CN111641362B - 一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法 - Google Patents

一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法 Download PDF

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Abstract

一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，包括以下步骤：步骤1，建立永磁同步电机在电感各向异性坐标系上的数学模型；步骤2，在估计同步旋转坐标系上实施双脉冲高频方波电压注入步骤3，计算估计同步旋转坐标系上高频响应电流增量；步骤4，计算交叉饱和角；步骤5，辨识d、q轴自感和dq轴间交叉饱和电感。本发明所提供的电感辨识方法计算量小，辨识速度快，执行一次辨识算法只需要四个PWM周期，且可辨识交叉饱和电感，以及适用在线或离线电感辨识。

Description

一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识 方法
技术领域
本发明涉及永磁同步电机驱动控制技术领域，特别涉及一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法。
背景技术
矢量控制是当前永磁同步电机主要控制技术，然而该控制技术需要准确的电气参数，如永磁体磁链、定子电阻、dq轴电感等。其中，电感参数的准确性直接影响电机系统的控制性能，如基于基波模型的位置观测器、最大转矩电流比控制、模型预测控制等。然而，由于永磁同步电机的d、q轴磁路结构不对称及磁场饱和特性，d、q轴电感通常不相等且随着磁场饱和程度增强而降低，即电感受定子电流影响。因此，如果能够获得电感关于电流的分布特性，对实现永磁同步电机高性能控制具有很高的工程应用和研究价值。
优秀的电感辨识算法不仅能够辨识空载情况下的d、q轴电感，同时能够快速准确跟踪磁场饱和情况下的电感变化，且算法还应当收敛速度快、通用性强。现有的电感辨识方法，如有限元分析法、最小二乘算法、模型参考自适应法、高频正弦电压注入法以及其它智能辨识算法等，存在适用性弱、收敛速度慢、算法鲁棒性差、实现复杂等问题。
发明内容
为了解决上述背景技术中电感辨识方法的不足，本发明的目的在于提供一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，该方法基于永磁同步电机电感各向异性数学模型，首先沿着估计d轴和估计q轴先后注入两对高频方波电压脉冲，计算两对高频电压脉冲引起的估计d、q轴上电流增量；然后根据电流增量中包含的电感信息和位置信息，辨识出d、q轴轴自感；进一步通过电流增量估计转子位置并计算位置估计误差，辨识出dq轴交叉饱和电感。本发明所提供的电感辨识方法计算量小，辨识速度快，执行一次辨识算法只需要四个PWM周期，且可辨识交叉饱和电感，以及适用在线或离线电感辨识。
为了解决上述问题所提出的技术方案为：
一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，所述辨识方法包括以下步骤：
步骤1，建立永磁同步电机在电感各向异性坐标系上的数学模型，过程如下：
假设在一个开关周期内di/dt可以近似为Δi/Δt，使用后向欧拉离散方法，电感各向异性坐标系DQ上永磁同步电机的纯电感负载等效数学模型表示为：
Figure BDA0002480501520000021
式中，
Figure BDA0002480501520000022
分别为D、Q轴上的高频电压、电流；LD、LQ分别为D轴和Q轴的动态电感；ΔT表示一个开关周期，电流增量
Figure BDA0002480501520000023
由连续两个周期内采样电流作差得到，(1)式即为高频方波电压信号激励下永磁同步电机在电感各向异性坐标系中的离散数学模型；上标“a”表示DQ轴系中的量；
步骤2，在估计同步旋转坐标系上实施双脉冲高频方波电压注入，过程如下：
2.1，利用电感各向异性坐标系DQ和估计同步旋转坐标系
Figure BDA0002480501520000024
之间的位置夹角，对式(5)进行旋转变换，得到
Figure BDA0002480501520000025
轴系中数学模型如下：
Figure BDA0002480501520000026
式中，LΣ＝(LD+LQ)/2，LΔ＝(LD-LQ)/2；位置估计误差
Figure BDA0002480501520000027
