CN1115777C

CN1115777C - 移动电话用的基于只读存储器的有限脉冲响应滤波器

Info

Publication number: CN1115777C
Application number: CN97194884A
Authority: CN
Inventors: 肯尼思·D·伊斯顿; 彼得·J·布莱克
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-06-27
Filing date: 1997-06-23
Publication date: 2003-07-23
Anticipated expiration: 2017-06-23
Also published as: CN1220058A; ZA975595B; CA2254929A1; ATE474376T1; MY117766A; JP2011259437A; AU717714B2; JP2000514259A; CA2254929C; HK1020503A1; BR9711599A; US5870431A; RU2189109C2; AU3500397A; JP5118234B2; EP0908009B1; TW338858B; EP0908009A1; WO1997050174A1; DE69739935D1

Abstract

运用只读存储器(ROM)，将有限脉冲响应(FIR)滤波器(20)做成表格。FIR滤波器表格对要滤波的输入值(102)的每个可允许组合存储预先计算的输出滤波器值。运用移位寄存器(106)连续移位输入值流，而且连续输出相应输出值。电话采用数据子帧随机选通器(18)以提供包括0值序列和对映值(+1和-1)序列的数据信号。因而，对于FIR滤波器的可允许输入组合只包括一种模式，它包含全对映信号、全零信号、先行对映信号后接尾随零信号或者先行零信号后接尾随对映信号。构成FIR滤波器查询表以利用上述输入流限制条件查询表具有相对较少的项目。

Description

移动电话用的基于只读存储器的有限脉冲响应滤波器

发明领域

本发明一般涉及移动电话，特别是，涉及在蜂窝网电话中使用的采用码分多址(CDMA)发送技术的有限脉冲滤波器(FIR)。

发明背景

图1是，美国电信工业协会的暂定标准《用于双模宽带扩展频谱蜂窝网系统的移动站基站兼容标准》(TIA/EIA/IS-95A)所述的可变速码分多址(CDMA)发送系统的说明性方框图。由可变速率数据源12提供由发送系统10发送的数据。在示范实施例中，可变速率数据源是用于对语音信号进行可变编码的可变速率声码器，在美国专利第5,414,796号中对其进行描述，该专利转让给本发明的受让人，按参考资料在此引入。

在示范实施例中，可变速率发送系统10根据TIA/EIA IS-95-A发送在帧中的数据。可变速率数据源12接收输入语音的数字化采样，对语音进行编码，以提供如图3A-3D所示的编码语音数据分组。可变速率数据源12的输出是如图3A-3D所示的信息位。在示范实施例中，可变速率数据源12提供分组以9600bps、4S00bps、2400bps和1200bps 4种速率(这里称为全速率、半速率、四分之一速率和八分之一速率)发送的可变速率数据分组。以全速率编码的语音采样包括172个信息位、以半速率编码的采样包括80个信息位、以四分之一速率编码的采样包括40个信息位和以八分之一速率编码的采样包括16个信息位。

再参照图I，在示范实施例中，向在示范实施例中的数据分组器13提供的可变速率数据分组有选择地附加循环冗余校验(CRC)位和尾位。如图3A所示，当由可变速率数据源12以全速率对帧进行编码时，数据分组器13生成并附加12个CRC位和8个尾位。同样，如图3B所示，当由可变速率数据源12以半速率对帧进行编码时，数据分组器13生成并附加8个CRC位和8个尾位。如图3C所示，当可变速率数据源12以四分之一速率对帧进行编码时，数据分组器13生成并附加8个尾位。如图3D所示，当由可变速率数据源12以八分之一速率对帧进行编码时，数据分组器13生成并附加8个尾位。如图3D所示，当由可变速数据源12以八分之一速率对帧进行编码时，数据分组器13生成并附加8个尾位。

然后，向编码器14提供来自数据分组器13的可变速率数据分组。编码器14对可变速率数据分组的二进制位进行编码以对其进行检错和纠错。在示范实施例中，编码器14是1/3率卷积编码器。然后，向重复发生器17提供经卷积编码的码元。

在示范实施例中，重复发生器17接收数据分组。对于低于全速率的数据分组，重复发生器17在数据分组中生成复制码元，以提供恒定数据速率的数据分组。当可变速率数据分组是半速率时，重复发生器17引入2倍冗余度，即，在输出数据分组内将每个码元重复两遍。当可变速率数据分组是四分之一速率时，重复发生器17引入4倍余度。当可变速率数据分组是八分之一速率时，重复发生器17引入8倍冗余度。

在示范实施例中，向CDMA扩展器16提供编码的码元，在美国专利第5,103,459号和4,901,307号中描述该例的实现。此专利转让给本发明的受让人，按参考资料在此引入。在该实施例中，CDMA扩展器16把六个编码码元变换为64位Walsh码元，然后按照伪随机噪声(PN)码扩展Walsh码元。

