部放电信号伴随外部干扰信号及系统内部的热噪声是：

x(t)＝S₁(t)+n(t) 式(13)

高压设备局部放电的PT参考信号是：

y(t)＝S₂(t) 式(14)

则高压设备局部放电信号与其局部放电的PT参考信号的互相关函数：

式(15)中，

是放电信号与放电的PT参考信号的互相关函数，

是外部干扰和系统内部热噪声与放电的PT参考信号之间的互相关函数；显然，外部干扰和系统内部热噪声与放电的PT参考信号是互不相关的随机过程，另外信号热噪声的平均值为零，所以

等于零；所以有

式(15)、式(16)说明了两点：首先，与PT参考信号不相关一切干扰和噪声积分后都变成零输出，不会对输出结果造成任何影响；其次，放电信号S₁(t)与放电的PT参考信号S₂(t)之间显然是有关系的，即是相关的，所以，求二者之间的互相关函数成了关键，只要能求出(测出)二者之间的互相关函数，根据可实时检测PT参考信号情况，便能得到放电信号的全貌。

因此，要求解或测试两路信号的相关函数，必须进行两步工作：首先需把两路信号相乘，然后把相乘之积再进行积分平均；放电信号与工频电压信号相关，若对工频正弦电压信号进行整流变换，得到频率为100Hz的方波，方波信号也必然与放电信号相关；下面以f₀＝100Hz的方波信号作参考与放电信号基波进行相关处理的相关器如图1所示：

设输入信号S₁为：

式中，V_mA放电基波振幅，ω为放电信号角频率，

为初相位；

PT参考信号S₂为周期性对称方波，如图2所示，用单位幅度的周期对称方波函数表示：

式(17)中：

代入运算可得：

由此，图1所示的乘法器输出电压V₁(t)为：

按图1定义的电流方向，考虑到运算放大器输入电阻为无穷大，流入其电流为零，在运算放大器输入端节点上应有下面关系成立：

I_c0+I_R0＝-I_R1 式(20)

按照式(20)，积分器的输入电压V₁(t)，输出电压V₀(t)满足下面微分方程：

式(21)是一阶常系数线性非齐次微分方程，其通解是对应齐次方程的通解加非齐次方程的任一特解，表示为：

式(22)中，C是个待定常数；设C₀上的初始电压V₀(0)＝0，这符合实际情况，可求出C，把式(21)表示的V₁(t)代入式(22)，可解出输出电压V₀(t)如下：

式(23)中：

式(23)就是放电基波的响应过程，亦即相关函数的暂态解，反映了局部放电的整体情况。

在ω＝ω₀，ω₀R₀C₀＞＞1的条件下对式(23)进行行简化处理：

ω＝ω₀即相关器输入信号为放电信号基波的情况；

R₀C₀是图1中积分器的时间常数，因为ω₀＝2πf₀＝2×3.14×100＝628，若取R₀C₀＝0.2s，则ω₀R₀C₀＝628×0.2≈125＞＞1；

把式(23)求和的m＝0项单独列出，让求和从m＝1开始，这样除m＝0项的部分项外，其余项分母中均有(2m+1)ω₀R₀C₀而分子值不大于1，并还逐项正负交错，从而可略去这些小项，略去小项后总误差将是：

这样式(23)将变成：

可见，若测试时间t→∞时，输出电压将达到稳态值；

说明，相关器输出为直流电压，其值正比于放电基波振幅，并与放电信号和PT参考信号之间相位差的余弦成正比；若测试时间t＝R₀C₀，t＝3R₀C₀，t＝5R₀C₀时，V₀(t)将达稳态值的63.21％，95.02％，99.36％。

在ω＝2(m+1)ω₀，即放电信号是PT参考信号的偶次谐波，同样满足R₀C₀足够大，使ω₀R₀C₀＞＞1，式(23)成为：

V₀(t)＝V_02(m+1)＝0 式(28)

式(28)说明没有偶次谐波输出。

在ω＝(2m+1)ω₀，m＞0，即放电信号为PT参考信号的奇次谐波，同样有R₀C₀足够大，使ω₀R₀C₀＞＞1，且测试时间足够长时，式(23)成为：

把(25)式对(23)式进行归一化，得到下式：

根据式(30)，输出直流电压的频率响应如图3所示；

若输入相关器放电信号既不是PT参考信号的奇次谐波，也不是PT参考信号的偶次谐波，而是偏离了PT参考信号奇次谐波一个小量Δω(可正可负)，即ω＝[(2m+1)ω₀+Δω]，m＝0,1,2,3…。同样R₀C₀足够大，使ω₀R₀C₀＞＞1，测试时间足够长时，式(23)成为：