其中θa为D轴电角度，
Figure BDA0002480501520000028
为估计电角度；
Figure BDA0002480501520000029
表示为：
Figure BDA00024805015200000210
式中，
Figure BDA00024805015200000211
表示真实位置估计误差，即
Figure BDA00024805015200000212
θm＝θe-θa为交叉饱和导致的D轴偏移，θe为d轴电角度；
2.2，估计同步旋转坐标系
Figure BDA00024805015200000213
中，在连续四个PWM周期内，两对方波电压脉冲依次注入到
Figure BDA00024805015200000214
轴和
Figure BDA00024805015200000215
轴上。其中，在前两个PWM周期内，第一对方波电压脉冲分别沿着
Figure BDA00024805015200000216
轴和
Figure BDA00024805015200000217
轴注入。在后两个PWM周期，第二对方波电压脉冲信号沿着
Figure BDA00024805015200000218
轴和
Figure BDA00024805015200000219
轴注入，表示为：
Figure BDA00024805015200000220
式中，Uh表示注入方波电压的幅值，上标
Figure BDA00024805015200000221
表示估计轴系
Figure BDA00024805015200000222
内的量，n表示采样序号；k表示第k次电流环，电流执行周期为PWM周期的四倍，即有Tcur＝4TPWM；
步骤3，计算估计同步旋转坐标系上高频响应电流增量，过程如下：
3.1，永磁同步电机使用位置传感器测得转子位置信息用于转速、电流双闭环矢量控制运行，首先把式(8)中第一对注入在
Figure BDA0002480501520000031
轴上的方波电压脉冲代入式(6),并结合(7)式，得高频电流响应信号为：
Figure BDA0002480501520000032
式中，可用
Figure BDA0002480501520000033
来计算n时刻的电流增量，为避免注入电压符号的影响，现将
Figure BDA0002480501520000034
轴和
Figure BDA0002480501520000035
轴上连续采样的三个电流值作差得前两个PWM周期内的电流增量如式(10)：
Figure BDA0002480501520000036
然后将第一和第二个PWM周期内的电流增量作差，计算前两个PWM周期内电流增量差为：
Figure BDA0002480501520000037
式中，
Figure BDA0002480501520000038
分别为前两个PWM周期内
Figure BDA0002480501520000039
轴和
Figure BDA00024805015200000310
轴上的电流增量差；
3.2，接着考虑将式(8)中第二对注入在
Figure BDA00024805015200000311
轴上的方波电压脉冲代入式(6)，并结合式(7)，得电流增量为：
Figure BDA00024805015200000312
类似式(10)、式(11)中所示对采样电流的增量求差，计算第三和第四个PWM周期内的电流增量差为：
Figure BDA0002480501520000041
式中，
Figure BDA0002480501520000042
分别为后两个PWM周期内
Figure BDA0002480501520000043
轴和
Figure BDA0002480501520000044
轴上的电流增量差；
至此，已计算得到两对高频方波电压注入引起
Figure BDA0002480501520000045
轴电流增量差，观察式(11)和式(13)看出电流增量差幅值中，包含D、Q轴电感信息和位置估计误差信息，由此进行电感辨识以及转子位置估计；
步骤4，计算交叉饱和角，过程如下：
4.1，利用双方波电压脉冲引起的电流增量差解调出转子位置，利用式(11)和式(13)中包含的关于位置误差信息
Figure BDA0002480501520000046
以及考虑式(7)中位置关系，通过把
Figure BDA0002480501520000047
和
Figure BDA0002480501520000048
相加得关于
Figure BDA0002480501520000049
的函数：
Figure BDA00024805015200000410
