CN109951159B - 基于变压器的Doherty功率放大器 - Google Patents

基于变压器的Doherty功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于变压器的Doherty功率放大器，包括相并联的主功放路径和辅助功放路径，主功放路径中包括主功率放大器，辅助功放路径中包括辅助功率放大器；还包括第一线性化网络电路或第二线性化网络电路；第一线性化网络电路设置在主功率放大器的输入端并用以补偿主功率放大器的输入电容的变化，提高主功率放大器的线性度；第二线性化网络电路设置在辅助功率放大器的输入端并用以补偿辅助功率放大器的输入电容的变化，提高辅助功率放大器的线性度。本发明能提高Doherty功率放大器的线性度。

Description

基于变压器的Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及一种半导体集成电路，特别是涉及一种基于变压器的多尔蒂(Doherty)功率放大器(PA)。
背景技术
如今的先进无线标准都采用了正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)的调制方式以增加数据率，但这种调制方式中，多个波复用时，初始相位相同的波容易叠加从而使瞬时功率增加，从而使峰均比(PAPR)非常大，较大的PAPR增加了功率放大器的动态范围，使PA的非线性变差。为了改善PAPR对PA的非线性的影响，通常采用功率回退(Power Back-off)法进行设置，功率回退法就是把功率放大器的输入功率从1dB压缩点向后回退6-10个分贝，1dB压缩点相当于功率放大器的线性区和非线性区的临界点，回退后功率放大器工作在远小于1dB压缩点的电平上，使功率放大器远离饱和区，进入线性工作区，从而改善功率放大器的三阶交调系数。但是功率回退后，功率放大器在功率回退区间效率很低，进而降低了平均效率。
现有方法中，采用Doherty PA能提升一定功率回退区间的效率，进而提高平效率。Doherty PA采用有源负载调制技术，随着输入功率的变化动态地改变主功放和次功放输出端所看到的阻抗。
如图1所示，是现有Doherty PA的结构示意图，现有Doherty PA包括主(Main)功率放大器101和辅助(Aux.)功率放大器102。
主功率放大器101工作在AB类，辅助功率放大器102工作在C类。在主功率放大器101饱和之前，通常将辅助功率放大器102关闭，这时只有主功率放大器101工作；当主功率放大器101饱和时打开辅助功率放大器102，输出信号为主功率放大器101和辅助功率放大器102的输出信号的叠加信号。
射频输入信号RFIN输入到主功率放大器101的输入端，在主功率放大器101的输出端还连接有1/4波长线(λ/4line)103a，之后再实现射频输出信号RFOUT的输出，1/4波长线103a用于实现不同信号强度的阻抗变换。
在辅助功率放大器102的输入端连接有1/4波长线103b，用于实现主功率放大器101路径和辅助功率放大器102路径的相位匹配。
如图2所示，是图1所示结构的输入功率和输出功率的曲线，横坐标为归一化输入功率(Normalized Input Power)，纵坐标为归一化输出功率(Normalized Output Power)，曲线201为主功率放大器101对应的输入功率和输出功率的曲线，曲线202为辅助功率放大器102对应的输入功率和输出功率的曲线，曲线203为整个Doherty PA的输入功率和输出功率的曲线，曲线203为曲线201和202的叠加。可以看出，曲线201在输入功率增加时会饱和，线性变差；曲线201和曲线202相叠加后形成的曲线203的线性较好。
如图3所示，是图1所示结构的主PA101和辅助PA102的电压和阻抗的曲线以及整个Doherty PA的效率曲线；曲线204是主PA101的输出电压(Vmain)和Doherty PA的归一化输出电压(Normalized Output Voltage)的曲线，曲线205是辅助PA102的输出电压(Vaux.)和Doherty PA的归一化输出电压的曲线，曲线206是主PA101的输出端所看到的阻抗(Zmain)和Doherty PA的归一化输出电压的曲线，曲线207是辅助PA102的输出端所看到的阻抗(Zaux.)和Doherty PA的归一化输出电压的曲线。
曲线208是Doherty PA的归一化效率(Normalized Efficiency)和归一化输出电压的曲线。
曲线204、205、206、207和208的横坐标都为Doherty PA的归一化输出电压，曲线204、205、206和207的纵坐标为右侧的归一化电压和阻抗(Normalized Voltage andImpedance)，曲线208的纵坐标为右侧的归一化效率。
从曲线204可以看出，当输入电压小于最大输入电压的一半时，对应于归一化输出电压的0.0到0.5之间，只有所述主PA101工作；且当输入电压刚好为最大输入电压的一半时，所述主PA101达到饱和输出，此时效率达到最大值即对应于曲线208中的最高点。同时，当输入电压小于最大输入电压的一半时曲线206对应的阻抗Zmain为最大值。
从曲线203可以看出，当输入电压继续升高时，即对应归一化输出电压的0.5到1.0之间，所述辅助PA102开始工作；当所述辅助PA102开始工作时，会有源地调节阻抗Zmain的大小，从曲线206可以看出，阻抗Zmain会减小；同样，所述主PA101也会有源第调节所述辅助PA102对应的阻抗Zaux.，从曲线207可以看出，阻抗Zaux.会减少。在Vmain保持不变，Zmain变小的情形下，所述主PA101的输出功率会增加。
