CN109951160B - 基于变压器的Doherty功率放大器 - Google Patents

基于变压器的Doherty功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于变压器的Doherty功率放大器，包括多个Doherty功率放大单元结构；各Doherty功率放大单元结构包括并联的主功率放大器和辅助功率放大器，主功率放大器的输出端和主输出变压器的初级线圈连接，辅助功率放大器的输出端和辅助输出变压器的初级线圈连接，同一Doherty功率放大单元结构的主输出变压器的次级线圈和辅助输出变压器的次级线圈串联连接形成单元串联变压器；一个以上的单元串联变压器相串联形成组串联变压器；两个以上的组串联变压器相并联形成串并联变压器输出结构，串并联变压器输出结构的输出端输出射频输出信号。本发明能提高Doherty功率放大器的饱和输出功率。

Description

基于变压器的Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及一种半导体集成电路，特别是涉及一种基于变压器的多尔蒂(Doherty)功率放大器(PA)。
背景技术
如今的先进无线标准都采用了正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)的调制方式以增加数据率，但这种调制方式中，多个波复用时，初始相位相同的波容易叠加从而使瞬时功率增加，从而使峰均比(PAPR)非常大，较大的PAPR增加了功率放大器的动态范围，使PA的非线性变差。为了改善PAPR对PA的非线性的影响，通常采用功率回退(Power Back-off)法进行设置，功率回退法就是把功率放大器的输入功率从1dB压缩点向后回退6-10个分贝，1dB压缩点相当于功率放大器的线性区和非线性区的临界点，回退后功率放大器工作在远小于1dB压缩点的电平上，使功率放大器远离饱和区，进入线性工作区，从而改善功率放大器的三阶交调系数。但是功率回退后，功率放大器在功率回退区间效率很低，进而降低了平均效率。
现有方法中，采用Doherty PA能提升一定功率回退区间的效率，进而提高平效率。Doherty PA采用有源负载调制技术，随着输入功率的变化动态地改变主功放和次功放输出端所看到的阻抗。
如图1所示，是现有Doherty PA的结构示意图，现有Doherty PA包括主(Main)功率放大器101和辅助(Aux.)功率放大器102。
主功率放大器101工作在AB类，辅助功率放大器102工作在C类。在主功率放大器101饱和之前，通常将辅助功率放大器102关闭，这时只有主功率放大器101工作；当主功率放大器101饱和时打开辅助功率放大器102，输出信号为主功率放大器101和辅助功率放大器102的输出信号的叠加信号。
射频输入信号RFIN输入到主功率放大器101的输入端，在主功率放大器101的输出端还连接有1/4波长线(λ/4line)103a，之后再实现射频输出信号RFOUT的输出，1/4波长线103a用于实现不同信号强度的阻抗变换。
在辅助功率放大器102的输入端连接有1/4波长线103b，用于实现主功率放大器101路径和辅助功率放大器102路径的相位匹配。
如图2所示，是图1所示结构的输入功率和输出功率的曲线，横坐标为归一化输入功率(Normalized Input Power)，纵坐标为归一化输出功率(Normalized Output Power)，曲线201为主功率放大器101对应的输入功率和输出功率的曲线，曲线202为辅助功率放大器102对应的输入功率和输出功率的曲线，曲线203为整个Doherty PA的输入功率和输出功率的曲线，曲线203为曲线201和202的叠加。可以看出，曲线201在输入功率增加时会饱和，线性变差；曲线201和曲线202相叠加后形成的曲线203的线性较好。
如图3所示，是图1所示结构的主PA101和辅助PA102的电压和阻抗的曲线以及整个Doherty PA的效率曲线；曲线204是主PA101的输出电压(Vmain)和Doherty PA的归一化输出电压(Normalized Output Voltage)的曲线，曲线205是辅助PA102的输出电压(Vaux.)和Doherty PA的归一化输出电压的曲线，曲线206是主PA101的输出端所看到的阻抗(Zmain)和Doherty PA的归一化输出电压的曲线，曲线207是辅助PA102的输出端所看到的阻抗(Zaux.)和Doherty PA的归一化输出电压的曲线。
曲线208是Doherty PA的归一化效率(Normalized Efficiency)和归一化输出电压的曲线。
曲线204、205、206、207和208的横坐标都为Doherty PA的归一化输出电压，曲线204、205、206和207的纵坐标为右侧的归一化电压和阻抗(Normalized Voltage andImpedance)，曲线208的纵坐标为右侧的归一化效率。