式中，
Figure BDA00024805015200000411
表示位置误差信号，将其送入位置跟踪器，得到估计转子位置；
4.2，观察式(14)知，当估计转子位置跟踪上实际位置，真实的转子位置估计误差
Figure BDA00024805015200000412
将无法收敛至0，而是收敛至交叉饱和角θm，即
Figure BDA00024805015200000413
由式(15)知，磁场交叉饱和效应导致的交叉饱和角θm根据位置传感器所获得的真实位置与估计位置作差，实时计算出交叉饱和角：
Figure BDA00024805015200000414
式中，
Figure BDA00024805015200000415
为交叉饱和角θm的在线估计值；
步骤5，辨识d、q轴自感和dq轴间交叉饱和电感，过程如下：
5.1，利用式(11)和式(13)，计算D、Q轴电感值，为便于推导和理解，先计算两个中间变量ΔIh1和ΔIh2；
Figure BDA00024805015200000416
Figure BDA0002480501520000051
5.2，根据式(17)和式(18)，计算出电感辨识值为：
Figure BDA0002480501520000052
Figure BDA0002480501520000053
式中，
Figure BDA0002480501520000054
分别为电感各向异性坐标系下的D轴和Q轴电感辨识值；
5.3，考虑式(7)中电感矩阵LDQ和Ldqh的关系，得两相同步旋转dq坐标系下的电感值如下矩阵所示
Figure BDA0002480501520000055
式中，
Figure BDA0002480501520000056
和
Figure BDA0002480501520000057
分别为d、q轴自感和互感辨识值；
至此双脉冲高频方波电压信号注入策略实现了电感值在线辨识，实时辨识
Figure BDA0002480501520000058
和
Figure BDA0002480501520000059
进一步，所述步骤1的过程为：
1.1，考虑磁场交叉饱和效应，在dq两相同步旋转坐标系中，永磁同步电机的定子电压状态方程用矩阵的形式表示如下：
Figure BDA00024805015200000510
式中，
Figure BDA00024805015200000511
分别为转子参考系下d、q轴上的电压和电；Rs为定子电阻，Ld、Lq为d、q轴绝对电感，ωe为电气角速度，ψf为永磁体转子磁链幅值；Ldh、Lqh、Ldqh和Lqdh表示增量自感和互感；上标“r”表示转子dq轴系；
1.2，假设电机静止或转速较低的情况下，将频率远大于基波频率的高频方波电压注入永磁同步电机，忽略定子电阻和反电动势压降，永磁同步电机在高频信号激励表示为如下纯电感模型：
Figure BDA00024805015200000512
式中，
Figure BDA00024805015200000513
分别为d、q轴上的高频电压、电流分量；Ldqh表示电感矩阵；下标h表示高频分量；
1.3，如上式(2)所示，考虑磁场交叉饱和效应的永磁同步电机高频电感矩阵在坐标系dq内为非对角矩阵，为了进一步简化分析，引入电感各向异性坐标系DQ；基于能量转换定律，d、q轴互感相等，即Ldqh＝Lqdh，且电感矩阵Ldqh是半正定的，xTLdqhx≥0，所以电感矩阵被变换到一个各向异性参考坐标系，也就是说存在一个角θm，通过旋转变换T(θm),可以将非对角Ldqh转换为一个对角电感矩阵LDQ；
Figure BDA0002480501520000061
式中，θm＝θe-θa定义为交叉饱和角，它指电感各向异性坐标系DQ和实际同步旋转坐标系dq之间的夹角，并有
Figure BDA0002480501520000062
根据磁场饱和程度不同，自感和互感会随之变化，因此交叉饱和角在不同负载工况下也是变化的；
1.4，在一个开关周期内di/dt近似为Δi/Δt，使用后向欧拉离散方法，DQ坐标系上永磁同步电机的离散数学模型表示为：
Figure BDA0002480501520000063
式中，ΔT表示一个开关周期，电流变化
Figure BDA0002480501520000064
可将连续两个周期内采样电流作差得到，(5)式即为高频方波电压信号激励下永磁同步电机在电感各向异性坐标系中的离散数学模型；上标“a”表示DQ轴系中的量。
本发明的有益效果表现在：计算量小，辨识速度快，执行一次辨识算法只需要四个PWM周期，且可辨识交叉饱和电感，以及适用在线或离线电感辨识。
附图说明