在该实施例中，重复发生器17通过把数据分组分成更小的子数据分组(称为“功率控制组”)提供冗余度。在示范实施例中，每个功率控制组包括6个Walsh码元。如上所述，通过连续重复每个功率控制组达所需次数填充帧，生成恒定速率的帧。

然后，将数据分组提供给数据子帧随机化器18，所述数据子帧随机选通器18根据待批美国专利第08/291,231号(1994年8月16日申请)中描述的伪随机过程从数据分组中去除冗余量。该专利已转让给本发明的受让人，按参考资料在此引入。数据子帧随机选通器18根据伪随机选择过程，选择一个发送功率控制组并选通该功率控制组的其它冗余拷贝。

于是，数据子帧随机选通器18的输出包括夹持值为+1和-1的非选通对映数据序列的0值选通序列。图4示出示例发送信号的一部分，它具有由+1和-1对映部分夹持的值为0的长零部分。数据子帧随机化器18向扩展器16提供数据分组。

由扩展器16向有限脉冲响应(FIR)滤波器20提供数据分组。可由下列式1概括地描述FIR滤波器的操作过程：

y (n) = Σ_{k = 0}^{N} h (k) \cdot x (n - k) - - - - - - - (1)

在示范实施例中，FIR滤波器20是如图2所示的4次过采样48抽头FIR20滤波器。如图2所示，把每次采样延迟输入序列周期的四分之一。因此，在数据流中存在4倍冗余度。

向数字-模拟变换器22提供经滤波的信号，并转换成模拟信号。然后，将模拟信号提供给发射机24进行上变频和放大，以通过天线进行发送。

按常规而言，通过运用数字信号处理器或者编程完成式1的数字计算的特别设计的硬件，实现FIR滤波器20。然而，对于便携式蜂窝网电话机，操作处理器或特定硬件所需的功率可能高到不能接受。所以需要一种实现FIR滤波器的更加有效的装置。

发明概述

对于更有效地实现FIR滤波器20的方法采用基于ROM(只读存储器)的查询表，其中用延迟元件的数据值来选择预计算输出值。应注意，虽然根据运用只读存储器描述操作过程，但是可用其它组合逻辑元件来生成如在运用只读存储器的实施例中所述的输出。为了作为查询表实现4次过采样48抽头FIR滤波器，一种方法是将0、+1和-1码片的所有组合映射在48抽头位置上。这将需要具有3⁴⁸个值的ROM表。通过利用4次过采样(对每个输入码片输出4个采样)只有12个值对确定输出值起作用这一事实，可将该表减至具有3¹²个不同项目，这虽然表示了显著的进步，但对于许多应用来说仍然是不可行的。

可以减小查询表规模的第一种方法是把查询表做两部分。通过首先找到从x(n)到x(n-5)的基值，然后查找从x(n-6)到x(n-11)的基值，能够查得x(n)到x(n-11)的12个值的输出。FIR滤波是线性操作。因而，通过只要把上述两个基值相加就可找到滤波器的输出。

在示范实施例中，FIR滤波器是对称的。因而，还可将用于确定x(n-6)到x(n-11)的基值的滤波器系数用于确定x(n-6)到x(n-11)的基值。这还将在查询表中的必需元素数目减至36。

用于减小查询表规模的下一种方法是通过利用作为数据子帧随机化器的操作结果，0可出现在数据流中的方法只存在有限的几种的这个事实。如上所述，数据子帧随机选通器进行操作以产生具有全0序列所夹持的对映二进制位(+1和-1)序列的信号。于是，如果在输入到滤波器的数据流中存在0，那么在滤波器中的所有位将为零或者零流将进入或离开。不可能存在对映值和零的其它组合。在表1中示出可允许输入位模式的所有可能性。

表 1

±1 ±1 ±1 ±1 ±1 ±1 (64个输出)

0 ±1 ±1 ±1 ±1 ±1 (32个输出)

0 0 ±1 ±1 ±1 ±1 (16个输出)

0 0 0 ±1 ±1 ±1 (8个输出)

0 0 0 0 ±1 ±1 (4个输出)

0 0 0 0 0 ±1 (2个输出)

0 0 0 0 0 0 (1个输出)

±1 0 0 0 0 0 (2个输出)

±1 ±1 0 0 0 0 (4个输出)

±1 ±1 ±1 0 0 0 (8个输出)

±1 ±1 ±1 ±1 0 0 (16个输出)

±1 ±1 ±1 ±1 ±1 0 (32个输出)

表中第一行表示非选通功率控制组(即，仅包括对映+1和-1的功率控制组)的64种组合。该表中的第七行表示掩蔽以提供全0的全选通功率控制组所需的单一项目。该表其余的行表示与选通功率控制组移入或移出的码片流相关的码片模式。