从曲线204可以看出，当输入电压小于最大输入电压的一半时，对应于归一化输出电压的0.0到0.5之间，只有所述主PA101工作；且当输入电压刚好为最大输入电压的一半时，所述主PA101达到饱和输出，此时效率达到最大值即对应于曲线208中的最高点。同时，当输入电压小于最大输入电压的一半时曲线206对应的阻抗Zmain为最大值。
从曲线203可以看出，当输入电压继续升高时，即对应归一化输出电压的0.5到1.0之间，所述辅助PA102开始工作；当所述辅助PA102开始工作时，会有源地调节阻抗Zmain的大小，从曲线206可以看出，阻抗Zmain会减小；同样，所述主PA101也会有源第调节所述辅助PA102对应的阻抗Zaux.，从曲线207可以看出，阻抗Zaux.会减少。在Vmain保持不变，Zmain变小的情形下，所述主PA101的输出功率会增加。
但是在归一化输出电压的0.5到1.0之间，效率会一直保持较高的值，并在输入电压达到最大输入电压时即归一化输出电压为1.0时，效率有达到最大值，如曲线208所示。
所以，从曲线208可知，Doherty PA提高了功率回退区间的效率。
如图4所示，是现有Doherty PA提高功率回退区间效率的比较曲线；曲线209是现有理想的具有6dB功率回退值的Doherty PA的效率和输出功率回退值(Output PowerBack-off)的曲线，现有理想的具有6dB功率回退值的Doherty PA对应于图4中描述的IdealDoherty with 6dB Back-off；曲线210为现有理想的B类功率放大器的效率和输出功率回退值的曲线，理想的B类功率放大器对应于图4中描述的Ideal Class-B。
曲线211对应于长期演进(Long Term Evolution,LTE)的概率密度曲线，曲线212对应于的IEEE 802.11b的概率密度曲线。
曲线209、210、211和212的横坐标都为输出功率回退值，曲线209和210的纵坐标为右侧的归一化效率，曲线211和212的纵坐标为左侧的归一化概率密度。
从曲线209和210可以看出，曲线209相当于在曲线210的基础上左移6dB即回退6dB，且在主PA饱和后，效率一直会保持较大值。所以采用Doherty PA能提高效率。
从曲线211和212可以看出，LTE和IEEE802.11b对应的系统都主要工作在功率回退区间，而Doherty PA提高了功率回退区间的效率，故能提高平均效率。
近几年出现了基于变压器的Doherty功率放大器，其工作方式和图1所示的经典的Doherty PA类似。大部分基于变压器的Doherty PA是工作在CMOS制程上，通常情况下难以获得较高的饱和输出功率。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于变压器的Doherty功率放大器，能提高器件的饱和输出功率。
为解决上述技术问题，本发明提供的基于变压器的Doherty功率放大器包括多个Doherty功率放大单元结构。
各所述Doherty功率放大单元结构包括并联的主功率放大器和辅助功率放大器，所述主功率放大器的输出端和主输出变压器的初级线圈连接，所述辅助功率放大器的输出端和辅助输出变压器的初级线圈连接，同一所述Doherty功率放大单元结构的所述主输出变压器的次级线圈和所述辅助输出变压器的次级线圈串联连接使所述主输出变压器和所述辅助输出变压器连接成单元串联变压器。
一个以上的所述Doherty功率放大单元的所述单元串联变压器相串联形成组串联变压器。
两个以上的所述组串联变压器相并联形成串并联变压器输出结构，所述串并联变压器输出结构的输出端输出射频输出信号，所述串并联变压器输出结构使多个所述Doherty功率放大单元结构的输出功率进行结合从而提高Doherty功率放大器的饱和输出功率。
进一步的改进是，各所述Doherty功率放大单元结构还包括驱动放大器，所述驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述驱动放大器的输出端连接到对应的所述主功率放大器的输入端和所述辅助功率放大器的输入端。
进一步的改进是，所述主功率放大器工作在AB类，所述辅助功率放大器工作在C类。
进一步的改进是，所述射频输入信号通过输入变压器连接到所述驱动放大器的输入端。
进一步的改进是，所述主功率放大器包括由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
进一步的改进是，所述辅助功率放大器包括由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
进一步的改进是，所述射频输入信号为差分信号。
所述主功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
所述辅助功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