图1示出了本发明实施例中两相静止坐标系、实际两相同步旋转坐标系、估计两相同步旋转坐标系和电感各向异性坐标系之间的位置关系示意图。
图2示出了本发明实施例中提供的双脉冲高频方波电压信号注入模式示意图。
图3示出了本发明实施例中提供位置跟踪器。
图4示出了本发明实施例提供的整个系统控制结构框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
参照图1～图4，一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，所述辨识方法包括以下步骤：
步骤1，建立永磁同步电机在电感各向异性坐标系上的数学模型，过程如下：
1.1，考虑磁场交叉饱和效应，在dq两相同步旋转坐标系中，永磁同步电机的定子电压状态方程用矩阵的形式表示如下：
Figure BDA0002480501520000071
式中，
Figure BDA0002480501520000072
分别为转子参考系下d、q轴上的电压和电；Rs为定子电阻，Ld、Lq为d、q轴绝对电感，ωe为电气角速度，ψf为永磁体转子磁链幅值；Ldh、Lqh、Ldqh和Lqdh表示增量自感和互感；上标“r”表示转子dq轴系。
1.2，假设电机静止或转速较低的情况下，将频率远大于基波频率的高频方波电压注入永磁同步电机，忽略定子电阻和反电动势压降，永磁同步电机在高频信号激励下可以简单地表示为如下纯电感模型：
Figure BDA0002480501520000073
式中，
Figure BDA0002480501520000074
分别为d、q轴上的高频电压、电流分量；Ldqh表示电感矩阵；下标h表示高频分量。
1.3，如上式(2)所示，考虑磁场交叉饱和效应的永磁同步电机高频电感矩阵在坐标系dq内为非对角矩阵，为了进一步简化分析，引入电感各向异性坐标系DQ。该坐标和两相静止坐标系、两相同步旋转坐标系和估计旋转坐标系之间的位置关系如图1所示。基于能量转换定律，d、q轴互感相等，即Ldqh＝Lqdh，且电感矩阵Ldqh是半正定的，xTLdqhx≥0，所以电感矩阵被变换到一个各向异性参考坐标系，也就是说存在一个角θm，通过旋转变换T(θm),可以将非对角Ldqh转换为一个对角电感矩阵LDQ；
Figure BDA0002480501520000075
式中，θm＝θe-θa定义为交叉饱和角，它指电感各向异性坐标系DQ和实际同步旋转坐标系dq之间的夹角，并有
Figure BDA0002480501520000076
根据磁场饱和程度不同，自感和互感会随之变化，因此交叉饱和角在不同负载工况下也是变化的；
1.4，在一个开关周期内di/dt近似为Δi/Δt，使用后向欧拉离散方法，DQ坐标系上永磁同步电机的离散数学模型表示为：
Figure BDA0002480501520000081
式中，ΔT表示一个开关周期，电流变化
Figure BDA0002480501520000082
可将连续两个周期内采样电流作差得到，(5)式即为高频方波电压信号激励下永磁同步电机在电感各向异性坐标系中的离散数学模型；上标“a”表示DQ轴系中的量；
步骤2，在估计同步旋转坐标系上实施双脉冲高频方波电压注入，过程如下：
2.1，利用电感各向异性坐标系DQ和估计同步旋转坐标系
Figure BDA0002480501520000083
之间的位置夹角，对式(5)进行旋转变换，得到
Figure BDA0002480501520000084
轴系中数学模型如下
Figure BDA0002480501520000085
式中，LΣ＝(LD+LQ)/2，LΔ＝(LD-LQ)/2；位置估计误差
Figure BDA0002480501520000086
结合式(3)中θm＝θe-θa的定义，另有
Figure BDA0002480501520000087
式中，
Figure BDA0002480501520000088
表示真实位置估计误差，即
Figure BDA0002480501520000089
2.2，如图2高频方波电压信号注入模式图所示，估计同步旋转坐标系
Figure BDA00024805015200000810
中，在连续四个PWM周期内，利用两对方波电压脉冲依次注入到
Figure BDA00024805015200000811
轴和
Figure BDA00024805015200000812
轴上，其中，在前两个PWM周期，第一对电压脉冲分别沿着
Figure BDA00024805015200000813
轴和
Figure BDA00024805015200000814
