CN111615788B - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响的功率放大电路。功率放大电路具备：分配器，对输入信号进行分配并输出到主路径和副路径；失真补偿电路，设置在副路径；合成器，对经由了主路径的输入信号的基波和经由了副路径的输入信号的二倍波进行合成；以及第1放大器，对从合成器输出的合成信号进行放大并输出放大信号，失真补偿电路包含：谐波生成电路，生成输入信号的二倍波；滤波器电路，使基波衰减，并使二倍波通过；以及相位调整电路，对二倍波的相位进行调整。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
在便携式电话等移动通信机中搭载有用于对发送信号的功率进行放大的功率放大器。若对这样的功率放大器供给例如频率接近的多个信号，则有可能由这些多个信号产生交调失真(IMD：Inter-modulation Distortion)而使增益的线性劣化。因此，为了抑制这样的交调失真的影响，提出了如下的技术，即，通过对信号路径有意地注入谐波，从而消除交调失真的分量。例如，在专利文献1公开了通过如下的方式对交调失真进行补偿的失真补偿功率放大装置，即，将初级的放大器的输出分配给基波和二倍波，对该二倍波的相位以及振幅进行调整，然后与基波相加并输入到后级的放大器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2005/0242877号说明书
发明内容
发明要解决的课题
近年来，由于4G(第4代移动通信系统)以及5G(第5代移动通信系统)等新的通信标准的导入，功率放大电路应应对的频带的数目增加，与此相伴地，滤波器电路的数目增加。由此，前端部中的插入损耗增大，因此为了弥补该损耗，对便携式电话发送的发送信号的输出功率的增大的要求越来越高。因此，如上所述，在为了补偿交调失真而有意地进行谐波的注入的情况下，伴随着发送信号的输出功率的增大，需要使注入的谐波的功率也增大。然而，在专利文献1公开的装置中，由于注入在初级的放大器中产生的二倍波，所以该二倍波的功率相对于发送信号的功率有可能不足。
本发明是鉴于这样的情形而完成的，其目的在于，提供一种能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响的功率放大电路。
用于解决课题的技术方案
为了达到这样的目的，本发明的一个方面涉及的功率放大电路具备：分配器，对输入信号进行分配并输出到主路径和副路径；失真补偿电路，设置在副路径；合成器，对经由了主路径的输入信号的基波和经由了副路径的输入信号的二倍波进行合成；以及第1放大器，对从合成器输出的合成信号进行放大并输出放大信号，失真补偿电路包含：谐波生成电路，生成输入信号的二倍波；滤波器电路，使基波衰减，并使二倍波通过；以及相位调整电路，对二倍波的相位进行调整。
发明效果
根据本发明，能够提供一种能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响的功率放大电路。
附图说明
图1是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。
图2是示出了供给到后级的放大器111的信号的频谱的图。
图3是示出了从后级的放大器111输出的信号的频谱的一部分的图。
图4A是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的三阶交调失真的仿真结果的曲线图。
图4B是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的三阶交调失真的仿真结果的曲线图。
图5是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的增益特性的仿真结果的曲线图。
图6是示出本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。
图7是示出包含本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
图8是示出包含本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的另一个结构例的图。