如把表1中规定的输出数相加所确定的那样，实现该表所需的总项目数仅为189。这大大小于如果查询表不利用FIR滤波器线性或者由数据子帧随机化器所提供的限制所需的3¹²个项目。

根据本发明的一个方面，提供FIR滤波器装置以供滤波包括由零信号序列夹持的对映信号序列的输入信号流之用。滤波器装置包括用于存储查询表的装置，其中查询表包含对每个预定的唯一可允许输入位流模式组的FIR滤波器输出值；用于把输入数字信号流的苦干部分连续加到所述表格存储装置，以输出与经滤波的输入流相对应的输出值序列的装置。作为配置输入信号流的结果，预定的可允许输入模式组仅包括含有有全对映信号、全零信号、先行对映信号后接尾随零信号或先行零信号后接尾随对映信号的模式。

在一个特定实施例中，在构成以根据CDMA协议对信号进行编码和发送的数字蜂窝网电话内采用该装置。用于存储滤波器响应表的装置是ROM。滤波器的输入形成ROM的地址。因此，ROM的输出提供对该输入的部分FIR滤波器响应。在示范实施例中，存储分开的同相和正交相位FIR值。

在该实施例中，FIR滤波器4次过采样。当数据值进入FIR滤波器时，将它加到第一个抽头。然后，将输入值四次加到具有不同相位系数的抽头值。可把数据分组到滤波器的第一抽头的每次应用称为滤波相位。在该实施例中，把ROM滤波器表格细分成与四个滤波器相位中的每个相对应的四个分开的子表。预先确定FIR滤波器表格的输出值以模拟48抽头4次过采样FIR滤波器。考虑到这一点，根据48个系数值预先计算输出值，同时运用每一12个系数值组生成与该表的四个相位对应的输出值。

在一个实施例中，每个同相和正交相位表的四个子表中的每个子表存储189个项目，每个表格共存储756个项目。然而，对于这里所述的实施例，每个表格的项目总数仅为378。通过利用滤波器的线性，大大减小了表格的规模。在另一个实施例中，可将表格规模减至128个项目。与本发明的原理相一致，可以提供大量其它实施例。

附图说明

当结合附图详细描述本发明时，本发明的特性、目的和优点将更显而易见，在全部附图相同标号作相应的表示相同元件，其中：

图1是加入本发明主题的FIR滤波器的数字蜂窝网电话机的发送部分的方框图；

图2是48抽头4次过采样FIR滤波器的方框图；

图3A-3D示出示范实施例的帧格式；

图4是示出具有空部分和相反部分以供图1的FIR滤波器滤波的示例数字信号的时序图；

图5是图1的FIR滤波器的示例结构的方框图；

图6是供在采用CDMA发送技术的数字蜂窝网电话中使用的本发明的特定

实施例的方框图。

较佳实施例的详细描述

参照剩余附图，描述本发明的实施例。主要参照说明装置各组成部分的方框图描述示范实施例。可由硬件、软件、固件或其组合构成各组成部分，视具体做法而定。应理解，并不是详细示出或描述完整实现实际系统所需的所有部件。而是，仅示出和描述彻底了解本发明所需的部件。

参照图5，概括描述本发明的FIR滤波器表。然后，参照图6，描述本发明的特定实施例。

图5示出FIR滤波器ROM(只读存储器)100用作图1的发送系统的滤波器20，或者以供与本发明的原理相一致的任何其它滤波应用。FIR滤波器ROM100存储用于每个唯一可允许输入部分的单一FIR滤波器输出值。如上所述，在该实施例中，FIR滤波器处理包括零值(0)数据串和对映值(+1和-1)数据串的信号，从而将由滤波器接收到的输入数据串局限于具有全对映值(+1和-1)、全零值(0)、先行零值后接尾随对映值，或者先行对映值后接尾随零值的数据串。因而，输入数据串的可允许组合值大大小于对映值和零值的所有组合都可允许时的所需组合值。

在表3和表4中示出图6的ROM100a的部分内容。在表中的“+”与+1的对映值相对应。表中的“-”与-1的对映值相对应。在表中，0代表0的选通输入值。作为RM100，在图5中较详细地描述ROM100a和ROM100b。ROM100a存储在表3和表4中提供的信息。表3和表4为四个滤波器相位中的第一个滤波器相位提供输出信息。此外，ROM100a存储表3和表4中未提供的其余三个相位所需的信息。根据在表2中所提供的信息可计算ROM100a补完其余三个相位所需的信息。同样，根据在表2中提供的信息可以计算存于ROM100b的所有四个相位。

