CN112713837A - 三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，为了有效判断出转子N极中心线所处的轴线，将基波平面上的十个长矢量依次施加到定子绕组上；选择出相角互差108°的十对电压矢量，借助转子静止时的电压平衡方程计算出十个转子N极中心线位置角值；判别出十个转子N极中心线位置角值所处空间5个预划分区域最多的区间号；根据区间号和估计的转子位置角，确定出基波平面为长矢量、3次谐波平面为短矢量的逆变器开关组合及其反向开关组合分别作用于电机，根据两种开关组合作用引起的电流响应判别出转子N极方向；根据区间号及转子N极方向，确定出最终的N极中心线位置角。

Description

三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法

技术领域

本发明属于电机控制技术技术领域，尤其涉及一种三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法。

背景技术

与三相电机相比，五相永磁同步电机有许多突出优点，目前发展较为迅速。它具有效率高、多自由度控制等优点，在轨道交通、军事装备、航空航天等领域得到广泛应用。为了进一步提高五相永磁同步电机驱动系统的负载能力，可以将五相永磁同步电机气隙磁场人为设计为具有较高3次谐波占比的梯形波形状，这样定子相绕组反电动势也呈现出含有较高3次谐波占比的梯形波形状；利用变换器同时向相绕组注入基波电流和3次谐波电流，可以获得比基波产生转矩更高的电磁转矩输出。在控制上，可以借助于多相电机多平面分解理论，将五相电机映射到基波平面和3次谐波平面进行解耦控制，变换器的相同开关组合在两个平面上对应不同方向及幅值的电压矢量，传统的三相永磁同步电机控制策略无法直接应用于该种五相永磁同步电机上。

为了实现上述五相永磁同步电机的高负载能力的启动，必须预先知道转子永磁体的初始位置(即转子N极中心线的位置)。若五相永磁同步电机气隙磁场为正弦波，则可以在五相绕组中流过合适的电流矢量将转子N极中心线强行定位到一个已知方向上；但对于梯形波的气隙磁场五相永磁同步电机转子N极中心线附近一定角度范围内均是平衡位置，导致无法采用绕组通电流矢量将转子N极中心线定位到预定的已知方向上。如何解决气隙磁场含有较高3次谐波占比梯形波形状的五相永磁同步电机初始位置估计是一个期待解决的科学问题。

发明内容

为了避免现有技术的不足之处，本发明为了解决气隙磁场3次谐波占比高的五相永磁同步电机转子N极中心线附近多个平衡点带来转子初始位置估计难题，提出一种三次气隙磁场高含量的五相永磁同步电机转子初始位置估计方法。为了有效判断出转子N极中心线所处的轴线，将基波平面上的十个长矢量依次施加到定子绕组上；选择出相角互差108°的十对电压矢量，借助转子静止时的电压平衡方程计算出十个转子N极中心线位置角值；判别出十个转子N极中心线位置角值所处空间5个预划分区域最多的区间号；根据区间号和估计的转子位置角，确定出基波平面为长矢量、3次谐波平面为短矢量的逆变器开关组合及其反向开关组合分别作用于电机，根据两种开关组合作用引起的电流响应判别出转子N极方向；根据区间号及转子N极方向，确定出最终的N极中心线位置角。

本发明具体采用以下技术方案：

一种三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：将基波平面上的十个长矢量依次施加到定子绕组上；

步骤S2：选择出相角互差108°的十对电压矢量，借助转子静止时的电压平衡方程计算出十个转子N极中心线位置角值；

步骤S3：判别出十个转子N极中心线位置角值所处空间5个预划分区域最多的区间号；

步骤S4：根据区间号和估计的转子位置角，确定出基波平面为长矢量、3次谐波平面为短矢量的逆变器开关组合及其反向开关组合：分别作用于电机，根据两种开关组合作用引起的电流响应判别出转子N极方向；

步骤S5：根据区间号及转子N极方向，确定出最终的N极中心线位置角，从而获得转子N极中心线所处的轴线位置。

优选地，在步骤S1中，依次向逆变器输出开关矢量表中的10个电压矢量，每个矢量施加时间为T，单个矢量施加完成后，等待电流降为零再施加下一个矢量；在每个电压矢量施加结束时采样五相绕组电压、电流信息，通过T₅变换得到十对电压、电流矢量的基波分量；

在步骤S2中，十个矢量施加完成后，将得到的十组电压、电流矢量进行两两组合成一对，每对组合中的两个电压矢量相位角互差108°，计算出10个N极中心线位置角值；

在步骤S3中，根据计算得到的角度和预先设定的扇区划分，判断所落预划分扇区最多的扇区号n；

在步骤S4中，根据扇区号n和计算的N极中心线位置角，从N极方向判断开关组合表中选择出一组开关组合，依次施加这两个开关状态，每个开关状态施加时间为T_NS，且T_NS>T；在每个开关状态施加完成时采样五相电流，使用T₅矩阵变换到静止坐标系，取基波平面分量，得到两个电流矢量，根据这两个电流矢量的幅值判断N极方向；

在步骤S5中，根据N极方向、扇区号n和计算的10个N极中心线位置角，判别出最终的转子初始位置θ₀。

优选地，应用的驱动系统包括：三相不可控整流电路、滤波大电容、五相逆变器、直流母线电压检测电路、五相绕组电流检测电路、隔离驱动电路、五相永磁同步电机、DSP、人机交互界面实现：所述逆变器的功率管采用IGBT或MOSFET；所述五相绕组电流检测电路由霍尔电流传感器、运算放大电路构成，输出信号输入到DSP中；所述直流母线电压检测电路由霍尔电压传感器和运算放大电路构成，输出信号输入到DSP中；所述DSP根据检测到的信号和三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，确定需要输出的开关管的控制信号S_A～S_E，之后经由隔离驱动电路控制逆变器中的功率开关管动作。