但是在归一化输出电压的0.5到1.0之间，效率会一直保持较高的值，并在输入电压达到最大输入电压时即归一化输出电压为1.0时，效率有达到最大值，如曲线208所示。
所以，从曲线208可知，Doherty PA提高了功率回退区间的效率。
如图4所示，是现有Doherty PA提高功率回退区间效率的比较曲线；曲线209是现有理想的具有6dB功率回退值的Doherty PA的效率和输出功率回退值(Output PowerBack-off)的曲线，现有理想的具有6dB功率回退值的Doherty PA对应于图4中描述的IdealDoherty with 6dB Back-off；曲线210为现有理想的B类功率放大器的效率和输出功率回退值的曲线，理想的B类功率放大器对应于图4中描述的Ideal Class-B。
曲线211对应于长期演进(Long Term Evolution,LTE)的概率密度曲线，曲线212对应于的IEEE 802.11b的概率密度曲线。
曲线209、210、211和212的横坐标都为输出功率回退值，曲线209和210的纵坐标为右侧的归一化效率，曲线211和212的纵坐标为左侧的归一化概率密度。
从曲线209和210可以看出，曲线209相当于在曲线210的基础上左移6dB即回退6dB，且在主PA饱和后，效率一直会保持较大值。所以采用Doherty PA能提高效率。
从曲线211和212可以看出，LTE和IEEE802.11b对应的系统都主要工作在功率回退区间，而Doherty PA提高了功率回退区间的效率，故能提高平均效率。
近几年出现了基于变压器的Doherty功率放大器，其工作方式和图1所示的经典的Doherty PA类似。基于变压器的Doherty PA虽然能够在功率回退6dB区间获得很高的效率，但是其在饱和输出功率和功率回退区间的线性度并不是很好，需要优化。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于变压器的Doherty功率放大器，能提高电路的线性度。
为解决上述技术问题，本发明提供的基于变压器的Doherty功率放大器包括主功放路径和辅助功放路径，所述主功放路径和所述辅助功放路径相并联。
所述主功放路径中包括主功率放大器，所述辅助功放路径中包括辅助功率放大器。
所述Doherty功率放大器还包括第一线性化网络电路或第二线性化网络电路。
所述第一线性化网络电路设置在所述主功率放大器的输入端并用以补偿所述主功率放大器的输入电容的变化，提高所述主功率放大器的线性度并进而提高所述Doherty功率放大器的线性度。
所述第二线性化网络电路设置在所述辅助功率放大器的输入端并用以补偿所述辅助功率放大器的输入电容的变化，提高所述辅助功率放大器的线性度并进而提高所述Doherty功率放大器的线性度。
进一步的改进是，所述主功放路径中还包括主驱动放大器，所述主驱动放大器的输出端连接到所述主功率放大器的输入端，所述主驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述主功率放大器的输出端输出射频输出信号。
进一步的改进是，所述辅助功放路径中还包括辅助驱动放大器，所述辅助驱动放大器的输出端连接到所述辅助功率放大器的输入端，所述辅助驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述辅助功率放大器的输出端输出射频输出信号。
进一步的改进是，所述主功率放大器工作在AB类，所述辅助功率放大器工作在C类。
进一步的改进是，所述射频输入信号通过第一变压器连接到所述主驱动放大器的输入端。
进一步的改进是，所述主功率放大器的输出端通过第二变压器输出所述射频输出信号。
进一步的改进是，所述辅助功率放大器的输出端通过第三变压器输出所述射频输出信号。
进一步的改进是，所述主功率放大器为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器，所述第一线性化网络电路采用电容连接的PMOS管形成，利用所述主功率放大器的输入端的NMOS管的栅极电容和所述第一线性化网络电路的PMOS管的栅极电容互相补偿的特性来使所述主功率放大器的输入电容稳定。
进一步的改进是，所述辅助功率放大器为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器，所述第二线性化网络电路采用电容连接的PMOS管形成，利用所述辅助功率放大器的输入端的NMOS管的栅极电容和所述第二线性化网络电路的PMOS管的栅极电容互相补偿的特性来使所述辅助功率放大器的输入电容稳定。
进一步的改进是，所述射频输入信号为差分信号。
所述主功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，所述第一线性化网络电路包括两个PMOS管，所述第一线性化网络电路的各PMOS管分别和所述主功率放大器的一组共源共栅放大器的输入端的NMOS管相对应。
所述辅助功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，所述第二线性化网络电路包括两个PMOS管，所述第二线性化网络电路的各PMOS管分别和所述辅助功率放大器的一组共源共栅放大器的输入端的NMOS管相对应。
进一步的改进是，所述主驱动放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
所述辅助驱动放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
进一步的改进是，所述主驱动放大器对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。
