CN111371365A - 基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相ipmsm无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法。将高频方波电压信号注入到五相IPMSM的三次谐波空间，感应出的高频电流分量包含转子位置信息。将高频电流进行离散化处理和符号调制，通过锁相环可以得到估计的转速和位置角，并用作控制系统的反馈量。同传统三相电机的无位置传感器控制策略相比，本发明将基于高频信号注入法的无位置传感器控制策略拓展到了五相IPMSM，并在其三次谐波空间进行转子位置的估计。此外，本发明避免了传统高频正弦信号注入法中的低通滤波器的使用，估计精度和系统稳定性得到明显提升。与基波注入策略相比，本发明可以有效降低由于信号注入引起的转矩脉动。

Description

基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传 感器控制方法

技术领域

本发明涉及多相电机无位置传感器控制技术领域，特别涉及一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制。适用于电动汽车、船舶推进、风力发电系统等位置估计精度要求高或者位置传感器使用受限的场合。

背景技术

内嵌式永磁同步电机(IPMSM)凭借高转矩密度、高功率密度、宽调速范围等优势，被广泛应用于电动汽车、船舶推进、风力发电等工业与生活的各个领域。近年来，电力电子技术、永磁材料、多相电机设计与优化技术的快速发展，使得多相电机的驱动控制成为国内外专家学者关注和研究的热点。

在电机驱动控制系统中，高精度的速度和位置角反馈信息是必不可少的。但是，位置传感器的安装带来了重量和体积的增加、成本的提高以及可靠性的降低等一系列问题。此外，一些空间受到限制以及一些环境恶劣的场合，给位置传感器的安装带来了困难。因此，无位置传感器控制策略的应用可以降低控制系统的成本和复杂程度，并提高估计精度和系统可靠性。

无位置传感器控制策略可以分为两大类。第一类是基于反电势的模型法。反电势与电机转速存在比例关系且包含转子位置信息，因此可以提取电机的反电势通过锁相环等方法获取所需要的速度和位置角信息。此类方法适用于电机运行于中高速范围。第二类是基于电机凸极效应的高频信号注入法。当电机运行于零低速范围时，反电势的幅值很小难以测取。因此，通过外加高频信号激励，在电机凸极效应的调制下，使得感应高频电流中包含转子位置信息。再将高频电流通过适当的解调处理方法，即可获取所需的转子位置信息。传统的高频信号注入法选用高频正弦信号作为注入信号。但是，在高频信号解调过程中，采用低通滤波器来获取位置误差信号，这会造成系统的动态性能降低、结构复杂化、相位延迟以及估计误差增大等一系列问题。为提高注入信号频率、减小低通滤波器对系统的影响，一些文献提出了方波信号注入法。在移除低通滤波器的同时，通过简单的信号加减来取代带通滤波器。但是，这是在假设感应电流中仅含有基波信号分量和与注入信号同频率的分量的基础上进行位置估计。而且，现有的基于信号注入法的无位置传感器控制策略多应用于传统的三相永磁电机，对于多相电机无位置传感器控制技术的研究相对较少。此外，多相电机的无位置传感器技术多集中于基波空间，适用于电机中高速运行的模型法，而针对谐波空间的控制策略尤其是高频信号注入法相对更少。

发明内容

针对传统无位置传感器控制策略存在的相关问题，本发明提出了一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制。

为达到技术目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制，包括如下步骤：

步骤1：将高频方波电压信号注入到五相IPMSM的三次谐波空间，通过电流传感器获得电机的相电流i_a,i_b,i_c,i_d,i_e，根据Clarke变换得到三次谐波空间中两相静止坐标系下的电流i_α3和i_β3，再通过带通滤波器获取高频电流分量i_αh3和i_βh3；

五相IPMSM的数学模型为：

其中，u_d1、u_q1、i_d1、i_q1、L_d1、L_q1、ψ_m1和u_d3、u_q3、i_d3、i_q3、L_d3、L_q3、ψ_m3分别为基波空间和三次谐波空间中的定子电压、电流、电感和磁链幅值。

如果电机运行在零速或者低速区域且注入的信号频率足够高，则电机中的反电势、旋转压降、电阻压降等成分的含量就会很小且可以被忽略不计。因此，电机在三次谐波空间的高频数学模型可以表示为：

其中，u_dh3、u_qh3和i_dh3、i_qh3分别为三次谐波空间的高频电压和高频电流。

在三次谐波空间中注入的高频方波电压信号可以表示为：

其中，U_h和T分别为高频方波电压信号的幅值和周期。为避免坐标变换和简化控制系统结构，本发明采用三次谐波空间中静止坐标系下的高频电流i_αh3和i_βh3来进行电机转子位置的估计，其电流微分表达式为：