进一步的改进是，所述驱动放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
进一步的改进是，所述驱动放大器对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。
进一步的改进是，所述驱动放大器的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接有对应的偏置电压。
进一步的改进是，所述驱动放大器的两个差分输出端之间连接有第一电感，所述第一电感的中心抽头连接第一电源电压。
进一步的改进是，所述主功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压。
进一步的改进是，所述辅助功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压。
进一步的改进是，所述主功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压；
进一步的改进是，所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压。
本发明基于变压器的Doherty功率放大器中组合了多个Doherty功率放大单元结构，多个Doherty功率放大单元结构都包括主功率放大器和对应的主输出变压器以及辅助功率放大器和对应的辅助输出变压器，同一Doherty功率放大单元结构的主输出变压器和辅助输出变压器的次级线圈相串联形成单元串联变压器，一个以上的单元串联变压器相串联形成组串联变压器，两个以上的组串联变压器相并联形成串并联变压器输出结构，由多个主输出变压器和辅助输出变压器串并联形成的串并联变压器输出结构能对各Doherty功率放大单元结构的输出信号进行结合，使最后输出的射频输出信号为各Doherty功率放大单元结构的输出信号的结合信号，这样能提高Doherty功率放大器的饱和输出功率。
本发明通过对多个主输出变压器和辅助输出变压器进行串并联组合，能使各主功率放大器或各辅助功率放大器的输出端看到的阻抗都比较合理。
同时，本发明还能使器件在功率回退区间提供非常高的效率。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：
图1是现有Doherty PA的结构示意图；
图2是图1所示结构的输入功率和输出功率的曲线；
图3是图1所示结构的主PA和辅助PA的电压和阻抗的曲线以及整个Doherty PA的效率曲线；
图4是现有Doherty PA提高功率回退区间效率的比较曲线；
图5是现有基于变压器的Doherty PA的结构示意图；
图6是串联变压器的结构示意图；
图7是并联变压器的结构示意图；
图8是本发明实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图；
图9是本发明较佳实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图；
图10是图9所示的本发明较佳实施例电路结构和现有基于变压器的Doherty PA以及现有AB类功率放大器的输出功率和输入功率的关系曲线以及本发明较佳实施例电路结构的理想效率曲线的比较图。
具体实施方式
现有基于变压器的Doherty PA：
如图5所示，是现有基于变压器的Doherty PA的结构示意图，现有基于变压器的Doherty功率放大器包括驱动放大器301、主功率放大器302和辅助功率放大器303。
所述驱动放大器301的输出端连接到所述主功率放大器302的输入端和所述辅助功率放大器303的输入端，所述驱动放大器301的输入端连接射频输入信号RFIN，
所述主功率放大器302工作在AB类，所述辅助功率放大器303工作在C类。
所述射频输入信号RFIN通过输入变压器T101连接到所述驱动放大器301的输入端。输入变压器T101的输入端连接有电容C101，输出端连接有电容C102。
所述主功率放大器302的输出端通过主输出变压器T102输出所述射频输出信号RFOUT。主输出变压器T102的输入端连接有电容C103。
所述辅助功率放大器303的输出端通过辅助输出变压器T103输出所述射频输出信号RFOUT。辅助输出变压器T103的输入端连接有电容C104。
主输出变压器T102和辅助输出变压器T103的次级线圈都有两个接口对应于两个输出端，图5中主输出变压器T102和辅助输出变压器T103的次级线圈连接成串联结构，具体为：主输出变压器T102的输出端的一个端口和辅助输出变压器T103的输出端的一个端口相连，主输出变压器T102的输出端的另一个端口为所述射频输出信号RFOUT的输出端，辅助输出变压器T103的输出端的另一个端口接地，且主输出变压器T102的输出端的另一个端口和辅助输出变压器T103的输出端的另一个端口之间连接有电容C105。
图5所示的现有基于变压器的Doherty PA是最近几年出现新结构，其工作方式和图1所示的经典的Doherty PA类似。大部分基于变压器的Doherty PA是工作在CMOS制程上，通常情况下难以获得较高的饱和输出功率。