应注意，本发明的FIR滤波器运用以PN码片速率的八倍运行的系统时钟进行操作。

在图5内，将在该表内+1和-1的可允许数据流看作输入地址或者标记值102，而且由标号104标出相应的FIR滤波器输出值。为了允许该表将非选通输入流与部分或全部选通输入流区分开来，可以提供分开的子表(图5中未示)。下面参照图6，描述具有分开子表的实施例。

采用移位寄存器106将输入采样流递增移位到FIR滤波器ROM100中，从而允许实质上将与输入流相对应的值并行加到地址标记值以识别相应的输出滤波器值。由于FIR滤波器表包括输入流的所有可允许的组合，所以相应的经滤波的输出值包含在表内某处，而且可以从表中读出该输出值。正如在传统的FIR滤波器中一般所采用的那样，仅仅通过读出预先计算的输出滤波器值，而不是直接计算输出值，可以节省大量的功耗。此外，还可以方便地变更滤波器值以提供例如不同的FIR滤波器系数。

FIR滤波器每个流位置输出一个输出值，然后递增流位置一个采样点。因此，以与输入信号的采样值相同的频率生成输出值。于是，如果以每码片进行4次采样的速率采样输入信号，那么FIR滤波器的输出信号同样每一滤波码片有四个采样。总之，根据需要可经常对输入信号进行采样，以每码片生成任何所选数量的输出采样。在一些实施例中，每码片只对输入信号“采样”两次。

为了允许输出信号每码片具有更多的采样，从而提供适合DAC(图1)进行处理的滤波码片的模拟表征，FIR滤波器ROM100生成用于每个输入流的四个输出值。通过将FIR滤波器ROM100再分成与滤波器的四个分开的相位相对应的四个分开的表，达到此目的。为了清楚地说明本发明的操作过程，仅仅把图5的FIR滤波器ROM100作为由移位寄存器106移入FIR滤波器ROM100的每个输入采样值流提供一个输出值的单一相位滤波器进行说明。

将采样流的码片序列加到各种地址值的比特序列直至获得匹配，此刻读出相应的滤波器输出值以供后面处理之用。因此，对应于整个输入值流输出一个值。由相对于输入信号递增变换的滑动窗口限定输入值流，使递增的不同流序列可加到表中以获得相应递增的不同滤波输出值的序列。于是，如果窗口开始选择采样N至N+11，以生成第一滤波器输出值，那么再定位该窗口以选择采样N+1至N+12，以生成第二输出值，等等。

通过这种方法，递增滤波整个输入信号以生成输出值序列，其中每窗口位置具有一个输出值。在窗口可能扩展超过输入流的输入流开端或尾端，可将零或一些其它缺省值的采样值插到实际采样值上以提供完整的流。

通过采样多个位表征，将输出值以数字方式表示到任何所需的精确度。例如，运用八应、十一位等表示输出值。输出值需要表示的精确度会部分受到输入信号的特性或者每流采样量限制。对于示范实施例，运用输出滤波器值的8位表征。参照图6，现在描述供在图1的系统内使用的FIR滤波器的特定实施例。首先，参照滤波器的主要部件，描述FIR滤波器的操作过程。然后，详细描述滤波器的各种内部部件。

图6的FIR滤波器提供分开的同相滤波部件402，和正交相位404滤波部件。每个部件对于每一12输入码片流生成四个输出值。如此，两个部件都代表四相滤波器。示出两个分开的FIR滤波器ROM表100a和100b。每个包括与四个相位中的每个相位相对应的四个子表(未分开示出)。生成存储在该表中的输出值以模拟48系数滤波器，其中结合每个相位采用12个系数。在奇数时钟周期内，将输入流中居先的6个码片加到FIR滤波器ROM表100a和100b以生成四个输出值，其中四相时钟周期中的每相有一个输出值。在偶数时钟周期内，以相反次序将剩余的6个码片加到FIR滤波器ROM表100a和100b，从而生成另外四个输出值，而且每一时钟信号的相位有一个输出值。因此，由ROM100a和100b每输入流每两个时钟周期就生成两个输出值。将两个值相加，从而每两个时钟周期每相位有FIR滤波器的一个输出值以在输出线406上输出。

稍有不同地实现同相(I)滤波器ROM100a和正交相位(Q)滤波器ROM100b。I滤波器是偶对称的48抽头滤波器，从而对于系数h(0)至h(47)，所得脉冲响应的峰值落在h(23)和h(24)之间。此外，h(23)等于h(24)。然而，Q滤波器是奇对称的47抽头滤波器，从而对于具有系数h(0)至h(46)的滤波器，脉冲响应落在h(23)上。因此，Q滤波器仅具有47系数值，而不是48个值，而且不能像I滤波器那样被4除尽。考虑到这个不同，对于Q滤波器，相位0输出是11个系数的总和，而其它三个相位的输出都是12个系数的总和。

