CN111510076A - 一种class-AB驱动的Doherty功率放大器、基站和移动终端 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种class‑AB驱动的Doherty功率放大器、基站和移动终端，其中Doherty功率放大器包括输入功分器、主功放支路和辅功放支路，在输入功分器前包括一class‑AB驱动结构，该class‑AB驱动结构包括一class‑AB功率放大器和作为其输出匹配网络的一段λ/4线，主功放支路的输入端口与输入功分器的输入端口的相位差为0，辅功放支路的输入端口与输入功分器的输入端口的相位差为90°。本发明与传统class‑AB驱动Doherty功放相比，回退效率有明显改善；与Doherty驱动Doherty功放相比，在实现高效率的同时，保持了高增益和高线性度。

Description

一种class-AB驱动的Doherty功率放大器、基站和移动终端
技术领域
本发明涉及微波功率放大器技术领域，特别涉及一种class-AB驱动的Doherty功率放大器、基站和移动终端。
背景技术
为了提高频谱效率，现代通信信号往往使用OFDM等复杂的调制方式，这带来了高峰均比(PAPR)的问题。高PAPR给射频功率放大器(以下简称功放)的设计带来了困难，尤其是对功放的效率指标带来了不利的影响。传统的AB类线性功放在饱和功率附近有较高的效率，而当输出功率降低时，其效率急剧下降。在高PAPR下，功放大部分时间工作在回退功率区，因此AB类功放的平均效率远远低于其饱和效率。为了提高平均效率，目前通信基站普遍采用具有高回退效率的Doherty功率放大器。
Doherty功放本身的增益有限，而实际通信系统对功放的增益有严格的要求，因此需要在Doherty功放前插入驱动级。驱动级引入的额外功耗会导致整体效率降低，而且驱动级的效率越低，整体效率降低越多。图1所示是最常用的class-AB驱动结构，即驱动级是简单的class-AB功放。这种驱动结构的增益高，线性度好，但是存在效率低的问题。在饱和区，class-AB功放的效率较高，对整体效率的影响较小，但是在回退区，class-AB功放的效率迅速下降，从而导致整体的回退效率严重恶化。为了减小驱动级对效率的影响，专利号为201821696748.X、发明名称为“一种Doherty驱动Doherty功率放大器”的专利申请提出了Doherty驱动结构，即驱动级是Doherty功放，如图2所示。这种驱动结构在效率上有很大的优势，但是存在增益低及线性度差的问题。由于输入功率分配及辅功放class-C偏置导致的增益损失，Doherty驱动结构的增益一般比class-AB驱动结构低至少3dB。此外，Doherty功放的线性度比较差，驱动级Doherty功放和末级Doherty功放级联后，线性度会进一步恶化，可能难以用数字预失真(DPD)校准，因此图2所示的Doherty驱动结构在实际中应用并不多。综上所述，Doherty功放的驱动级对整体性能有很大的影响，但是目前的驱动结构难以同时实现高增益、高线性度和高效率。
发明内容
针对传统class-AB驱动Doherty功率放大器存在的效率恶化问题，本发明提出了一种class-AB驱动的Doherty功率放大器、基站和移动终端，可以同时实现高增益、高线性度和高效率的性能。
本发明第一方面，提供一种class-AB驱动的Doherty功率放大器，包括输入功分器、主功放支路和辅功放支路，在所述输入功分器前包括一class-AB驱动结构，所述class-AB驱动结构包括一class-AB功率放大器和作为其输出匹配网络的一段λ/4线，所述主功放支路的输入端口与所述输入功分器的输入端口的相位差为0，所述辅功放支路的输入端口与所述输入功分器的输入端口的相位差为90°。
优选的，所述输入功分器为耦合器。
优选的，所述λ/4线为集总参数λ/4线。
所述主功放支路包括依次连接的主功放输入匹配网络、主功放晶体管和主功放输出匹配网络，所述辅功放支路包括依次连接的辅功放输入匹配网络、辅功放晶体管和辅功放输出匹配网络，所述主功放晶体管和所述辅功放晶体管的栅极输入阻抗分别为
Figure BDA0002496001900000021
其中Rg1和Rg2分别为主功放晶体管和辅功放晶体管的栅极电阻值，Cin1和Cin2分别为主功放晶体管和辅功放晶体管的等效输入电容。
所述主功放输入匹配网络以及所述辅功放输入匹配网络的相移均接近0度。
本发明第二方面，提供一种基站，包括上述任一技术方案所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器。
本发明第二方面，提供一种移动终端，包括上述任一技术方案所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器。
本发明高效率class-AB驱动的Doherty功率放大器有以下优势：第一，与传统class-AB驱动Doherty功放相比，本发明的回退效率有明显改善；第二，与Doherty驱动Doherty功放相比，本发明在实现高效率的同时，保持了高增益和高线性度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的class-AB驱动的Doherty功率放大器示意图；
图2为现有技术中的Doherty驱动的Doherty功率放大器示意图；
图3为本发明实施例class-AB驱动的Doherty功率放大器结构示意图；
图4(a)为图3实施例中作为主功放和辅功放的场效应管的等效电路模型图；图4(b)为Miller变换后的场效应管等效电路模型图；
图5为图3实施例中的几种集总参数λ/4线电路图。
具体实施方式
为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述。下文中将详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。本领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组合。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的任一单元和全部组合。本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