图9是示出包含本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对同一要素标注同一附图标记，并省略重复的说明。
图1是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。图1所示的功率放大电路100A例如搭载在便携式电话等移动通信机，用于对发送到基站的无线频率(RF：Radio-Frequency，射频)信号的功率进行放大。功率放大电路100A例如对2G(第2代移动通信系统)、3G(第3代移动通信系统)、4G(第4代移动通信系统)、5G(第5代移动通信系统)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、LTE-Advanced Pro等通信标准的信号的功率进行放大。此外，RF信号的频率例如是几百MHz～几十GHz程度。另外，功率放大电路100A放大的信号的通信标准以及频率并不限于这些。
功率放大电路100A例如具备放大器110、111、分配器120、合成器130、匹配电路140、141、谐波终止电路150、失真补偿电路160、输入端子T1以及输出端子T2。此外，功率放大电路100A包含主路径P1和副路径P2。
放大器110(第3放大器)、放大器111(第1放大器)分别对输入的RF信号进行放大并输出。即，功率放大电路100A经两个阶段对功率进行放大。具体地，初级(驱动级)的放大器110对从输入端子T1经由匹配电路140输入的RF信号RF1进行放大，并输出RF信号RF2(输入信号)。后级(功率级)的放大器111对在后述的合成器130中合成的RF信号RF3(合成信号)进行放大，并输出RF信号RF4。另外，RF信号RF2、RF4分别包含谐波，该谐波包含由于放大器110、111的放大动作而产生的二倍波。放大器110、111分别由例如异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等双极晶体管构成。另外，放大器110、111也可以代替HBT而由场效应晶体管(MOSFET：Metal-oxide-semiconductor Field-EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。
分配器120对从初级的放大器110输出的RF信号RF2(输入信号)进行分配，并输出到主路径P1和副路径P2。主路径P1是从输入端子T1起经由匹配电路141而到达输出端子T2的路径。主路径P1是用于使RF信号RF1的基波F0通过的路径。副路径P2是从分配器120起经由失真补偿电路160而到达合成器130的路径。副路径P2是用于生成二倍波2F0的路径，该二倍波2F0用于补偿在后级的放大器111中产生的三阶交调失真。另外，分配器120并不限于耦合器等元件，只要是可分配RF信号的结构即可。例如，分配器120也可以是将信号路径分岔为主路径P1和副路径P2的分岔点。
合成器130对经由了主路径P1的基波F0和经由了副路径P2的二倍波2F0进行合成而生成RF信号RF3(合成信号)。生成的RF信号RF3供给到后级的放大器111。
匹配电路140(MN：Matching Network，匹配网络)使设置在前级的电路(未图示)和放大器110的阻抗匹配。
匹配电路141在主路径P1中设置在分配器120与合成器130之间，使放大器110和放大器111的阻抗匹配。此外，匹配电路141兼具如下功能，即，使由于放大器110的放大动作而产生的谐波失真(HD：Harmonic Distortion)衰减。即，匹配电路141构成二倍波衰减电路的一个具体例。由此，可抑制在经由主路径P1时二倍波供给到合成器130。具体地，匹配电路141例如可以是具有使基波通过并使二倍波衰减的频率特性的低通滤波器(LPF：Low PassFilter)电路。
谐波终止电路150设置在放大器111的后级。谐波终止电路150例如将RF信号RF4包含的二倍波短路到地(ground)。由此，从输出端子T2输出衰减了二倍波的发送信号。另外，谐波终止电路150也可以具有对放大器111和输出端子T2的后级的电路的阻抗进行匹配的功能。
失真补偿电路160在副路径P2中设置在分配器120与合成器130之间。失真补偿电路160是如下的电路，即，生成为了补偿三阶交调失真而有意地注入的二倍波2F0，将其进行放大并输出。具体地，失真补偿电路160例如具备谐波生成电路200、滤波器电路210、放大器220、相位调整电路230以及匹配电路240。