式(31)表明，输出不再是直流电压，而成了角频率为Δω的交流电压，输出的振幅值为Δω＝0时的

倍，输出电压的振幅随Δω的变大而变小，这个因子化成对数后可看出其每倍频程衰减6dB，与低通滤波器传输函数的模相同。因此可看出，在各次谐波附近，相关器相当于带通滤波器，传输函数特性如图4所示；

从式(31)和图4还可看出，在很宽的频率带宽内，相关器是一个以PT参考信号基波或谐波频率为参考的梳状滤波器，每个梳齿的通带中心就在PT参考信号基波或谐波频率处，它只让频率等于PT参考信号基波或谐波频率的信号通过，另外频率的信号无法通过，这一点提供了在复杂的电磁环境中抗干扰的理论依据。

通过把式(31)的幅度对基波归一化，可求得任一梳齿处带通滤波器的噪声带宽为：

m＝0时，基波处的等效噪声带宽为：

利用级数求和法，可求出所有梳齿既梳状滤波器的总的噪声带宽为：

式(34)说明梳状滤波器总的带宽比基波处的噪声带宽仅大了23％。

参看图5所示，本实施例基于相关性的特高频局部放电检测技术实现包含如下步骤：

一、来自UHF传感器检测到的微弱放电信号，经频段滤波滤除300-1500MHz之外的干扰信号；

二、经低噪声放大成幅度大于解调门限的射频信号，再由幅度解调器剔除其载波，提取包络信号；

三、解调出的包络视频信号上仍将叠加有快速变化的交流成分，包络检波后接着进行二次检波，去除交流成分，并对视频波形进行必要的展宽；

四、展宽的视频信号经放大后分成两路，一路直接进入相关器I与PT倍频方波信号作相关处理，输出与放电信号基波幅度及相位差余弦值成正比的同相支路信号，即I路信号；另一路视频信号进入相关器Q，与

移相后的PT倍频方波信号进行相关处理，输出与放电信号基波幅度及相位差正弦值成正比的正交支路信号，即Q路信号；

五、I路信号和Q路信号分别进行模数转换(ADC)后，由DSP进行运算，输出基波振幅和相位值；

同相支路输出为：

正交支路输出为：

对比例系数K进行归一化处理，便得到最终的模值和相位为：

式(3)的V_mA、式(4)的

就是最终要得到的放电信号检测结果。

局部放电参考的PT信号经电流互感耦合器取样，得到1V正玄波信号，再进行过零检测，得到50Hz的方波信号。因放电频率为100Hz，所以采用数字锁相环对50Hz的方波信号倍频，得到100Hz的方波信号，一路送至同相支路(I支路)，再经整形成幅度正负对称的方波信号，与I路放电信号进行相关。另一路送往正交支路(Q支路)的方波信号要经

移相，再整形后与Q路的放电信号相关。

本实施例中，灵敏度的经典计算法如下：

式(35)中，F是整个系统噪声系数，以dB计；Δf_N就是式(34)表示的系统带宽，以Hz计；

是后续显示所要求的信噪比；-174是玻尔兹曼常数与绝对室温(290℃)之积；

若取时间常数R₀C₀＝0.2s，按式(33)、式(34)计算的基波处带宽及总带宽将分别是2.5Hz和3.08Hz；按目前一些分立器件公司所能提供的低噪声放大器水平，从前级看进去的系统噪声系数可保守地做到不超过3.5dB；再按7dB(5倍)信噪比要求，可得到可检测灵敏度可达-158.8dB；相关检测法的灵敏度是受相关器的输出零点漂移限制，相关器的输出零点漂移才真正决定了可检测灵敏度；事实上，宽温度范围内低漂移运算放大器做到毫伏级甚至到微伏级已是轻而易举，所以相关检测法可以轻易做到非常高的灵敏度。

按式(1)计算及上面的描述，似乎噪声系数对灵敏度的影响并不大，这只是个表面现象；过大的噪声系数加上外部和内部的电信号干扰，极易造成前级信号电路和相关器的过载，从而产生严重的非线性，这种状态实际上导致整个系统都已失效；过载问题在相关检测中比在低噪声超外差检测中影响更为剧烈；所以，前级低噪声放大器的噪声系数，增益和动态范围的设计选择仍是非常关键的一环；可看出，噪声系数越小越好，动态范围越大越好，但其增益要折中，以保证动态和系统灵敏度恰当；设计低噪声放大器部分增益25～30dB，噪声系数3dB，输出1dB压缩点在15dBm,可保证系统灵敏度及动态要求。