要提高饱和输出功率，可以采用片上变压器来实现功率结合，串联的变压器和并联的变压器都可以实现功率结合。
如图6所示，是串联变压器的结构示意图，图6中显示了N个即N级变压器，分别用T201、T202至T20N表示，各变压器的初级线圈的两个端口即输入端都连接对应的功率放大器，功率放大器用对应的电压源和电阻表示，电压源分别用Vpa，1，Vpa，2至Vpa，N表示，电阻分别用RPA，1，RPA，2至RPA，N表示。各变压器的输入端还连接有对应的电容，分别用C201、C202至C20N表示。
串联后的输出电压VOUT连接到负载RL。
图6中ZPA，1为第一个功率放大器的输出端向第一个变压器看过去的阻抗。
图6所示的结构中，在负载阻抗确定的情况下，串联级数越多，每一个变压器单元输入端看到的阻抗就越小。
由于寄生的影响，串联级数越多，每一级变压器的幅度和相位会出现不匹配，导致功率和效率的下降。
如图7所示，是并联变压器的结构示意图；图7中显示了N个即N级变压器，分别用T301、T302至T30N表示，各变压器的初级线圈的两个端口即输入端都连接对应的功率放大器，功率放大器用对应的电流源和跨导表示，电流源分别用Ipa，1，Ipa，2至Ipa，N表示，跨导分别用GPA，1，GPA，2至GPA，N表示。各变压器的输入端还连接有对应的电容，分别用C301、C302至C30N表示。
并联后的输出电压VOUT连接到负载RL。负载RL对应的电导为GL，GL＝1/RL。
对于并联变压器，在每一级的变压器的输入阻抗一定的情况下，负载阻抗会越小。小的负载阻抗对金属走线以及封装的键合线(bonding wire)非常敏感，并由此造成功率损失和效率的下降。
本发明实施例基于变压器的Doherty PA：
如图8所示，是本发明实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图，本发明实施例基于变压器的Doherty功率放大器包括多个Doherty功率放大单元结构，图8中显示了两个Doherty功率放大单元结构，分别用标记401a和401b表示，本发明实施例中，Doherty功率放大单元结构401a和401b的结构相同，故Doherty功率放大单元结构401a和401b的内部相同的部件都采用相同的标记表示。
各所述Doherty功率放大单元结构包括并联的主功率放大器2和辅助功率放大器3，所述主功率放大器2的输出端和主输出变压器T2的初级线圈连接，所述辅助功率放大器3的输出端和辅助输出变压器T3的初级线圈连接，同一所述Doherty功率放大单元结构的所述主输出变压器T2的次级线圈和所述辅助输出变压器T3的次级线圈串联连接使所述主输出变压器T2和所述辅助输出变压器T3连接成单元串联变压器402。
一个以上的所述Doherty功率放大单元的所述单元串联变压器402相串联形成组串联变压器。图8中仅显示了一个单元串联变压器402，即一个单元串联变压器402就对应于所述组串联变压器。在其他实施例中，也能为由2个以上的所述Doherty功率放大单元的所述单元串联变压器402相串联形成组串联变压器。
两个以上的所述组串联变压器相并联形成串并联变压器输出结构，所述串并联变压器输出结构的输出端输出射频输出信号RFOUT，所述串并联变压器输出结构使多个所述Doherty功率放大单元结构的输出功率进行结合从而提高Doherty功率放大器的饱和输出功率。
各所述Doherty功率放大单元结构还包括驱动放大器1，所述驱动放大器1的输入端连接射频输入信号RFIN，所述驱动放大器1的输出端连接到对应的所述主功率放大器2的输入端和所述辅助功率放大器3的输入端。
所述主功率放大器2工作在AB类，所述辅助功率放大器3工作在C类。
所述射频输入信号RFIN通过输入变压器T1连接到所述驱动放大器1的输入端。输入变压器T1的输入端连接有电容C1以及输出端连接有电容C2，所述主输出变压器T2的输入端连接有电容C3，所述辅助输出变压器T3的输入端连接有电容C4，所述串并联变压器输出结构的输出端连接有电容C5。
本发明实施例基于变压器的Doherty功率放大器中组合了多个Doherty功率放大单元结构，多个Doherty功率放大单元结构都包括主功率放大器2和对应的主输出变压器T2以及辅助功率放大器3和对应的辅助输出变压器T3，同一Doherty功率放大单元结构的主输出变压器T2和辅助输出变压器T3的次级线圈相串联形成单元串联变压器402，一个以上的单元串联变压器402相串联形成组串联变压器，两个以上的组串联变压器相并联形成串并联变压器输出结构，由多个主输出变压器T2和辅助输出变压器T3串并联形成的串并联变压器输出结构能对各Doherty功率放大单元结构的输出信号进行结合，使最后输出的射频输出信号RFOUT为各Doherty功率放大单元结构的输出信号的结合信号，这样能提高Doherty功率放大器的饱和输出功率。