如图3所示，本实施例提供一种class-AB驱动的Doherty功率放大器，包括输入功分器、主功放支路和辅功放支路，在输入功分器前还包括一class-AB驱动结构，所述class-AB驱动结构包括一class-AB功率放大器和作为其输出匹配网络的一段λ/4线，主功放支路的输入端口与输入功分器的输入端口的相位差为0，辅功放支路的输入端口与输入功分器的输入端口的相位差为90°。主功放和辅功放输入匹配网络的相移均接近0度。
本实施例的Doherty功率放大器利用了晶体管的反馈电容，首先需要知道晶体管的等效电路模型。图4(a)所示是场效应晶体管(FET)的原始等效电路模型，其中Cgd即为反馈电容，反馈电容的存在会使晶体管输入阻抗受到负载阻抗的影响。根据Miller原理，反馈电容Cgd可以被分解为两个分别与Cgs和Cds并联的电容，从而得到等效输入电容Cin和等效输出电容Cout，如图4(b)所示。假设Cout被电纳jBL完全中和，则Cin可以表示为
Cin＝Cgs+Cgd(1+gmRL) (1)
其中gmRL表示电压增益。Cgd的值远小于Cgs，但是由于电压增益较高，Cgd(1+gmRL)在输入电容中占了较大比重。
本实施例提出的高效率class-AB驱动Doherty功率放大器中，主功放晶体管和辅功放晶体管均用其等效电路模型表示，如图3所示。主功放晶体管和辅功放晶体管的栅极输入阻抗可以计算为
Figure BDA0002496001900000041
假设Doherty功率放大器为对称结构，主功放最佳负载阻抗为Ropt。在Doherty功放的负载调制过程中，主功放晶体管的负载阻抗RL1逐渐从2Ropt降低为Ropt，根据式(1)，主功放晶体管输入电容Cin1会显著降低。辅功放偏置在class-C状态，在回退点之后开始工作，电压增益gm2RL2逐渐提高，根据式(1)，辅功放晶体管输入电容Cin2也会显著提升。根据式(2)，主功放晶体管输入阻抗Zg1和辅功放晶体管输入阻抗Zg2会分别上升和下降。由于主功放和辅功放输入匹配网络的相移均接近0度，那么匹配后的输入阻抗Zin1和Zin2分别与Zg1和Zg2变化趋势相同。
图3中的Doherty功放采用耦合器作为输入功分器，主功放端口和辅功放端口与耦合器输入端口的相位差分别为0度和90度，因此Doherty功率放大器的输入阻抗Zin_dpa的变化趋势与Zin1相同，而与Zin2相反，这意味着Zin1的上升和Zin2的下降都会导致Zin_dpa的增加。
本实施例中用一段四分之一波长(λ/4)线作为class-AB功率放大器的输出匹配网络，那么驱动功放负载阻抗ZL_driver在回退区的阻抗值就会高于在饱和区的阻抗值，实现类似于Doherty功率放大器的回退效率提升，进而提升驱动功放与末级Doherty功放级联后的整体回退效率。在传统的class-AB驱动Doherty功放中，末级Doherty功放的输入阻抗也会随输出功率变化，但是这种变化是随机的，而且驱动功放的设计未考虑其影响，这可能会导致回退效率的进一步恶化。
所述输入功分器为耦合器。
需要说明的是，虽然以上的分析是基于对称Doherty结构和FET管，但是本实施例所提出的class-AB驱动的Doherty放大器适用于任何结构的Doherty功率放大器和任何类型的晶体管。另外，在进行集成化设计时，为了减小芯片尺寸，图3中驱动功放输出匹配网络所采用的λ/4线可以用集总参数网络等效实现，图5给出了几种常见的集总参数λ/4线，不过实际匹配网络不限于图5给出的电路，任何在工作频段呈现接近90度相移的匹配网络都能实现类似的效果。
本实施例还提供一种基站，包括上述任一技术方案所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器。
本实施例还提供一种移动终端，包括上述任一技术方案所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器。
本说明书中的实施例采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种class-AB驱动的Doherty功率放大器，包括输入功分器、主功放支路和辅功放支路，其特征在于，在所述输入功分器前包括一class-AB驱动结构，所述class-AB驱动结构包括一class-AB功率放大器和作为其输出匹配网络的一段λ/4线，所述主功放支路的输入端口与所述输入功分器的输入端口的相位差为0，所述辅功放支路的输入端口与所述输入功分器的输入端口的相位差为90°。
2.根据权利要求1所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器，其特征在于，所述输入功分器为耦合器。
3.根据权利要求1所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器，其特征在于，所述λ/4线为集总参数λ/4线。
4.根据权利要求1所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放支路包括依次连接的主功放输入匹配网络、主功放晶体管和主功放输出匹配网络，所述辅功放支路包括依次连接的辅功放输入匹配网络、辅功放晶体管和辅功放输出匹配网络，所述主功放晶体管和所述辅功放晶体管的栅极输入阻抗分别为
Figure FDA0002496001890000011
其中Rg1和Rg2分别为主功放晶体管和辅功放晶体管的栅极电阻值，Cin1和Cin2分别为主功放晶体管和辅功放晶体管的等效输入电容。
5.根据权利要求4所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放输入匹配网络以及所述辅功放输入匹配网络的相移均接近0度。
6.一种基站，其特征在于，包括权利要求1～5任一项所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器。
7.一种移动终端，其特征在于，包括权利要求1～5任一项所述的class-AB驱动的Doherty功率放大器。
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