其中，θ_e表示实际位置角，

表示估计位置角，两者之差表示为Δθ_e。L_avg3和L_dif3分别为三次谐波空间中的平均电感和差值电感，L_avg3＝(L_d3+L_q3)/2，L_dif3＝(L_d3–L_q3)/2。

步骤2：对步骤1中得到的高频电流分量进行离散化处理，得到相邻采样时刻的高频电流差值分量Δi_αh3和Δi_βh3，再对该差值进行符号调制得到高频电流包络分量Δi_cos3和Δi_sin3；

高频电流分量经过延时环节进行离散化处理，得到的相邻采样时刻的高频电流差值分量表示为：

其中，“Δ”表示采样时刻的当前值与先前值之差。可以看出，由于注入方波信号的原因高频电流差值分量是正负交替变化的。因此，可以利用所注入的方波电压信号的符号对高频电流差值进行调制，得到高频电流包络分量并表示为：

步骤3：将步骤2中得到的高频电流包络分量作为锁相环的输入信号，得到位置误差信号ε₃；

高频电流包络分量中包含了转子位置信息，并用来作为转子位置估计锁相环的输入。即将高频电流包络分量分别乘以锁相环输出的位置角的正弦值和余弦值后相减，得到位置误差信号并表示为：

步骤4：步骤3中的位置误差信号经过PI控制器得到三次谐波空间中的估计转速，再经过积分器得到三次谐波空间中的估计位置角。由于三次谐波空间坐标系的旋转速度是基波空间的3倍，而本发明所提出的控制策略追踪的是五相IPMSM三次谐波空间中的位置信息，因此锁相环输出的估计转速和估计位置角为电机实测转速和实际位置角的3倍，即为

和

步骤5：将步骤4中的估计转速除以3，作为控制系统的反馈转速。同样，三次谐波空间中的估计位置角，除了参与锁相环中位置误差信号的计算，在作为反馈位置角时，同样需要除以3之后，再参与坐标变换。由于本发明采用的矢量控制方式中，将基波空间给定电流i_d1 ^*、三次谐波空间给定电流i_d3 ^*和i_q3 ^*都控为0，且三次谐波空间的磁链幅值ψ_m3远小于基波空间的磁链幅值ψ_m1，因此本发明在三次谐波空间采用的信号注入法所引起的转矩脉动也要远小于基波空间算法。

本发明具有以下有益效果：

1、本发明将基于高频信号注入法的无位置传感器控制策略应用于五相IPMSM的三次谐波空间，拓宽了无位置传感器控制技术的应用领域。

2、本发明采用脉振高频方波信号注入三次谐波空间，利用感应出的静止坐标系下的高频电流进行转子位置估计，提高了注入信号的频率，并且能够有效结合旋转信号注入法和脉振信号注入法的优势。在去除低通滤波器的同时，提高了电机驱动控制系统的稳定性以及转子位置信息的估计精度。此外，本发明采用的矢量控制方式，使得在三次谐波空间采用的信号注入法所引起的转矩脉动小于基波空间算法。

附图说明

图1：基于高频信号注入法的无位置传感器控制整体框图；

图2：高频电压信号类型图；

图3：高频电压信号注入位置图；

图4：无位置传感器控制模块结构图；

图5：位置角仿真波形图；(a)实际位置角和三次谐波空间估计位置角；(b)位置角估计精度；(c)位置角误差；

图6：电机在稳态运行时的位置角估计实验结果对比图；(a)传统方法；(b)本发明所提方法；

图7：电机在正反转变速运行时的实验波形图；

图8：电机在负载阶跃时的实验波形图；

图9：转矩脉动的实验结果对比图；(a)应用于基波空间的信号注入法；(b)应用于三次谐波空间的信号注入法。

具体实施方式

具体实施例，主要是介绍一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制，其控制框图如图1所示。下面结合附图，对实施例的具体实施方式和实施效果作详细说明。

步骤1：将高频方波电压信号注入到五相IPMSM的三次谐波空间，通过电流传感器获得电机的相电流i_a,i_b,i_c,i_d,i_e，根据Clarke变换得到三次谐波空间中两相静止坐标系下的电流i_α3和i_β3，再通过带通滤波器获取高频电流分量i_αh3和i_βh3；

五相IPMSM的数学模型为：

其中，u_d1、u_q1、i_d1、i_q1、L_d1、L_q1、ψ_m1和u_d3、u_q3、i_d3、i_q3、L_d3、L_q3、ψ_m3分别为基波空间和三次谐波空间中的定子电压、电流、电感和磁链幅值。

如果电机运行在零速或者低速区域且注入的信号频率足够高，则电机中的反电势、旋转压降、电阻压降等成分的含量就会很小且可以被忽略不计。因此，电机在三次谐波空间的高频数学模型可以表示为：