本发明实施例通过对多个主输出变压器T2和辅助输出变压器T3进行串并联组合，能使各主功率放大器2或各辅助功率放大器3的输出端看到的阻抗都比较合理。
本发明较佳实施例基于变压器的Doherty PA：
如图9所示，是本发明较佳实施例基于变压器的Doherty PA的结构示意图，图9所示结构是在图8所示的结构的基础上做进一步的改进得到的，本发明较佳实施例中：
所述主功率放大器2包括由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
所述辅助功率放大器3包括由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
所述射频输入信号RFIN为差分信号。
所述主功率放大器2为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN5和MN9连接而成的结构以及由NMOS管MN6和MN10连接而成的结构。
所述辅助功率放大器3为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN7和MN11连接而成的结构以及由NMOS管MN8和MN12连接而成的结构。
所述驱动放大器1为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。所述驱动放大器1对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成，所述驱动放大器1的两组共源共栅放大器分别对应于由NMOS管MN1和MN3连接而成的结构以及由NMOS管MN2和MN4连接而成的结构。
所述驱动放大器1的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN3和MN4的栅极连接有对应的偏置电压VB2且偏置电压VB2通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN3和MN4的栅极。RB表示表示用于偏置的电阻。
所述驱动放大器1的两个差分输出端之间连接有第一电感L1，所述第一电感L1的中心抽头连接第一电源电压VDDL。
所述主功率放大器2的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器2的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压VB_AB。图9中两个第一电阻都采用RB表示，表示用于偏置的电阻。
所述辅助功率放大器3的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器3的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压VB_C。图9中两个第二电阻都采用RB表示，表示用于偏置的电阻。
所述主功率放大器2的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN9和MN10的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压VB3且偏置电压VB3通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN9和MN10的栅极。
所述辅助功率放大器3的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管MN11和MN12的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压VB4且偏置电压VB4通过对应的电阻RB连接到NMOS管MN11和MN12的栅极。
输入变压器T1的输出端线圈的中心抽头连接有偏置电压VB1，主输出变压器T2的输入端线圈的中心抽头连接有第二电源电压VDDH,辅助输出变压器T3的输入端线圈的中心抽头连接有第二电源电压VDDH。图9中各电阻都采用RB表示，实际使用中，各电阻的值的大小能根据需要进行相应的设置。
如图10所示，是图9所示的本发明较佳实施例电路结构和现有基于变压器的Doherty PA以及现有AB类功率放大器的输出功率和输入功率的关系曲线以及本发明较佳实施例电路结构的理想效率曲线的比较图，其中：
曲线501为本发明较佳实施例电路结构的理想效率曲线；
曲线502是现有AB类功率放大器的输出功率和输入功率的关系曲线；
曲线503是现有基于变压器的Doherty PA的输出功率和输入功率的关系曲线；
曲线504是本发明较佳实施例电路结构的输出功率和输入功率的关系曲线。
比较曲线504和503可知，本发明较佳实施例电路结构能提高提高一倍的输出功率，也就是3dBm。
曲线503和502在低输入功率区间重合。
从曲线503可以看出，本发明较佳实施例电路结构能够在功率回退区间提供非常高的效率。
以上通过具体实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (14)