所述辅助驱动放大器对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。
进一步的改进是，所述主驱动放大器的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极偏置电压等于所述辅助驱动放大器的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极偏置电压。
所述主驱动放大器的两个差分输出端之间连接有第一电感，所述辅助驱动放大器的两个差分输出端之间连接有第二电感，所述第一电感的中心抽头连接第一电源电压，所述第二电感的中心抽头连接第一电源电压。
进一步的改进是，所述主功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压。
所述辅助功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压。
进一步的改进是，所述主功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压。
所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压。
本发明通过在主功率放大器的输入端设置第一线性化网络电路或者在辅助功率放大器的输入端设置第二线性化网络电路，能分别对主功率放大器的输入端和辅助功率放大器的输入端的输入电容补偿并使对应的输入电容随输入信号的变化减少，从而能提高Doherty功率放大器的线性度。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：
图1是现有Doherty PA的结构示意图；
图2是图1所示结构的输入功率和输出功率的曲线；
图3是图1所示结构的主PA和辅助PA的电压和阻抗的曲线以及整个Doherty PA的效率曲线；
图4是现有Doherty PA提高功率回退区间效率的比较曲线；
图5是现有基于变压器的Doherty PA的结构示意图；
图6是图5所示结构的一种具体实现方式的电路结构图；
图7是图6所示的电路结构的主PA和辅助PA的输入端的寄生电容曲线；
图8是本发明实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图；
图9是本发明较佳实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图；
图10是图9所示的本发明较佳实施例电路结构的主PA和辅助PA的输入端的寄生电容曲线；
图11是图6所述的现有电路和图9所示的本发明较佳实施例电路结构的幅度相位(AM-PM)失真(distortion)的曲线的比较图。
具体实施方式
现有基于变压器的Doherty PA：
如图5所示，是现有基于变压器的Doherty PA的结构示意图，现有基于变压器的Doherty功率放大器包括主功放路径和辅助功放路径，所述主功放路径和所述辅助功放路径相并联。
所述主功放路径中包括主功率放大器302，所述辅助功放路径中包括辅助功率放大器304。
所述主功放路径中还包括主驱动放大器301，所述主驱动放大器301的输出端连接到所述主功率放大器302的输入端，所述主驱动放大器301的输入端连接射频输入信号RFIN，所述主功率放大器302的输出端输出射频输出信号RFOUT。
所述辅助功放路径中还包括辅助驱动放大器303，所述辅助驱动放大器303的输出端连接到所述辅助功率放大器304的输入端，所述辅助驱动放大器303的输入端连接射频输入信号RFIN，所述辅助功率放大器304的输出端输出射频输出信号RFOUT。
所述主功率放大器302工作在AB类，所述辅助功率放大器304工作在C类。
所述射频输入信号RFIN通过第一变压器T1连接到所述主驱动放大器301的输入端。第一变压器T1的输入端连接有电容C1，输出端连接有电容C2。
所述主功率放大器302的输出端通过第二变压器T2输出所述射频输出信号RFOUT。第二变压器T2的输入端连接有电容C3。
所述辅助功率放大器304的输出端通过第三变压器T3输出所述射频输出信号RFOUT。第三变压器T3的输入端连接有电容C4。
第二变压器T2和第三变压器T3的输出端都具有两个端口，第二变压器T2的输出端的一个端口和第三变压器T3的输出端的一个端口相连，第二变压器T2的输出端的另一个端口为所述射频输出信号RFOUT的输出端，第三变压器T3的输出端的另一个端口接地，且第二变压器T2的输出端的另一个端口和第三变压器T3的输出端的另一个端口之间连接有电容C5。
图5所示的现有基于变压器的Doherty PA是最近几年出现新结构，其工作方式和图1所示的经典的Doherty PA类似。基于变压器的Doherty PA虽然能够在功率回退6dB区间获得很高的效率，但是其在饱和输出功率和功率回退区间的线性度并不是很好，需要优化。
如图6所示，是图5所示结构的一种具体实现方式的电路结构图；图6中：
所述主功率放大器302为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
所述辅助功率放大器304为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
所述射频输入信号RFIN为差分信号。所述主功率放大器302为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN5和MN7连接而成的结构以及由NMOS管MN6和MN8连接而成的结构。