为了处理这个例外并仍利用对称性，只将Q滤波器的一半ROM值存储在加权中心抽头基值h(23)。在相位0，通过用输入码片6：1作为第一次访问的地址以及第二次访问的码片6：11读取Q滤波器ROM100b，而不是运用第一次访问的输入码片5：0和第二次访问的码片6：11。实际上，这里计算两次半加权中心抽头系数，从而对中心系数全加权。此外，Q滤波器ROM100b的奇对称需要简单的页映射以跟踪附加细节：相对于相位三系数的第二半部分，相位一系数的第一半部分是对称的，反之亦然。

在下表2中提供同相和正交相位滤波器系数，这些系数遵从美国电信工业协会的《双模式宽带扩展频谱蜂窝网系统的移动站基站兼容性标准》(TIA/EIA/IS95-A)。

表 2

k I滤波器h(k) Q滤波器h(k)

0 -12 -11

1 -16 -10

2 -17 -4

3 -8 10

4 10 29

5 30 43

6 43 45

7 38 28

8 17 0

9 -10 -26

10 -28 -34

11 -24 -16

12 4 19

13 40 50

14 60 54

15 44 20

16 -6 -40

17 -67 -91

18 -99 -94

19 -66 -21

20 44 121

21 207 291

22 369 429

23 469 482

24 469 429

25 369 291

26 207 121

27 44 -21

28 -66 -94

29 -99 -91

30 -67 -40

31 -6 20

32 44 54

33 60 50

34 40 19

35 4 -16

36 -24 -34

37 -28 -26

38 -10 0

39 17 28

40 38 45

41 43 43

42 30 29

43 10 10

44 -8 -4

45 -17 -10

46 -16 -11

47 -12

因为FIR滤波器是线性系统，如在下面的等式(2)所示：

y(-x)＝-y(x) (2)

其中，假设输入为x，y(x)是滤波器的输出。

在表3中，示出同相ROM100a的64个项目。在示范实施例中，仅仅将在下面所提供的表3中的一半输入存储在ROM100中，因为通过对来自相应“正”输入的输出值求反，可以得出“负”输入的输出值。64个项目与非选能输入码片流(即，仅具有对映值的码片流)相对应，在该表内，把非选通信号的对映值表示为+和-。

表4提供部分选通和全部选通码片流的项目。在该表中，在左边两列中提供移入选通值。在右边两行中提供移出选通值。此外，在表内，“0”表示选通或零值。可见，选通值是先行值或尾随值，这取决于是将选通值移入还是移出FIR滤波器。表中具有全“0”的末项表示全选通码片流。参照表1，存在全部189个组合，它可占有滤波器的第一组六个抽头或第二组六个抽头。为了提供滤波器的三个相位，将需要756个的组合。然而，如上所述，通过利用FIR滤波器的线性，可以将这个数量的项目减半，从而只需提供对于“正”输入值的输出值。因此，将在FIR滤波器ROM表100a和100b中的输入的全部数量减至378。可由任何适当的码元在滤波器内以数字方式表示“+”和“-”。

表 3

半脉冲输入码片	I-ROM输出	半脉冲输入码片	I-ROM输出
半脉冲输入码片	I-ROM输出	半脉冲输入码片	I-ROM输出	+++++++++++-++++-+++++--+++-+++++-+-+++--++++---++-+++++-++-++-+-+++-+--++--++++--+-++---+++----+-+++++-+++-+-++-++-++--+-+-+++-+-+-+-+--++-+---+--++++--++-+--+-++--+--+---+++---+-+----++-----	57-3169-1949-3961-2723-6535-5315-7327-6137-5149-3929-5941-473-8515-73-5-937-81	-+++++-++++--+++-+-+++---++-++-++-+--++--+-++----+-+++-+-++--+-+-+-+-+---+--++-+--+--+---+-+------++++--+++---++-+--++----+-++--+-+---+--+--+------+++---++----+-+---+------++----+------+------	81-793573-1585-347-4159-2939-4951-3761-2773-1553-3565-2327-6139-4919-6931-57