从图5可看出，相关器前属交流信号部分，而相关器本身及后续是直流部分，两部分所具有的增益之和(对数和)是系统总增益，决定了系统的动态范围，然而这两部分增益大小影响是却是不同的，如图6所示；

图6中，满刻度输出时输入电平即是ADC满值FS时的输入电平；在保持FS和总增益不变的条件下，增大交流增益，直流增益减小，则易使前级电路和相关器过载，导致OVL下降；但直流增益的减小，会让零点漂移变小，灵敏度提高；相反，减小交流增益提高直流增益，而总增益不变，则前级电路和相关器过载电平提高了，不易过载了，但直流增益的提高让零点漂移增大了，灵敏度降低了。

实际上，输入总动态范围取决于相关器前级信号支路部分，满刻度信号输入位置要根据实际测量情况而定；本实施例取ADC满刻度值时的输入电平为-20dBm。

积分时间常数的确定：设T_c＝R₀C₀，所以T_c越大，等效噪声带宽越窄，抑制噪声的能力也越强，但积分时间常数不能任意定，应根据输出信噪比要求及对快速信号的响应来决定。

积分时间的最小值受两个方面的限制：

a、输出噪声电平不超过电路的过载电平

设：输入端单位带宽白噪声电压为

系统功率增益为K_p，输出噪声电压V_N0，考虑到噪声电压的峰-峰值近似为其有效值的6倍，结合(30)式，则T_c满足

b、谐波衰减到能容许的值：

把式(23)分解开，单独列出m＝0的项，可以看出二次谐波是最大的交流分量，它是基波分量的1/ω₀T_c倍；如果要求二次谐波分量比基波功率小40dB，即100倍，达到可忽略的程度,则应满足，ω₀T_c＞100，即：

T_c＞8T₀ 式(37)

对于f₀＝100Hz，T₀＝0.01s。可取T_c＝0.2s；

其实，因V_Ni很小，(36)式不难满足，只要能满足式(37)即能保证式(36)；当然积分时常数也不能取得太大；若包络信号有一定的调制度，允许其最高频率分量失真不超过3dB时，T_c应满足：

在高压设备局部放电检测中不涉及式(38)积分时常数的上限情况。

采用上述方案后，本发明所述的基于相关性的特高频局部放电检测技术实现，具有以下优点：

1、以放电信号的周期性为必要条件，抑或是其任意次谐波，而与放电信号的具体波形形状无关；周期性的必要条件最宽可以放宽到连续波的情况，即连续性放电；

2、具有着极强的抗干扰能力，因为要对正常放电检测形成有效干扰，则干扰信号的频率和相位都要与正常检测信号同步，外界具有这样特征的干扰信号几乎不存在；

3、系统带宽只取决于相关器本身，可达到到Hz级别，只要能有效控制相关器及积分器的零点漂移，就能有效的提高系统检测灵敏度，降低对前级传感器的增益要求；

4、回避采用混频器，高频本振源，带通滤波器等非线性器件，而以方波信号产生器、数字锁相环、开关倒相式乘法器代之，直接以高通滤波器和低通滤波构成带通滤波器性能；

5、包络解调剔除了放电信号的载波频率，通过调整其前端由高通滤波器和低通滤波器组成的带通滤波器，就能调整所要求的检测频带宽度，让检测频带调整变得更方便；

6、数字处理和软件要求相对简单，高速单片机既可实现，检测设备整体尺寸很小。

以上所述，仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域普通技术人员对本发明的技术方案所做的其它修改或者等同替换，只要不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (1)

1.基于相关性的特高频局部放电检测技术实现，其特征在于它包含如下步骤：

一、来自UHF传感器检测到的微弱放电信号，经频段滤波滤除300-1500MHz之外的干扰信号；

二、经低噪声放大成幅度大于解调门限的射频信号，再由幅度解调器剔除其载波，提取包络信号；

三、解调出的包络视频信号上仍将叠加有快速变化的交流成分，包络检波后接着进行二次检波，去除交流成分，并对视频波形进行必要的展宽；

四、展宽的视频信号经放大后分成两路，一路直接进入相关器I与PT倍频方波信号作相关处理，输出与放电信号基波幅度及相位差余弦值成正比的同相支路信号，即I路信号；另一路视频信号进入相关器Q，与

移相后的PT倍频方波信号进行相关处理，输出与放电信号基波幅度及相位差正弦值成正比的正交支路信号，即Q路信号；

五、I路信号和Q路信号分别进行模数转换(ADC)后，由DSP进行运算，输出基波振幅和相位值；

对比例系数K进行归一化处理，便得到最终的模值和相位为：

式(3)的V_mA、式(4)的

就是最终要得到的放电信号检测结果。

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