谐波生成电路200基于从分配器120供给到副路径P2的RF信号RF2而生成该RF信号RF2的二倍波2F0。谐波生成电路200例如可以由对RF信号RF2进行放大的放大器构成。或者，谐波生成电路200也可以由倍频电路构成，该倍频电路使从分配器120供给到副路径P2的基波F0的频率变为两倍。
滤波器电路210例如设置在谐波生成电路200的后级。滤波器电路210具有使基波F0衰减并使二倍波2F0通过的频率特性。由此，例如在前级的谐波生成电路200由放大器构成的情况下，可仅提取从该放大器输出的信号中的、补偿失真所需的二倍波2F0。另外，滤波器电路210例如也可以由使基波F0衰减并使二倍波2F0通过的高通滤波器(HPF：High PassFilter)电路或带通滤波器(BPF：Band Pass Filter)电路构成。
放大器220(第2放大器)例如设置在滤波器电路210的后级。放大器220对经由滤波器电路210供给的二倍波2F0的振幅进行放大，并供给到相位调整电路230。通过失真补偿电路160具备放大器220，从而能够在发送信号的输出功率的电平比较大的情况下，根据该电平使二倍波2F0的功率增大。另外，在谐波生成电路200的输出电平满足作为二倍波2F0所需的电平的情况下，失真补偿电路160也可以不具备放大器220。
相位调整电路230例如设置在放大器220的后级。相位调整电路230将生成的二倍波2F0的相位调整为适合于失真补偿的相位并输出。
匹配电路240对相位调整电路230和放大器111的阻抗进行匹配。
根据上述的结构，失真补偿电路160能够生成有意地注入到放大器111的输入的二倍波2F0。另外，失真补偿电路160具备的各构成要素的顺序并不限定于此，也可以适当地进行变更。例如，也可以在相位调整电路230的后级设置放大器220。此外，分配器120、合成器130、匹配电路140、141、240、谐波终止电路150、滤波器电路210、以及相位调整电路230分别可以包含电感器以及电容器等元件而构成，或者也可以包含声表面波(SAW：SurfaceAcoustic Wave)滤波器等利用了弹性波的谐振器而构成。
接着，参照图2以及图3对三阶交调失真的补偿的作用进行说明。图2是示出了供给到后级的放大器111的信号(即，图1中的RF信号RF3)的频谱的图。图3是示出了从后级的放大器111输出的信号(即，图1中的RF信号RF4)的频谱的一部分的图。另外，在图2以及图3所示的曲线图中，横轴示出信号的频率，纵轴示出功率谱密度(PSD：Power SpectralDensity)。
如图2所示，在后级的放大器111，被供给经由了主路径P1的基波F0和经由了副路径P2的二倍波2F0。在此，设基波F0包含相互接近的两个频率为f1、f2(f1＜f2)的分量。此时，在副路径P2中生成这两个频率f1、f3各自的二倍波，因此二倍波2F0包含两个频率为2f1、2f2的分量。像这样，频率f1、f2的信号和频率2f1、2f3的信号相加并供给到放大器111。
然后，如图3所示，通过放大器111的放大动作，输出放大了基波F0的放大信号。此外，由于放大器111的放大动作，在基波F0的低频侧产生频率为2f1-f2的三阶交调失真IM3L，在基波F0的高频侧产生频率为2f2-f1的三阶交调失真IM3H。该三阶交调失真IM3L、IM3H与基波F0的频率f1、f2比较接近，因此难以通过滤波器电路等去除，可能成为放大器的线性的劣化的主要原因。另外，在放大器111的放大动作中，例如还可能产生频率为2f1+f2、2f2+f1的三阶交调失真等其它失真，但是这些失真的频率离基波F0的频率f1、f2比较远，因此在此省略说明。