表 4

选通移入选通移出

半脉冲 I-ROM 半脉冲 I-ROM 半脉冲 I-ROM 半脉冲 I-ROM

输入码片输出输入码片输出输入码片输出输入码片输出

+++++0 13 -++++0 37 0+++++ 69 0++++- -19

++++-0 25 -+++-0 49 0+++-+ 81 0+++-- -7

+++-+0 5 -++-+0 29 0++-++ 61 0++-+- -27

+++--0 17 -++--0 41 0++--+ 73 0++--- -15

++-++0 -21 -+-++0 3 0+-+++ 35 0+-++- -53

++-+-0 -9 -+-+-0 15 0+-+-+ 47 0+-+-- -41

++--+0 -29 -+--+0 -5 0+--++ 27 0+--+- -61

++---0 -17 -+---0 7 0+---+ 39 0+---- -49

+-+++0 -7 --+++0 17 0-++++ 49 0-+++- -39

+-++-0 5 --++-0 29 0-++-+ 61 0-++-- -27

+-+-+0 -15 --+-+0 9 0-+-++ 41 0-+-+- -47

+-+--0 -3 --+--0 21 0-+--+ 53 0-+--- -35

+--++0 -41 ---++0 -17 0--+++ 15 0--++- -73

+--+-0 -29 ---+-0 -5 0--+-+ 27 0--+-- -61

+---+0 -49 ----+0 -25 0---++ 7 0---+- -81

+----0 -37 -----0 -13 0----+ 19 0----- -69

++++00 19 -+++00 43 00++++ 59 00+++- -29

+++-00 11 -++-00 35 00++-+ 71 00++-- -17

++-+00 -15 -+-+00 9 00+-++ 51 00+-+- -37

++--00 -23 -+--00 1 00+--+ 63 0+--- -25

+-++00 -1 --++00 23 00-+++ 25 00-++- -63

+-+-00 -9 --+-00 15 00-+-+ 37 00-+-- -51

+--+00 -35 ---+00 -11 00--++ 17 00--+- -71

+---00 -43 ----00 -19 00---+ 29 00---- -59

+++000 15 -++000 39 000+++ 42 000++- -46

++-000 -19 -+-000 5 000+-+ 54 000+-- -34

+-+000 -5 --+000 19 000-++ 34 000-+- -54

+--000 -39 ---000 -15 000--+ 46 000--- -42

++0000 -2 -+0000 22 0000++ 38 0000+- -50

+-0000 -22 --0000 2 0000-+ 50 0000-- -38

+00000 -12 -00000 12 00000+ 44 00000- -44

000000 0

根据表2的系数值得出在表3和4中表示的输出值。例如，考虑具有由+1，-1，+1，-1，+1，-1或“+-+-+-”表示的居先的6个码片的输入码片流，对于相位0，这与h(0)-h(4)+h(8)-h(12)+h(16)-h(20)或(-12)-(+10)+(17)-(+44)或-59相对应，它是在与“+-+-+-”输入地址组合相对应的表3内的值。注意，对于补码输入“-+-+-+”的输出是+59。因此，每对互补输入值只需存储一个值。用每六个输入值流的最高端位来确定是否需要反转输入流。如果MSB是-1，那么反转输入地址，然后反转输出值。如果MSB是+1，那么不需要进行任何反转。虽然这里没有分开示出，但是对于正交相位提供分开的表格。根据表2的正交相位值可以得出供正交相位表使用的值。

参照图6，现在描述实现上述特性的方法。图6示出具有同相部分402和正交相位部分404的FIR滤波器单元400。由复接器408将六个部分的输出组合到一条输出信号路径406，以供后来转换成用于发送的模拟信号。沿着输入线路410接收全部由+1和-1组成的功率控制组。DBR选通值G或NG沿着DBR线路412的输入。对于输入功率控制组的每个码片，接收一个DBR选通值。如果选通值是G，那么选通功率控制组，而且把相应的码片看作0值。如果DBR选通值是NG，那么码片值为非选通，保持它的输入值+1或-1。

现在，描述同相分量。首先，将沿着线路410接收到的输入码片流与I-PN和U-PN信号组合起来，以执行扩展，那么运用移位寄存器428移入所得扩展信号。

移位寄存器412沿着分开的线路414和416，并行输出12位。线路414包括位5：0，反之线路416载送位6：11。因而，第一组六位反向排列。如上所述，采用上述方法以帮助利用滤波器的对称性。复接器418选择低端六位或者高端六位，这取决于沿着线路420接收到的奇时钟信号的值。如果时钟是奇数，那么选择低端6位，如果时钟是偶数，那么选择高端6位。将所选位的MSB分到线路422上以供控制异门对424和426之用。

直接将下5个LSB送到异门424。如果MSB是0，那么反转其它五个位，从而取得互补，以利用上述线性特性。将所得五位转接到DBR门地址屏蔽单元426，它还接收来自与输入线路412相连的12抽头DBR移位寄存器428的G或NG位。DBR门地址屏蔽单元比较来自移位寄存器428的G和NG信号与从门424接收到的输入码片信号的相应位。DBR门地址屏蔽单元还接收输入线路432上的滤波器相位信号以选择适当相位。

虽然未在图6中分开示出，I-FIR ROM100a包括与四个分开的相位相对应的四个分开的表部分。DBR门地址屏蔽单元DBR信号的相应G和NG值对每个相位变换码片信号的+1和-1，以提供适合从I-FIR ROM100a中选择正确的相应滤波器值的地址。地址的实际格式取决于如何将数据存储在ROM内。上面已参照表4描述适当的地址。