其中，u_dh3、u_qh3和i_dh3、i_qh3分别为三次谐波空间的高频电压和高频电流。

在三次谐波空间中注入的高频方波电压信号可以表示为：

其中，U_h和T分别为高频方波电压信号的幅值和周期。为避免坐标变换和简化控制系统结构，本发明采用三次谐波空间中静止坐标系下的高频电流i_αh3和i_βh3来进行电机转子位置的估计，其电流微分表达式为：

其中，θ_e表示实际位置角，

表示估计位置角，两者之差表示为Δθ_e。L_avg3和L_dif3分别为三次谐波空间中的平均电感和差值电感，L_avg3＝(L_d3+L_q3)/2，L_dif3＝(L_d3–L_q3)/2。

步骤2：对步骤1中得到的高频电流分量进行离散化处理，得到相邻采样时刻的高频电流差值分量Δi_αh3和Δi_βh3，再对该差值进行符号调制得到高频电流包络分量Δi_cos3和Δi_sin3；

高频电流分量经过延时环节进行离散化处理，得到的相邻采样时刻的高频电流差值分量表示为：

其中，“Δ”表示采样时刻的当前值与先前值之差。可以看出，由于注入方波信号的原因高频电流差值分量是正负交替变化的。因此，可以利用所注入的方波电压信号的符号对高频电流差值进行调制，得到高频电流包络分量并表示为：

步骤3：将步骤2中得到的高频电流包络分量作为锁相环的输入信号，得到位置误差信号ε₃；

高频电流包络分量中包含了转子位置信息，并用来作为转子位置估计锁相环的输入。即将高频电流包络分量分别乘以锁相环输出的位置角的正弦值和余弦值后相减，得到位置误差信号并表示为：

步骤4：步骤3中的位置误差信号经过PI控制器得到三次谐波空间中的估计转速，再经过积分器得到三次谐波空间中的估计位置角。由于三次谐波空间坐标系的旋转速度是基波空间的3倍，而本发明所提出的控制策略追踪的是五相IPMSM三次谐波空间中的位置信息，因此锁相环输出的估计转速和估计位置角为电机实测转速和实际位置角的3倍，即为

和

步骤5：将步骤4中的估计转速除以3，作为控制系统的反馈转速。同样，三次谐波空间中的估计位置角，除了参与锁相环中位置误差信号的计算，在作为反馈位置角时，同样需要除以3之后，再参与坐标变换。由于本发明采用的矢量控制方式中，将基波空间给定电流i_d1 ^*、三次谐波空间给定电流i_d3 ^*和i_q3 ^*都控为0，且三次谐波空间的磁链幅值ψ_m3远小于基波空间的磁链幅值ψ_m1，因此本发明在三次谐波空间采用的信号注入法所引起的转矩脉动也要远小于基波空间算法。

图1给出了基于高频信号注入法的无位置传感器控制整体框图，其中的高频电压信号注入位置和无位置传感器控制模块结构分别如图3和图4所示。图5给出了位置角的仿真波形图，可以看出在实际位置角θ_e转过一个周期的时间内，从三次谐波空间获取的估计位置角

呈现出三个周期的变化，这与之前的分析一致。为了方便比较转子位置信息估计的精度，之后的关于估计转速和位置角的仿真和实验结果都将除以3。比较结果如图5(b)和图5(c)所示，可以发现除以3之后的位置角与实际位置角高度重合，且它们之间的位置角误差小于0.1rad。图6(a)和图6(b)分别给出了使用传统高频正弦信号注入法和本发明所提出的在三次谐波空间应用的高频方波注入法的位置估计结果。可以看出，传统高频正弦信号注入法由于使用了低通滤波器，在实际位置角和估计位置角之间存在明显的角度误差，最大误差为0.5rad。然而，采用本发明所提出的在三次谐波空间应用的高频方波注入法时，估计位置角能够很好地跟踪实际位置角，且位置角误差始终保持在0.2rad以内，估计精度大大提升。图7和图8分别给出了变速和变负载的实验结果，可以看出，位置角误差具有较小脉动，且其稳态值保持在0.2rad以内。可见本发明所提算法具有良好的估计精度和动态性能。图9(a)和图9(b)分别给出了在基波空间和三次谐波空间采用本发明所提方法的电流和转矩波形。可以看出，在三次谐波空间采用的信号注入法所产生的的转矩脉动明显小于基波空间注入法。

综上，本发明的一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法。将高频方波电压信号注入到五相IPMSM的三次谐波空间，感应出的高频电流分量包含转子位置信息。将高频电流进行离散化处理和符号调制，通过锁相环可以得到估计的转速和位置角，并用作控制系统的反馈量。同传统三相电机的无位置传感器控制策略相比，本发明将基于高频信号注入法的无位置传感器控制策略拓展到了五相IPMSM，并在其三次谐波空间进行转子位置的估计。此外，本发明避免了传统高频正弦信号注入法中的低通滤波器的使用，估计精度和系统稳定性得到明显提升。与基波注入策略相比，本发明可以有效降低由于信号注入引起的转矩脉动。仿真和实验结果验证了本发明可以实现五相IPMSM控制系统的无位置传感器运行。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法，其步骤如下：