为了补偿比较靠近基波F0的三阶交调失真IM3L、IM3H，在本实施方式中，通过有意地注入二倍波2F0，从而生成像抵消三阶交调失真IM3L、IM3H那样的补偿信号CSL、CSH。具体地，在合成器130中，基波F0和二倍波2F0相加的信号输入到放大器111，由此生成具有二倍波2F0中的一个频率2f1与基波F0中的另一个频率f2之差的频率(2f1-f2)的补偿信号CSL。此外，生成具有二倍波2F0中的另一个频率2f2与基波F0中的一个频率f1之差的频率(2f2-f1)的补偿信号CSH。这些补偿信号CSL、CSH的频率分别与三阶交调失真IM3L、IM3H的频率相等。此外，在相位调整电路230中对二倍波2F0的相位进行变换，使得补偿信号CSL、CSH的相位和三阶交调失真IM3L、IM3H的相位分别在放大器111的输出中成为大致相反相位。进而，在放大器220中对二倍波2F0的振幅进行放大，使得补偿信号CSL、CSH的振幅和三阶交调失真IM3L、IM3H的振幅在放大器111的输出中相互消除。由此，如图3所示，三阶交调失真IM3L、IM3H被补偿信号CSL、CSH抵消。另外，在图3中，为了示出补偿信号CSI，、CSH和三阶交调失真IM3L、IM3H是大致相反相位，补偿信号CSL、CSH被图示为朝下。
通过上述的作用，在功率放大电路100A中，能够抑制在放大器111中产生的三阶交调失真IM3L、IM3H的影响。由此，根据功率放大电路100A，能够抑制线性的劣化。
此外，根据在专利文献1公开的结构，在分配器与合成器之间的主路径不具有使二倍波衰减的电路，因此由于初级的放大器的放大动作而产生的二倍波会通过主路径。由此，即使在副路径中生成二倍波，经由了主路径的二倍波和经由了副路径的二倍波也可能在合成器中相加时被抵消。因此，注入到放大器111的二倍波的功率可能会不足。关于这一点，在本实施方式中，设置在主路径P1的匹配电路141兼具使二倍波衰减的功能。由此，在本实施方式中，与在专利文献1公开的结构相比，能够将大功率的二倍波注入到放大器111。因此，根据功率放大电路100A，能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。
进而，在本实施方式中，失真补偿电路160具备用于生成二倍波的谐波生成电路200。在该谐波生成电路200由放大器构成的情况下，该放大器能够设为专用于二倍波的生成的设计。因此，与像在专利文献1公开的那样初级的放大器兼用作基波的放大和二倍波的生成的结构相比，能够生成大功率的二倍波。进而，在本实施方式中，失真补偿电路160具备对生成的二倍波的振幅进一步进行放大的放大器220。由此，功率放大电路100A与在专利文献1公开的结构相比，也能够生成大功率的二倍波，也能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。
另外，图1所示的功率放大电路100A包含的各构成要素未必一定需要作为独立的电路而具备全部，也可以是一个电路具备多个功能。例如，也可以是，代替失真补偿电路160具备滤波器电路210，相位调整电路230兼具滤波器电路210的功能。
此外，虽然在上述的实施方式中，以失真补偿电路160生成二倍波而对三阶交调失真进行补偿的情况为例进行了说明，但是还能够对更高阶的交调失真进行补偿。更一般地，若在放大器111中对频率为f1、f2的信号进行放大，则生成频率为{(N+1)f1-Nf2}和{(N+1)f3-Nf1}的(2N+1)阶交调失真(N为1以上的整数)。因此，通过失真补偿电路160生成基频的整数倍的谐波，从而能够抵消这些高阶的交调失真。
图4A以及图4B是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的三阶交调失真的仿真结果的曲线图。在此，所谓比较例，是在图1所示的功率放大电路100A中不具备失真补偿电路160的结构。图4A示出比基波靠低频侧的三阶交调失真，图4B示出比基波靠高频侧的三阶交调失真。在图4A以及图4B所示的曲线图中，横轴示出发送信号的输出功率Pout(dBm)，纵轴示出三阶交调失真相对于基波的输出电平(dBc)。
如图4A以及图4B所示，在本实施方式以及比较例中，若超过某个输出功率，三阶交调失真的输出电平均急剧地变大。然而，若例如对失真为-35dBc时的输出功率进行比较，则在图4A中，在比较例中为31dBm左右，相对于此，在本实施方式中为32.5dBm左右，与比较例相比提高了1.5dB左右。此外，在图4B中，在比较例中为30.5dBm左右，相对于此，在本实施方式中为32.5dBm左右，与比较例相比提高了2.0dB左右。据此可知，在本实施方式中，在增大输出功率的同时抑制了交调失真的影响。
图5是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的增益特性的仿真结果的曲线图。在图5所示的曲线图中，横轴示出发送信号的输出功率Pout(dBm)，纵轴示出增益(dB)。