轴注入，类似地，在后两个PWM周期，第二对电压脉冲信号沿着
Figure BDA00024805015200000815
轴和
Figure BDA00024805015200000816
轴注入，表示为：
Figure BDA00024805015200000817
式中，Uh表示注入估计轴系内高频方波电压的幅值，上标
Figure BDA00024805015200000818
表示估计轴系
Figure BDA00024805015200000819
内的量，n表示采样序号；k表示第k次电流环，电流执行周期为PWM周期的4倍，即有Tcur＝4TPWM；
步骤3，计算估计同步旋转坐标系上高频响应电流增量，过程如下：
3.1，永磁同步电机使用光电编码器(位置传感器)测得转子位置信息用于转速、电流双闭环矢量控制运行；首先把式(8)中第一对注入在
Figure BDA0002480501520000091
轴上的方波电压脉冲代入式(6)，并考虑(7)式中坐标系间位置关系，可得高频电流响应信号为：
Figure BDA0002480501520000092
式中，用
Figure BDA0002480501520000093
来计算n时刻的电流增量，为避免注入电压符号的影响，现将
Figure BDA0002480501520000094
轴和
Figure BDA0002480501520000095
轴上连续采样的三个电流值相减得前两个PWM周期内的电流增量如式(10)，然后将第一和第二个PWM周期内的电流增量作差，计算前两个PWM周期内电流增量差为：
Figure BDA0002480501520000096
Figure BDA0002480501520000097
式中，
Figure BDA0002480501520000098
分别为前两个PWM周期内
Figure BDA0002480501520000099
轴和
Figure BDA00024805015200000910
轴上的电流增量差；
3.2，接着考虑将式(8)中第二对注入在
Figure BDA00024805015200000911
轴上的方波电压脉冲代入式(6)，利用式(6)的方程得响应电流增量为：
Figure BDA00024805015200000912
类似式(10)、式(11)中所示对采样电流的增量计算和求差，计算第三和第四个PWM周期内的电流增量差为
Figure BDA0002480501520000101
式中，
Figure BDA0002480501520000102
分别为后两个PWM周期内
Figure BDA0002480501520000103
轴和
Figure BDA0002480501520000104
轴上的电流增量差；
至此，已计算得到双脉冲高频方波电压注入引起的
Figure BDA0002480501520000105
轴电流增量差，观察式(11)和式(13)，可以看出电流增量差幅值中，包含D、Q轴电感信息和位置估计误差信息，由此进行电感辨识以及位置估计；
步骤4，计算交叉饱和角，过程如下：
4.1，利用双脉冲方波电压信号注入得到的电流增量差解调出估计转子位置，利用式(11)和式(13)中包含的关于位置误差信息
Figure BDA0002480501520000106
以及考虑式(7)中位置关系，通过把
Figure BDA0002480501520000107
和
Figure BDA0002480501520000108
相加得关于
Figure BDA0002480501520000109
的函数：
Figure BDA00024805015200001010
式中，
Figure BDA00024805015200001011
表示位置误差信号，将其送进位置跟踪器，如图3所示，即得到转子估计位置，在这里需要指出，
Figure BDA00024805015200001012
是基于电感各向异性坐标系下的位置估计误差，采用常规高频信号注入法的无位置传感器控制中，跟踪的估计位置实质上即为D轴所在位置；
4.2，观察式(14)知，当估计转子位置跟踪上实际位置，真实的转子位置估计误差
Figure BDA00024805015200001013
将无法收敛至0，而是收敛至交叉饱和角θm，即
Figure BDA00024805015200001014
由上式可知估计转子位置实际上无法跟踪到真实d轴，而是存在一个位置偏差，这是由于磁场交叉饱和效应导致的，偏差大小近可似为交叉饱和角θm，因此根据光电编码器(位置传感器)所获得的真实位置与高频电流响应信号中解调出的估计位置求差，实时计算交叉饱和角：