所述辅助功率放大器304为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN13和MN15连接而成的结构以及由NMOS管MN14和MN16连接而成的结构。
所述主驱动放大器301为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
所述辅助驱动放大器303为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
所述主驱动放大器301对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成；所述主驱动放大器301的两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN1和MN3连接而成的结构以及由NMOS管MN2和MN4连接而成的结构。
所述辅助驱动放大器303对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。所述辅助驱动放大器303的两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN9和MN11连接而成的结构以及由NMOS管MN10和MN12连接而成的结构。
所述主驱动放大器301的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN3和MN4的栅极偏置电压即VB2等于所述辅助驱动放大器303的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN11和MN12的栅极偏置电压；栅极偏置电压VB2通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN3和MN4的栅极以及栅极偏置电压VB2通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN11和MN12的栅极。
所述主驱动放大器301的两个差分输出端之间连接有第一电感L1，所述辅助驱动放大器303的两个差分输出端之间连接有第二电感L2，所述第一电感L1的中心抽头连接第一电源电压VDDL，所述第二电感L2的中心抽头连接第一电源电压VDDL。
所述主功率放大器302的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻RB且在两个第一电阻RB的连接处加有使所述主功率放大器302的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压VB_AB。
所述辅助功率放大器304的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻RB且在两个第二电阻RB的连接处加有使所述辅助功率放大器304的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压VB_C。
所述主功率放大器302的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN7和MN8的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压VB3且偏置电压VB3通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN7和MN8的栅极。
所述辅助功率放大器304的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN15和MN16的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压VB4且偏置电压VB4通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN15和MN16的栅极。
第一变压器T1的输出端线圈的中心抽头连接有偏置电压VB1，第二变压器T2的输入端线圈的中心抽头连接有第二电源电压VDDH,第三变压器T3的输入端线圈的中心抽头连接有第二电源电压VDDH。
图6中各电阻都采用RB表示，实际使用中，各电阻的值的大小能根据需要进行相应的设置。
如图7所示，是图6所示的电路结构的主PA和辅助PA的输入端的寄生电容曲线，图7中横坐标为栅极偏置电压，纵坐标为电容，对于图6中的主PA302，输入端对应于NMOS管MN5和MN6的栅极，栅极偏置电压对应于NMOS管MN5和MN6的栅极的偏置电压，寄生电容对应于NMOS管MN5和MN6的栅极寄生电容即CggN；同样，对于图6中的辅助PA304，栅极偏置电压对应于NMOS管MN13和MN14的栅极的偏置电压，寄生电容对应于NMOS管MN13和MN14的栅极寄生电容；图7中的曲线401对应于一个NMOS管的CggN的变化曲线，可以看出CggN会随着栅极偏置电压的变化而变化。最后会使输入电容随对应的栅极偏置电压产生变化。而输入端的寄生电容值发生变化是AM-PM失真的最大贡献者，而幅度相位失真直接导致线性度的恶化。
本发明实施例基于变压器的Doherty PA：
如图8所示，是本发明实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图，本发明实施例基于变压器的Doherty功率放大器包括主功放路径和辅助功放路径，所述主功放路径和所述辅助功放路径相并联。
所述主功放路径中包括主功率放大器302，所述辅助功放路径中包括辅助功率放大器304。
所述Doherty功率放大器还包括第一线性化网络电路305或第二线性化网络电路306。