如图5所示，本实施方式与比较例相比，虽然整体的增益稍微下降，但是与输出功率Pout的增大无关地增益为恒定的区间扩大。因此，本实施方式与比较例相比，线性提高。此外，在比较例中，若输出功率超过30dBm左右，则增益急剧地下降，但是在本实施方式中，即使超过30dBm左右，也止于缓慢的下降。据此可知，通过如图4A以及图4B所示的交调失真的影响的抑制，可抑制线性的劣化。
图6是示出本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。另外，在本实施方式中，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
图6所示的功率放大电路100B与图1所示的功率放大电路100A相比，代替匹配电路141而具备放大器300以及匹配电路310、311。
放大器300(第4放大器)在主路径P1中设置在分配器120与合成器130之间，对由分配器120分配的RF信号RF2(输入信号)进行放大并输出。此外，放大器300设计为对基波F0的频带进行放大。由此，能够使包含由于初级的放大器110的放大动作而产生的二倍波的谐波衰减。即，放大器300构成二倍波衰减电路的一个具体例。
匹配电路310、311分别使前级的放大器和后级的放大器的阻抗匹配。
像这样，关于本实施方式具备的主路径P1中的二倍波的衰减，并不限于如图1所示的匹配电路141，也可以由放大器300构成。通过这样的结构，功率放大电路100B也能够与功率放大电路100A同样地，在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。此外，由于功率放大电路100B具备三级的放大器110、300、111，所以与功率放大电路100A相比，能够使发送信号的输出功率进一步增大。
图7是示出包含本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
如同图所示，发送用模块300A具备搭载在模块基板10A的半导体芯片20A、匹配电路142、以及偏置网络180～183。在半导体芯片20A，对第1实施方式涉及的功率放大电路100A和偏置电路170～173进行集成化。
匹配电路142使设置在前级的功率放大电路100A和设置在功率放大电路100A的后级的电路(未图示)的阻抗匹配。另外，匹配电路142也可以形成在半导体芯片20A的内部。
偏置网络180～183分别对放大器110、111、谐波生成电路200、以及放大器220供给电源电压。偏置电路170～173分别被供给电池电压Vbatt，并基于从模块基板10A的外部供给的控制信号Ctrl1～Ctrl4对放大器110、111、谐波生成电路200、以及放大器220供给偏置电流或偏置电压。
像这样，通过将包含失真补偿电路160的功率放大电路100A和偏置电路170～173集成化在同一半导体芯片20A，从而与例如将失真补偿电路160形成在半导体芯片20A的外部的结构相比，能够谋求发送用模块的小型化。
图8是示出包含本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的另一个结构例的图。
如同图所示，发送用模块300B与发送用模块300A相比，不同点在于，失真补偿电路160包含的滤波器电路210形成在半导体芯片20B的外部。即，在本结构例中，从谐波生成电路200输出的谐波先输出到半导体芯片20B之外一次，再通过滤波器电路210重新返回到半导体芯片20B。
在该结构中，在滤波器电路210例如由SAW滤波器构成的情况下，与将滤波器电路210形成在半导体芯片20B内的结构相比，能够抑制费用。在该情况下，滤波器电路210例如可以通过表面安装部件(SMD：Surface Mount Device)安装在模块基板10B。
图9是示出包含本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
如同图所示，发送用模块300C与发送用模块300A相比，不同点在于，代替半导体芯片20A而具备半导体芯片20C，且还具备偏置网络184。
半导体芯片20C具备第2实施方式涉及的功率放大电路100B和偏置电路170～174。偏置电路174被供给电池电压Vbatt，并基于从模块基板10C的外部供给的控制信号Ctr15对放大器300供给偏置电流或偏置电压。偏置网络184对放大器300供给电源电压。