Figure BDA00024805015200001015
利用式(16)测量得到的交叉饱和角
Figure BDA00024805015200001016
步骤5，辨识d、q轴自感和dq轴间交叉饱和电感，过程如下：
5.1，利用双脉冲高频方波电压信号注入得到的电流响应之间的独立性，也即式(11)和式(13)，计算D、Q轴电感值，为便于推导和理解，先计算两个中间变量ΔIh1和ΔIh2
Figure BDA0002480501520000111
Figure BDA0002480501520000112
5.2，根据式(17)和式(18)，直接辨识出电感值为：
Figure BDA0002480501520000113
Figure BDA0002480501520000114
式中，
Figure BDA0002480501520000115
分别为电感各向异性坐标系下的D轴和Q轴电感辨识值；
5.3，考虑式(3)中电感矩阵LDQ和Ldqh的关系，辨识出
Figure BDA0002480501520000116
坐标系上电感矩阵：
Figure BDA0002480501520000117
式中，
Figure BDA0002480501520000118
和
Figure BDA0002480501520000119
分别为d、q轴自感和互感辨识值，交叉饱和角θm由步骤4计算获得。
本发明提供的一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法实现原理框图如图4所示，系统在有位置传感器速度、电流双闭环模式下运行，采用位置传感器测量得到的位置完成系统矢量控制，并用于计算交叉饱和角。
本发明提供的一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，对电流增量进行少量运算即可辨识出永磁同步电机d、q轴电感及交叉饱和电感。本发明的有益效果为：无论在空载或是加载情况下，通过本发明提供的电感辨识方法，可在四个PWM周期内，也即一个电流环控制周期内，即可快速辨识出电感，收敛速度快，计算量小，易于工程实现，具有较好地实用价值。
本发明提供的一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法一种特殊应用工况，即无需考虑交叉饱和电感情况下，如离线空载辨识，可认为D、Q轴与d、q轴重合，因此辨识出的D、Q轴电感即为d、q轴电感，此时交叉饱和电感为零，进一步简化了辨识方法。
本发明提供的一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，需要四个PWM周期辨识出电感，适用于一个PWM周期单采样单更新场合，通用性强。但是，对于在一个PWM中双更新双采样场合，在对本方法不做任何实质性修改的基础上，可在两个PWM周期内辨识出电感，同样属于本发明保护权利范畴。

Claims (2)

1.一种双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，其特征在于，所述辨识方法包括以下步骤：
步骤1，建立永磁同步电机在电感各向异性坐标系上的数学模型，过程如下：
假设在一个开关周期内di/dt近似为Δi/Δt，使用后向欧拉离散方法，电感各向异性坐标系DQ上永磁同步电机的纯电感负载等效数学模型表示为：
Figure FDA0003307830100000011
式中，
Figure FDA0003307830100000012
分别为D、Q轴上的高频电压；LD、LQ分别为D轴和Q轴的动态电感；ΔT表示一个开关周期，电流增量
Figure FDA0003307830100000013
Figure FDA0003307830100000014
由连续两个周期内采样电流作差得到，(5)式即为高频方波电压信号激励下永磁同步电机在电感各向异性坐标系中的离散数学模型；上标“a”表示DQ轴系中的量；
步骤2，在估计同步旋转坐标系上实施双脉冲高频方波电压注入，过程如下：
2.1，利用电感各向异性坐标系DQ和估计同步旋转坐标系
Figure FDA0003307830100000015
之间的位置夹角，对式(5)进行旋转变换，得到
Figure FDA0003307830100000016
轴系中高频电流响应信号如下：
Figure FDA0003307830100000017
式中，LΣ＝(LD+LQ)/2，LΔ＝(LD-LQ)/2；位置估计误差
Figure FDA0003307830100000018
其中θa为D轴电角度，
Figure FDA0003307830100000019