所述第一线性化网络电路305设置在所述主功率放大器302的输入端并用以补偿所述主功率放大器302的输入电容的变化，提高所述主功率放大器302的线性度并进而提高所述Doherty功率放大器的线性度。
所述第二线性化网络电路306设置在所述辅助功率放大器304的输入端并用以补偿所述辅助功率放大器304的输入电容的变化，提高所述辅助功率放大器304的线性度并进而提高所述Doherty功率放大器的线性度。
所述第一线性化网络电路305和所述第二线性化网络电路306中的任何一个都使所述Doherty功率放大器的线性度提高；最好是同时设置所述第一线性化网络电路305和所述第二线性化网络电路306，以使所述Doherty功率放大器的线性度达到最好。
所述主功放路径中还包括主驱动放大器301，所述主驱动放大器301的输出端连接到所述主功率放大器302的输入端，所述主驱动放大器301的输入端连接射频输入信号RFIN，所述主功率放大器302的输出端输出射频输出信号RFOUT。
所述辅助功放路径中还包括辅助驱动放大器303，所述辅助驱动放大器303的输出端连接到所述辅助功率放大器304的输入端，所述辅助驱动放大器303的输入端连接射频输入信号RFIN，所述辅助功率放大器304的输出端输出射频输出信号RFOUT。
所述主功率放大器302工作在AB类，所述辅助功率放大器304工作在C类。
所述射频输入信号RFIN通过第一变压器T1连接到所述主驱动放大器301的输入端。第一变压器T1的输入端连接有电容C1，输出端连接有电容C2。
所述主功率放大器302的输出端通过第二变压器T2输出所述射频输出信号RFOUT。第二变压器T2的输入端连接有电容C3。
所述辅助功率放大器304的输出端通过第三变压器T3输出所述射频输出信号RFOUT。第三变压器T3的输入端连接有电容C4。
第二变压器T2和第三变压器T3的输出端都具有两个端口，第二变压器T2的输出端的一个端口和第三变压器T3的输出端的一个端口相连，第二变压器T2的输出端的另一个端口为所述射频输出信号RFOUT的输出端，第三变压器T3的输出端的另一个端口接地，且第二变压器T2的输出端的另一个端口和第三变压器T3的输出端的另一个端口之间连接有电容C5。
本发明实施例通过在主功率放大器302的输入端设置第一线性化网络电路305或者在辅助功率放大器304的输入端设置第二线性化网络电路306，能分别对主功率放大器302的输入端和辅助功率放大器304的输入端的输入电容补偿并使对应的输入电容随输入信号的变化减少，也即本发明实施例能使输入电容保持稳定，从能减少AM-PM失真，从而能提高Doherty功率放大器的线性度。
本发明较佳实施例基于变压器的Doherty PA：
如图9所示，是本发明较佳实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图，图9所示结构是在图8所示的结构的基础上做进一步的改进得到的，本发明较佳实施例中：
所述主功率放大器302为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器，所述第一线性化网络电路305采用电容连接的PMOS管形成，利用所述主功率放大器302的输入端的NMOS管的栅极电容和所述第一线性化网络电路305的PMOS管的栅极电容互相补偿的特性来使所述主功率放大器302的输入电容稳定。
所述辅助功率放大器304为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器，所述第二线性化网络电路306采用电容连接的PMOS管形成，利用所述辅助功率放大器304的输入端的NMOS管的栅极电容和所述第二线性化网络电路306的PMOS管的栅极电容互相补偿的特性来使所述辅助功率放大器304的输入电容稳定。
所述射频输入信号RFIN为差分信号。所述主功率放大器302为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN5和MN7连接而成的结构以及由NMOS管MN6和MN8连接而成的结构。所述第一线性化网络电路305包括两个PMOS管即MP1和MP2，所述第一线性化网络电路305的各PMOS管分别和所述主功率放大器302的一组共源共栅放大器的输入端的NMOS管相对应，即PMOS管MP1和NMOS管MN5相对应，PMOS管MP2和NMOS管MN6相对应。PMOS管MP1的栅极连接NMOS管MN5的栅极，PMOS管MP2的栅极连接NMOS管MN6的栅极，PMOS管MP1的源极和漏极以及PMOS管MP2的源极和漏极都连接电压VPC1。
所述辅助功率放大器304为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN13和MN15连接而成的结构以及由NMOS管MN14和MN16连接而成的结构。所述第二线性化网络电路306包括两个PMOS管即MP3和MP4，所述第二线性化网络电路306的各PMOS管分别和所述辅助功率放大器304的一组共源共栅放大器的输入端的NMOS管相对应，即PMOS管MP3和NMOS管MN13相对应，PMOS管MP4和NMOS管MN14相对应。PMOS管MP3的栅极连接NMOS管MN13的栅极，PMOS管MP4的栅极连接NMOS管MN14的栅极，PMOS管MP3的源极和漏极以及PMOS管MP4的源极和漏极都连接电压VPC2。
所述主驱动放大器301为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
所述辅助驱动放大器303为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