于是，由DBR门地址屏蔽单元唯一生成的地址识别在ROM100内的一个项目。ROM100包括378个项目。为了唯一地寻址每个项目，总共运用9个地址位。根据输入到滤波器的六个三进制值生成九位地址。

向ROM表100a提供9位地址以生成由11位以数字方式表示的单个唯一输出值。如果原始MSB是0，那么把11位输出值馈送到第二异426用于倒相。把所得值存储在锁存器428中以随后与高端六位输入码片流相对应的输出值组合。在下一个偶时钟周期内，用与低端六位十分相同的方法，处理高端六位，以提供第二输出值。由与门434将存储在锁存器428中的第一输出值与第二输出值组合以提供用于输出的数字信号。截去数字信号的两个最低有效位，然后把该信号馈送到复接器408以后来在线路406上与来自滤波器的正交相位部分的输出值一起输出。

于是，简要概括同相部分的操作过程：在码片内的每个奇时钟期间，从与四个滤波器相位相对应的I-ROM100a输出四个值。把四个输出值存储在锁存器432中。在接下去的偶时钟期间，从与四个相位相对应的I-ROM100a输出四个附加值。在奇时钟期间生成的第一组值是根据低端6位输入码片流的。在偶时钟期间生成的第二组四个值则根据高端六位输入码片流。把第一组和第二组的值成对相加以取得每对时钟信号共四个输出值。对于其它实施例，最好在每个时钟周期内生成所有四个输出值。例如，通过将I-ROM100a的规模加倍可以做到这点，从而不需要分开计算低端和高端输出值。

正交相位部分的操作与同相部分的操作相类似，因而仅仅描述有关的差异。正交相位部分包括移位寄存器462，它沿着三条分开的线路464、465和466把位并行输出到复接器468。因而，与仅仅接收与5：0和6：11输入位相对应的两个输入的同相部分的复接器418不同，复接器468接收与5：0，6：1和6：11位相对应的三个不同输入。提供该输入以适应在上述正交相位滤波器系数中的稍不对称性。复接器468根据奇数时钟信号420和滤波器相位信号432，从三根输入线中的一根输入线中选择信号。对于第一滤波器相位，在奇数时钟期间内，选择位6：1，而且在偶数时钟期间内，选择位6：11。如参照同相部分所述，对于其它三个相位，在5：0和6：11位之间进行选择。

将由复接器选择的六位送到异门474，而且沿着线路472传送MSB。异门根据MSB使数字位反相，而且把所得数字位传到DBR门地址屏蔽单元475，它用与同相部分的屏蔽单元426相同的方法进行操作。向Q-FIR ROM100b提供9位地址，通过第二异门476把该ROM100b的输出送到锁存器482。把在奇数时钟期间内锁存的值与在偶数时钟期间内从ROM100b输出的值组合，以提供最终的输出信号，用于通过复接器408传到输出线路406。

在另一种结构中，只存储非选通输出值，而不是存储在ROM表100a和100b内的DBR选通和非选通输出值。通过对ROM表100a和100b的两次连续访问求和，根据与非选通输入值相对应的输出值计算DBR选通输入值的输出值。第一次访问用非选通(或“无屏蔽”)滤波器输入作为地址，第二次访问采用DBR-选通码片与第一次访问的相比为反相的输入。将所得的两个输出值相加，得出消除DBR选通码片输入的净效应。把相加所得的输出值移一位以将该值减半，从而消除了作为把两个输出值相加的结果固有的两倍比率。

在这个实施例中，由于对于每个半滤波器输出都需要从ROM100读取两次，所以ROM字宽度需要为两个所得结果宽，而且要求每次输出访问多达两倍的数字位。并行相加两个相位以保持相同的FIR滤波器输出速率。如此，ROM100本身比上述实施例的ROM要复杂。然而，另一个实施例的ROM100仅存储128个无屏蔽值，排列成64字，它是图6的字宽的两倍，从而使ROM容量的约三分之一包括DBR选通值。

所描述的是构成表格的FIR滤波器的实施例。这里，参照按IS-95-A协议采用CDMA发送技术的数字蜂窝网电话，已描述特定实施例，其中通过利用要滤波的信号的独特性能限定FIR表中所需的项目数量。

应注意，通过输入序列为全零时不访问ROM100还能获得附加的功率节省。对可变速率数据来说，这种情况占大部分时间。

以上较佳实施例的描述使得任何熟悉该技术的人员能够制作或使用本发明。对于熟悉本技术领域的人员而言，这些实施例的各种变更是显而易见的，而且可将本发明的一般原理用于其它实施例，而不用进行任何创造性劳动。因此，本发明不局限于这里所述的实施例，但要符合与这里所揭示的原理和新颖性相一致的最大范围。