为估计电角度；
Figure FDA00033078301000000110
表示为：
Figure FDA00033078301000000111
式中，
Figure FDA00033078301000000112
表示真实位置估计误差，即
Figure FDA00033078301000000113
θm＝θe-θa为交叉饱和角，θe为d轴电角度；
2.2，估计同步旋转坐标系
Figure FDA00033078301000000114
中，在连续四个PWM周期内，两对方波电压脉冲依次注入到
Figure FDA00033078301000000115
轴和
Figure FDA00033078301000000116
轴上，其中，在前两个PWM周期内，第一对方波电压脉冲分别沿着
Figure FDA00033078301000000117
轴和
Figure FDA00033078301000000118
轴注入，在后两个PWM周期，第二对方波电压脉冲信号沿着
Figure FDA00033078301000000119
轴和
Figure FDA00033078301000000120
轴注入，表示为：
Figure FDA0003307830100000021
式中，Uh表示注入方波电压的幅值，上标
Figure FDA0003307830100000022
表示估计轴系
Figure FDA0003307830100000023
内的量，n表示采样序号；k表示第k次电流环，电流执行周期为PWM周期的四倍，即有Tcur＝4TPWM；
步骤3，计算估计同步旋转坐标系上高频响应电流增量，过程如下：
3.1，永磁同步电机使用位置传感器测得转子位置信息用于转速、电流双闭环矢量控制运行，首先把式(8)中第一对注入在
Figure FDA0003307830100000024
轴上的方波电压脉冲代入式(6),并结合(7)式，得高频电流响应信号为：
Figure FDA0003307830100000025
式中，用
Figure FDA0003307830100000026
来计算n时刻的电流增量，为避免注入电压符号的影响，现将
Figure FDA0003307830100000027
轴和
Figure FDA0003307830100000028
轴上连续采样的三个电流值作差得前两个PWM周期内的电流增量如式(10)：
Figure FDA0003307830100000029
然后将第一和第二个PWM周期内的电流增量作差，计算前两个PWM周期内电流增量差为：
Figure FDA00033078301000000210
式中，
Figure FDA00033078301000000211
分别为前两个PWM周期内
Figure FDA00033078301000000212
轴和
Figure FDA00033078301000000213
轴上的电流增量差；
3.2，接着考虑将式(8)中第二对注入在
Figure FDA00033078301000000214
轴上的方波电压脉冲代入式(6)，并结合式(7)，得电流增量为：
Figure FDA0003307830100000031
类似式(10)、式(11)中所示对采样电流的增量求差，计算第三和第四个PWM周期内的电流增量差为：
Figure FDA0003307830100000032
式中，
Figure FDA0003307830100000033
分别为后两个PWM周期内
Figure FDA0003307830100000034
轴和
Figure FDA0003307830100000035
轴上的电流增量差；
至此，已计算得到两对高频方波电压注入引起
Figure FDA0003307830100000036
轴电流增量差，观察式(11)和式(13)看出电流增量差幅值中，包含D、Q轴电感信息和位置估计误差信息，由此进行电感辨识以及转子位置估计；
步骤4，计算交叉饱和角，过程如下：
4.1，利用双方波电压脉冲引起的电流增量差解调出转子位置，利用式(11)和式(13)中包含的关于位置误差信息
Figure FDA0003307830100000037
以及考虑式(7)中位置关系，通过把
Figure FDA0003307830100000038
和
Figure FDA0003307830100000039
相加得关于
Figure FDA00033078301000000310
的函数：
Figure FDA00033078301000000311
式中，
Figure FDA00033078301000000312