所述主驱动放大器301对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成；所述主驱动放大器301的两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN1和MN3连接而成的结构以及由NMOS管MN2和MN4连接而成的结构。
所述辅助驱动放大器303对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。所述辅助驱动放大器303的两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN9和MN11连接而成的结构以及由NMOS管MN10和MN12连接而成的结构。
所述主驱动放大器301的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN3和MN4的栅极偏置电压即VB2等于所述辅助驱动放大器303的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN11和MN12的栅极偏置电压；栅极偏置电压VB2通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN3和MN4的栅极以及栅极偏置电压VB2通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN11和MN12的栅极。
所述主驱动放大器301的两个差分输出端之间连接有第一电感L1，所述辅助驱动放大器303的两个差分输出端之间连接有第二电感L2，所述第一电感L1的中心抽头连接第一电源电压VDDL，所述第二电感L2的中心抽头连接第一电源电压VDDL。
所述主功率放大器302的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻RB且在两个第一电阻RB的连接处加有使所述主功率放大器302的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压VB_AB。
所述辅助功率放大器304的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻RB且在两个第二电阻RB的连接处加有使所述辅助功率放大器304的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压VB_C。
所述主功率放大器302的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN7和MN8的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压VB3且偏置电压VB3通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN7和MN8的栅极。
所述辅助功率放大器304的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN15和MN16的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压VB4且偏置电压VB4通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN15和MN16的栅极。
第一变压器T1的输出端线圈的中心抽头连接有偏置电压VB1，第二变压器T2的输入端线圈的中心抽头连接有第二电源电压VDDH,第三变压器T3的输入端线圈的中心抽头连接有第二电源电压VDDH。
图9中各电阻都采用RB表示，实际使用中，各电阻的值的大小能根据需要进行相应的设置。
本发明说明书附图中，图8是在图5的基础上做进一步的改进得到的，图5和图8中相同的部件采用相同的标记表示；图9是在图6的基础上做进一步的改进得到的，图6和图9中相同的部件采用相同的标记表示。
如图10所示，是图9所示的本发明较佳实施例电路结构的主PA和辅助PA的输入端的寄生电容曲线；图10中横坐标为栅极偏置电压，纵坐标为电容。曲线502和图6中的曲线401类似，都是对应于一个NMOS管的CggN的变化曲线。曲线501对应于PMOS管MP1、MP2、MP3和MP4中的一个PMOS管的栅极寄生电容即CggP的变化曲线；曲线503为曲线501和502的叠加形成的曲线，也即CggP和CggN叠加形成的总的输入电容的变化曲线；可以看出，CggP和CggN的变化趋势正好互补，曲线503保持稳定，总的输入电容随栅极偏置电压变化不会产生较大的波动，故本发明最佳实施例能减少AM-PM失真，最后改善电路的线性度。
如图11所示，是图6所述的现有电路和图9所示的本发明较佳实施例电路结构的AM-PM失真的曲线的比较图，曲线601对应于本发明较佳实施例电路结构的AM-PM失真的曲线，曲线602对应于现有电路结构的AM-PM失真的曲线，可以看出，本发明较佳实施例能减少AM-PM失真。
以上通过具体实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (12)

1.一种基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：Doherty功率放大器包括主功放路径和辅助功放路径，所述主功放路径和所述辅助功放路径相并联；
所述主功放路径中包括主功率放大器，所述辅助功放路径中包括辅助功率放大器；
所述Doherty功率放大器还包括第一线性化网络电路或第二线性化网络电路；
所述第一线性化网络电路设置在所述主功率放大器的输入端并用以补偿所述主功率放大器的输入电容的变化，提高所述主功率放大器的线性度并进而提高所述Doherty功率放大器的线性度；