1.一种基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于，包括多个Doherty功率放大单元结构；
各所述Doherty功率放大单元结构包括并联的主功率放大器和辅助功率放大器，所述主功率放大器的输出端和主输出变压器的初级线圈连接，所述辅助功率放大器的输出端和辅助输出变压器的初级线圈连接，同一所述Doherty功率放大单元结构的所述主输出变压器的次级线圈和所述辅助输出变压器的次级线圈串联连接使所述主输出变压器和所述辅助输出变压器连接成单元串联变压器；
一个以上的所述Doherty功率放大单元的所述单元串联变压器相串联形成组串联变压器；
两个以上的所述组串联变压器相并联形成串并联变压器输出结构，所述串并联变压器输出结构的输出端输出射频输出信号，所述串并联变压器输出结构使多个所述Doherty功率放大单元结构的输出功率进行结合从而提高Doherty功率放大器的饱和输出功率；
各所述Doherty功率放大单元结构还包括驱动放大器，所述驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述驱动放大器的输出端连接到对应的所述主功率放大器的输入端和所述辅助功率放大器的输入端。
2.如权利要求1所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器工作在AB类，所述辅助功率放大器工作在C类。
3.如权利要求1所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述射频输入信号通过输入变压器连接到所述驱动放大器的输入端。
4.如权利要求1所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器包括由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
5.如权利要求4所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述辅助功率放大器包括由两个NMOS管连接形成的共源共栅放大器。
6.如权利要求5所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述射频输入信号为差分信号；
所述主功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构；
所述辅助功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
7.如权利要求6所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述驱动放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。
8.如权利要求7所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述驱动放大器对应的共源共栅放大器由两个NMOS管连接而成。
9.如权利要求8所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述驱动放大器的共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接有对应的偏置电压。
10.如权利要求9所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述驱动放大器的两个差分输出端之间连接有第一电感，所述第一电感的中心抽头连接第一电源电压。
11.如权利要求10所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器的两组共源共栅放大器工作在AB类的偏置电压。
12.如权利要求11所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述辅助功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器工作在C类的偏置电压。
13.如权利要求12所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述主功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压；
14.如权利要求13所述的基于变压器的Doherty功率放大器，其特征在于：所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器中的共栅连接的NMOS管的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压。
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