表示位置误差信号，将其送入位置跟踪器，得到估计转子位置；
4.2，观察式(14)知，当估计转子位置跟踪上实际位置，真实的转子位置估计误差
Figure FDA00033078301000000313
将无法收敛至0，而是收敛至交叉饱和角θm，即
Figure FDA00033078301000000314
由式(15)知，磁场交叉饱和效应导致的交叉饱和角θm根据位置传感器所获得的真实位置与估计位置作差，实时计算出交叉饱和角：
Figure FDA00033078301000000315
式中，
Figure FDA00033078301000000316
为交叉饱和角θm的在线估计值；
步骤5，辨识d、q轴自感和dq轴间交叉饱和电感，过程如下：
5.1，利用式(11)和式(13)，计算D、Q轴电感值，为便于推导和理解，先计算两个中间变量ΔIh1和ΔIh2；
Figure FDA0003307830100000041
Figure FDA0003307830100000042
5.2，根据式(17)和式(18)，计算出电感辨识值为：
Figure FDA0003307830100000043
Figure FDA0003307830100000044
式中，
Figure FDA0003307830100000045
分别为电感各向异性坐标系下的D轴和Q轴电感辨识值；
5.3，考虑电感矩阵LDQ和Ldqh的关系，得两相同步旋转dq坐标系下的电感值如下矩阵所示
Figure FDA0003307830100000046
式中，
Figure FDA0003307830100000047
和
Figure FDA0003307830100000048
分别为d、q轴自感和互感辨识值；
至此双脉冲高频方波电压信号注入策略实现了电感值在线辨识，实时辨识
Figure FDA0003307830100000049
和
Figure FDA00033078301000000410
2.如权利要求1所述的双脉冲高频方波电压注入永磁同步电机电感快速辨识方法，其特征在于，所述步骤1的过程为：
1.1，考虑磁场交叉饱和效应，在dq两相同步旋转坐标系中，永磁同步电机的定子电压状态方程用矩阵的形式表示如下：
Figure FDA00033078301000000411
式中，
Figure FDA00033078301000000412
分别为两相同步旋转dq坐标系下d、q轴上的电压和电流；Rs为定子电阻，Ld、Lq为d、q轴绝对电感，ωe为电气角速度，ψf为永磁体转子磁链幅值；Ldh、Lqh、Ldqh和Lqdh表示增量自感和互感；上标“r”表示两相同步旋转dq坐标系；
1.2，假设电机静止或转速较低的情况下，将频率远大于基波频率的高频方波电压注入永磁同步电机，忽略定子电阻和反电动势压降，永磁同步电机在高频信号激励表示为如下纯电感模型：
Figure FDA0003307830100000051
式中，
Figure FDA0003307830100000052
分别为d、q轴上的高频电压、电流分量；Ldqh表示电感矩阵；下标h表示高频分量；
1.3，如上式(2)所示，考虑磁场交叉饱和效应的永磁同步电机高频电感矩阵在坐标系dq内为非对角矩阵，为了进一步简化分析，引入电感各向异性坐标系DQ；基于能量转换定律，d、q轴互感相等，即Ldqh＝Lqdh，且电感矩阵Ldqh是半正定的，xTLdqhx≥0，所以电感矩阵被变换到一个各向异性参考坐标系，也就是说存在一个角θm，通过旋转变换T(θm),将非对角Ldqh转换为一个对角电感矩阵LDQ；
Figure FDA0003307830100000053
式中，θm＝θe-θa定义为交叉饱和角，它指电感各向异性坐标系DQ和两相同步旋转dq坐标系之间的夹角，并有
Figure FDA0003307830100000054
根据磁场饱和程度不同，自感和互感会随之变化，因此交叉饱和角在不同负载工况下也是变化的；
1.4，在一个开关周期内di/dt近似为Δi/Δt，使用后向欧拉离散方法，DQ坐标系上永磁同步电机的离散数学模型表示为：
Figure FDA0003307830100000055
式中，ΔT表示一个开关周期，电流变化
Figure FDA0003307830100000056
Figure FDA0003307830100000057
通过将连续两个周期内采样电流作差得到，(5)式即为高频方波电压信号激励下永磁同步电机在电感各向异性坐标系中的离散数学模型；上标“a”表示DQ轴系中的量。
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