即使在该情况下，也能够通过将包含失真补偿电路160的功率放大电路100B和偏置电路170～174集成化在同一半导体芯片20C，从而谋求发送用模块的小型化。另外，在发送用模块300C中，也与发送用模块300B同样地，滤波器电路210也可以形成在半导体芯片20C的外部。
上述的发送用模块300A～300C也可以与包含低噪声放大器(LNA：Low NoiseAmplifier)的接收用模块一同构成高频模块。此外，多个发送用模块300A～300C也可以与多个接收用模块一同构成多频段高频模块。在该情况下，多个模块各自应对相互不同的频带的信号。此外，多频段高频模块也可以具备与FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)方式和TDD(Time Division Duplex，时分双工)方式分别对应的模块。
以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。功率放大电路100A、100B具备：分配器120，对RF信号RF2进行分配并输出到主路径P1和副路径P2；失真补偿电路160，设置在副路径P2；合成器130，对经由了主路径P1的RF信号RF2的基波F0和经由了副路径P2的RF信号RF2的二倍波2F0进行合成；以及放大器111，对从合成器130输出的RF信号RF3进行放大并输出RF信号RF4，失真补偿电路160包含：谐波生成电路200，生成RF信号RF2的二倍波2F0；滤波器电路210，使基波F0衰减，并使二倍波2F0通过；以及相位调整电路230，对二倍波2F0的相位进行调整。由此，根据功率放大电路100A、100B，与初级的放大器兼用作基波的放大和二倍波的生成的结构相比，能够生成大功率的二倍波。因此，能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。
此外，失真补偿电路160还具备对二倍波2F0的振幅进行放大的放大器220，放大器220配置在谐波生成电路200与相位调整电路230之间。由此，根据功率放大电路100A、100B，与不具备对二倍波进行放大的放大器220的结构相比，能够生成更大功率的二倍波。因此，能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。
此外，放大器220对二倍波2F0的振幅进行放大，使得二倍波2F0与基波F0之差的信号和在放大器111中产生的三阶交调失真IM3L、IM3H在放大器111的输出中相互消除。由此，在发送信号的输出功率的电平比较大的情况下，能够根据该电平使二倍波2F0的功率增大。
此外，相位调整电路230对二倍波2F0的相位进行变换，使得二倍波2F0与基波F0之差的信号的相位和在放大器111中产生的三阶交调失真IM3L、IM3H的相位在放大器111的输出中成为大致相反相位。由此，三阶交调失真IM3L、IM3H被补偿信号CSL、CSH抵消，因此能够抑制交调失真的影响。
此外，功率放大电路100A还具备：放大器110，设置在分配器120的前级，并输出RF信号RF2；以及匹配电路141，在主路径P1中设置在分配器120与合成器130之间，使二倍波2F0的频带的信号衰减。由此，可避免经由了主路径P1的二倍波与经由了副路径P2的二倍波在合成器130中被抵消。因此，功率放大电路100A与在专利文献1公开的结构相比，能够将大功率的二倍波注入到放大器111。
此外，功率放大电路100B还具备：放大器110，设置在分配器120的前级，并输出RF信号RF2；以及放大器300，对由分配器120输出到主路径P1的RF信号RF2进行放大。由此，可避免经由了主路径P1的二倍波与经由了副路径P2的二倍波在合成器130中被抵消。因此，功率放大电路100B与在专利文献1公开的结构相比，能够将大功率的二倍波注入到放大器111。此外，功率放大电路100B具备三级的放大器110、300、111，因此与功率放大电路100A相比，能够使发送信号的输出功率进一步增大。
此外，在发送用模块300B中，滤波器电路210形成在形成了放大器111的半导体芯片20B的外部。在滤波器电路210例如由SAW滤波器构成的情况下，与将滤波器电路210形成在半导体芯片20B内的结构相比，能够抑制费用。