所述第二线性化网络电路设置在所述辅助功率放大器的输入端并用以补偿所述辅助功率放大器的输入电容的变化，提高所述辅助功率放大器的线性度并进而提高所述Doherty功率放大器的线性度；
所述主功放路径中还包括主驱动放大器，所述主驱动放大器的输出端连接到所述主功率放大器的输入端，所述主驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述主功率放大器的输出端输出射频输出信号；
所述辅助功放路径中还包括辅助驱动放大器，所述辅助驱动放大器的输出端连接到所述辅助功率放大器的输入端，所述辅助驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述辅助功率放大器的输出端输出射频输出信号；
所述主功率放大器为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器，所述第一线性化网络电路采用电容连接的PMOS管形成，利用所述主功率放大器的输入端的NMOS管的栅极电容和所述第一线性化网络电路的PMOS管的栅极电容互相补偿的特性来使所述主功率放大器的输入电容稳定。
2.如权利要求1所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器工作在AB类，所述辅助功率放大器工作在C类。
3.如权利要求1所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述射频输入信号通过第一变压器连接到所述主驱动放大器的输入端。
4.如权利要求3所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器的输出端通过第二变压器输出所述射频输出信号。
5.如权利要求3所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述辅助功率放大器的输出端通过第三变压器输出所述射频输出信号。
6.如权利要求1所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述辅助功率放大器为由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器，所述第二线性化网络电路采用电容连接的PMOS管形成，利用所述辅助功率放大器的输入端的NMOS管的栅极电容和所述第二线性化网络电路的PMOS管的栅极电容互相补偿的特性来使所述辅助功率放大器的输入电容稳定。
7.如权利要求6所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述射频输入信号为差分信号；
所述主功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，所述第一线性化网络电路包括两个PMOS管，所述第一线性化网络电路的各PMOS管分别和所述主功率放大器的一组共源共栅放大器的输入端的NMOS管相对应；
所述辅助功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，所述第二线性化网络电路包括两个PMOS管，所述第二线性化网络电路的各PMOS管分别和所述辅助功率放大器的一组共源共栅放大器的输入端的NMOS管相对应。
8.如权利要求7所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主驱动放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构；
所述辅助驱动放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
9.如权利要求8所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主驱动放大器对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成；
所述辅助驱动放大器对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。
10.如权利要求9所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主驱动放大器的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极偏置电压等于所述辅助驱动放大器的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极偏置电压；
所述主驱动放大器的两个差分输出端之间连接有第一电感，所述辅助驱动放大器的两个差分输出端之间连接有第二电感，所述第一电感的中心抽头连接第一电源电压，所述第二电感的中心抽头连接第一电源电压。
11.如权利要求10所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压；
所述辅助功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压。
12.如权利要求11所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压；
所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压。
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