步骤1：将高频方波电压信号注入到五相IPMSM的三次谐波空间，通过电流传感器获得电机的相电流i_a,i_b,i_c,i_d,i_e，根据Clarke变换得到三次谐波空间中两相静止坐标系下的电流i_α3和i_β3，再通过带通滤波器获取高频电流分量i_αh3和i_βh3；

步骤2：对步骤1中得到的高频电流分量进行离散化处理，得到相邻采样时刻的高频电流差值分量Δi_αh3和Δi_βh3，再对该差值进行符号调制得到高频电流包络分量Δi_cos3和Δi_sin3；

步骤3：将步骤2中得到的高频电流包络分量作为锁相环的输入信号，得到位置误差信号ε₃；

步骤4：将步骤3中的位置误差信号分别通过PI控制器和积分器，可以得到电机的估计转速和估计位置角信息；

步骤5：将步骤4中得到的估计转速除以3之后作为系统的反馈转速，估计位置角参与锁相环中位置误差信号的计算，估计位置角除以3之后参与坐标变换。采用将基波空间给定电流i_d1 ^*、三次谐波空间给定电流i_d3 ^*和i_q3 ^*都控为0的矢量控制方式，实现五相IPMSM的无位置传感器控制并有效降低其运行时的转矩脉动。

2.根据权利要求1所述的一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤1中的五相IPMSM的数学模型为：

其中，u_d1、u_q1、i_d1、i_q1、L_d1、L_q1、ψ_m1和u_d3、u_q3、i_d3、i_q3、L_d3、L_q3、ψ_m3分别为基波空间和三次谐波空间中的定子电压、电流、电感和磁链幅值；

如果电机运行在零速或者低速区域且注入的信号频率足够高，则电机中的反电势、旋转压降、电阻压降等成分的含量就会很小且可以被忽略不计，因此，电机在三次谐波空间的高频数学模型可以表示为：

其中，u_dh3、u_qh3和i_dh3、i_qh3分别为三次谐波空间的高频电压和高频电流；

在三次谐波空间中注入的高频方波电压信号可以表示为：

其中，U_h和T分别为高频方波电压信号的幅值和周期；为避免坐标变换和简化控制系统结构，本发明采用三次谐波空间中静止坐标系下的高频电流i_αh3和i_βh3来进行电机转子位置的估计，其电流微分表达式为：

其中，θ_e表示实际位置角，

表示估计位置角，两者之差表示为Δθ_e，L_avg3和L_dif3分别为三次谐波空间中的平均电感和差值电感，L_avg3＝(L_d3+L_q3)/2，L_dif3＝(L_d3–L_q3)/2。

3.根据权利要求1所述的一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤2中的高频电流分量经过延时环节进行离散化处理，得到的相邻采样时刻的高频电流差值分量表示为：

其中，“Δ”表示采样时刻的当前值与先前值之差。可以看出，由于注入方波信号的原因，高频电流差值分量是正负交替变化的；因此，可以利用所注入的方波电压信号的符号对高频电流差值进行调制，得到高频电流包络分量并表示为：

4.根据权利要求3所述的一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤3中的高频电流包络分量中包含了转子位置信息，并用来作为转子位置估计锁相环的输入；即将高频电流包络分量分别乘以锁相环输出的位置角的正弦值和余弦值后相减，得到位置误差信号并表示为：

其中，k为系数。

5.根据权利要求1所述的一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤4中的位置误差信号经过PI控制器得到三次谐波空间中的估计转速，再经过积分器得到三次谐波空间中的估计位置角；由于三次谐波空间坐标系的旋转速度是基波空间的3倍，而本发明所提出的控制策略追踪的是五相IPMSM三次谐波空间中的位置信息，因此锁相环输出的估计转速和估计位置角为电机实测转速和实际位置角的3倍，即为

和

6.根据权利要求1和5所述的一种基于三次谐波空间高频方波信号注入的五相IPMSM无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤5中的估计转速除以3，作为控制系统的反馈转速；同样，三次谐波空间中的估计位置角，除了参与锁相环中位置误差信号的计算，在作为反馈位置角时，同样需要除以3之后，再参与坐标变换；由于采用的矢量控制方式中，将基波空间给定电流i_d1 ^*、三次谐波空间给定电流i_d3 ^*和i_q3 ^*都控为0，且三次谐波空间的磁链幅值ψ_m3远小于基波空间的磁链幅值ψ_m1，因此在三次谐波空间采用的信号注入法所引起的转矩脉动也要远小于基波空间算法。

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