以上说明的各实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更或改良，并且本发明还包含其等价物。即，本领域技术人员对各实施方式适当地施加了设计变更的实施方式，只要具备本发明的特征，就包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限定于例示的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸，能够适当地进行变更。此外，只要技术上可行，各实施方式具备的各要素就能够进行组合，将它们进行了组合的实施方式只要包含本发明的特征，也包含于本发明的范围。
附图标记说明
10A～10C：模块基板，20A～20C：半导体芯片，100A、100B：功率放大电路，110、111、220、300：放大器，120：分配器，130：合成器，140、141、142、240、310、311：匹配电路，150：谐波终止电路，160：失真补偿电路，170～174：偏置电路，180～183：偏置网络，200：谐波生成电路，210：滤波器电路，230：相位调整电路，300A～300C：发送用模块，T1：输入端子，T2：输出端子，P1：主路径，P2：副路径。

Claims (9)

1.一种功率放大电路，具备：
分配器，对输入信号进行分配并输出到主路径和副路径；
失真补偿电路，设置在所述副路径；
合成器，对经由了所述主路径的所述输入信号的基波和经由了所述副路径的所述输入信号的二倍波进行合成；以及
第1放大器，对从所述合成器输出的合成信号进行放大并输出放大信号，
所述失真补偿电路包含：
谐波生成电路，生成所述输入信号的二倍波；
滤波器电路，使所述基波衰减，并使所述二倍波通过；
相位调整电路，对所述二倍波的相位进行调整；以及
第2放大器，对所述二倍波的振幅进行放大，
所述第2放大器设置在所述谐波生成电路与所述相位调整电路之间。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
所述第2放大器对所述二倍波的振幅进行放大，使得所述二倍波与所述基波之差的信号和在所述第1放大器中产生的三阶交调失真在所述第1放大器的输出中相互消除。
3.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述相位调整电路对所述二倍波的相位进行变换，使得所述二倍波与所述基波之差的信号的相位和在所述第1放大器中产生的三阶交调失真的相位在所述第1放大器的输出中成为大致相反相位。
4.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，还具备：
第3放大器，设置在所述分配器的前级，并输出所述输入信号；以及
二倍波衰减电路，在所述主路径中设置在所述分配器与所述合成器之间，使所述二倍波的频带的信号衰减。
5.根据权利要求4所述的功率放大电路，其中，
所述二倍波衰减电路包含：第4放大器，对由所述分配器输出到所述主路径的所述输入信号进行放大。
6.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述滤波器电路形成在形成了所述第1放大器的半导体芯片的外部。
7.一种功率放大电路，具备：
分配器，对输入信号进行分配并输出到主路径和副路径；
失真补偿电路，设置在所述副路径；
合成器，对经由了所述主路径的所述输入信号的基波和经由了所述副路径的所述输入信号的二倍波进行合成；以及
第1放大器，对从所述合成器输出的合成信号进行放大并输出放大信号，
所述失真补偿电路包含：
谐波生成电路，生成所述输入信号的二倍波；
滤波器电路，使所述基波衰减，并使所述二倍波通过；以及
相位调整电路，对所述二倍波的相位进行调整，
所述功率放大电路还具备：
第3放大器，设置在所述分配器的前级，并输出所述输入信号；以及
二倍波衰减电路，在所述主路径中设置在所述分配器与所述合成器之间，使所述二倍波的频带的信号衰减。
8.根据权利要求7所述的功率放大电路，其中，
所述二倍波衰减电路包含：第4放大器，对由所述分配器输出到所述主路径的所述输入信号进行放大。
9.根据权利要求7或8所述的功率放大电路，其中，
所述滤波器电路形成在形成了所述第1放大器的半导体芯片的外部。
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