Claims

1.一种有限脉冲响应(FIR)滤波器，其特征在于，包括：

接收单元，用于接收输入信号流，其中所述输入信号流具有由连续零信号组夹持的连续非零信号组；

存储单元，用于存储FIR滤波器的输出值，其中该存储单元只存储对每个预定的唯一可允许输入流模式组的FIR滤波器输出值，同时所述可允许输入流模式组只包括含有先行非零信号后接尾随零信号或先行零信号后接尾随非零信号或全非零信号或者全零信号的模式；和

控制单元，用于将来自所述输入信号流的连续信号序列连续地加到所述存储单元以读出与经滤波的至少一部分所述输入流相对应的输出值序列。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述非零信号是对映信号。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述存储单元包括ROM。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述存储单元存储与对称FIR滤波器相对应的滤波值。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，

每个所述可允许输入流模式都包括N个信号，而且每个所述连续非零信号组都至少包括N个信号；和

将N连续信号序列加到所述存储单元，其中N大于2。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，它还包括用于把数字FIR滤波值转换成模拟信号的数字-模拟转换装置。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，还包括用于发送所述模拟信号的装置。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述发送装置包括蜂窝网电话的发送单元。

9.如权利要求6所述的装置，其特征在于，按照码分多址(CDMA)格式对所述输入数字信号流进行格式化。

10.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述存储单元包括只读存储器(ROM)。

11.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述发送装置包括：

用于发送同相模拟信号的装置，和

用于发送正交相位模拟信号的装置。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，用于接收所述输入数字信号流的所述接收单元包括：

用于接收与同相信号相对应的流的装置；和

用于接收与正交相位信号相对应的流的装置。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述存储单元包括：

用于存储与可允许同相流相对应的数字值组的同相存储单元，和

用于存储与可允许正交相位流相对应的数字值组的正交相位存储单元。

14.如权利要求6所述的装置，其特征在于，还包括：

用于复制所述输入数字信号流部分的装置，和

用于在预定时间内有选择地消除一些所述复制部分的装置。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述输入数字信号流的每个复制部分包括功率控制组。

16.如权利要求14所述的装置，其特征在于，用于有选择地消除一些所述输入数字信号流的所述复制部分的所述装置包括数据子帧随机选通器(DBR)。

17.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述非零信号是对映信号。

18.如权利要求6所述的装置，其特征在于，存储在所述存储单元内的所述数字FIR滤波输出值是代表线性、对称有限脉冲表征的所述可允许输入流模式。

19.如权利要求6所述的装置，其特征在于，在集成电路芯片中实现所述装置。

20.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述存储单元存储四个分开的滤波器相位的分开值。

21.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述存储单元存储代表采用48个系数的12抽头FIR滤波器的部分和，而且每个相位的每个值表示六个二进制输入值与六个所述系数的乘积的和。

22.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述控制单元是连接在所述接收单元和所述存储单元之间的移位寄存器。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述非零信号是对映信号。

24.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述存储单元存储四个分开的滤波器相位的分开值。

25.如权利要求24所述的装置，其特征在于，所述存储单元存储代表采用48个系数的12抽头FIR滤波器的部分和，而且每个相位的每个值表示六个二进制输入值与六个所述系数的乘积的和。

26.如权利要求22所述的装置，其特征在于，

将N连续信号序列加到所述存储单元，其中N大于2。

27.一种用于对输入信号流进行滤波的方法，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

接收要滤波的输入信号流，所述输入信号流包括由连续零信号组夹持的连续非零信号组；和

将来自所述输入信号流的连续信号序列连续地加到包含FIR滤波输出值的存储单元，以输出与经滤波的至少一部分所述输入流相对应的输出值序列，其中所述存储单元只存储对每个预定的唯一可允许输入流模式组的FIR滤波器输出值，同时所述可允许输入流模式组只包括含有先行非零信号后接尾随零信号或先行零信号后接尾随非零信号或全非零信号或者全零信号的模式。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，

将N连续信号序列加到所述存储单元，其中N大于2。

29.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

把所述数字值序列转换成模拟信号的步骤。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于，还包括发送所述模拟信号的步骤。

31.如权利要求29所述的方法，其特征在于，按照码分多址(CDMA)格式对所述接收到的数字信号进行格式化。

32.如权利要求29所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：

复制所述输入数字信号流部分；和

在将所述连续信号序列连续地加到所述存储单元之前，在预定时间内有选择地消除一些所述复制部分。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述输入数字信号流的每个复制部分都包括功率控制组。

34.如权利要求29所述的方法，所述非零信号是对映信号。