优选地，步骤S1的具体过程包括：

在电机绕组电流为零时，向电机定子绕组施加电压矢量，施加时间为T，在T时刻记录五相电流响应值，即电流响应峰值，利用T₅变换矩阵将施加的电压和测得的电流变换到两相静止坐标系，取其基波分量，由此得到电压矢量基波分量

及其对应电流响应峰值的基波分量

通过以上方法向电机依次注入在基波平面为长矢量的十个基本电压矢量，得到十组电压、电流值

其中i∈[1,10]。

优选地，步骤S2的具体过程包括：

将步骤S1中的十组电压、电流矢量两两组成一对

共组成十对，每对中的两个电压矢量

和

的相位角互差108°；将每对电压矢量及其对应的电流矢量代入下式计算出十个转子初始位置角θ₁～θ₁₀；

其中L₁为基波平面α轴自感，L₂为基波平面α与β轴互感。

优选地，步骤S3的具体过程包括：

在步骤S3中，根据以基波平面α轴为对称轴的十等分扇区划分，判断计算出的十个位置角所落预划分区域最多的扇区号n，及扇区n所对应的两个最优估计角度值，n扇区正半区和负半区对应的最优估计角度值分别记为θ₊和θ_-。

优选地，步骤S4的具体过程包括：

在步骤S4中，根据θ₊和θ_-的值，查N极方向判定电压矢量选择表得出两个用于N极正方向判断用的电压矢量，第一个矢量记为

第二个矢量记为

按照步骤S1的方法，向电机施加第一个矢量

和第二个矢量

施加时间为T_NS,且T_NS＞T，得到两个电流矢量幅值

和

如果

则确定N极中心线位于n扇区的正半区；反之则位于n扇区的负半区。

优选地，步骤S5的具体过程包括：从开关矢量表中唯一地确定出一个最优估计转子位置角；如果该位置角不在对应扇区的角度范围，则对其进行增加180°的操作，调整至对应扇区角度范围，并将调整后的值作为最终估计位置角θ₀。

与现有技术相比，本发明及其优选方案同现有的类似转子初始位置估计方法相比较，具有以下突出的发明优势：

(1)本发明方法考虑了五相永磁同步电机气隙磁场非正弦特性，特别是气隙磁场含有较高占比的3次谐波一类五相永磁同步电机，解决了转子N极中心线附近多个平衡点对转子初始位置估计造成的困难，提高了转子初始位置估计的精度；

(2)本发明方法采用逆变器输出的10对、夹角108°的电压矢量判断转子N极中心线所处轴线，增强了转子初始位置估计的精度及速度；

(3)本发明方法采用基波平面长矢量、3次谐波平面短矢量判别转子N极方向，实现基波平面电枢反应极性与3次谐波平面电枢反应极性相反，合成电枢磁场为尖顶波，使得转子N极中心线处气隙磁场有效增磁或弱磁，从而提高了转子N极方向的灵敏度。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：

图1为本发明实施例转子初始位置角估计结构示意图；

图2为本发明实施例驱动系统硬件结构示意图；

图3为本发明实施例坐标系定义示意图；

图4为本发明实施例A相绕组电压及其电流响应示意图；

图5为本发明实施例基本电压矢量示意图；

图6为本发明实施例注入的电压矢量及扇区划分示意图；

图7为本发明实施例铁芯B-H曲线示意图；

图8为本发明实施例最优估计电压矢量对选示意图；

图9为本发明实施例气隙磁场和电枢磁场的空间分布示意图。

具体实施方式

为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下：

本实施例提供了一种三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法包括以下步骤：

步骤S1：将基波平面上的十个长矢量依次施加到定子绕组上；

步骤S2：选择出相角互差108°的十对电压矢量，借助转子静止时的电压平衡方程计算出十个转子N极中心线位置角值；

步骤S3：判别出十个转子N极中心线位置角值所处空间5个预划分区域最多的区间号；

步骤S4：根据区间号和估计的转子位置角，确定出基波平面为长矢量、3次谐波平面为短矢量的逆变器开关组合及其反向开关组合：分别作用于电机，根据两种开关组合作用引起的电流响应判别出转子N极方向；

步骤S5：根据区间号及转子N极方向，确定出最终的N极中心线位置角，从而获得转子N极中心线所处的轴线位置。

如图1所示，首先将开关S₁闭合到触点1，依次向逆变器输出表中的10个电压矢量，每个矢量施加时间为T，单个矢量施加完成后，等待电流降为零再施加下一个矢量；在每个电压矢量施加结束时采样五相绕组电压、电流信息，通过T₅变换得到十对电压、电流矢量的基波分量。十个矢量施加完成后，断开开关S₁，闭合开关S₂，将得到的十组电压、电流矢量进行两两组合成一对，每对组合中的两个电压矢量相位角互差108°，计算出10个N极中心线位置角。根据计算得到的角度和预先设定的扇区划分，判断所落预划分扇区最多的扇区号n。根据扇区号n和计算的N极中心线位置角，从N极方向判断开关组合表中选择出一组开关组合，将开关S₁闭合到触点2，依次施加这两个开关状态，每个开关状态施加时间为T_NS，且T_NS>T。在每个开关状态施加完成时采样五相电流，使用T₅矩阵变换到静止坐标系，取基波平面分量，得到两个电流矢量，根据这两个电流矢量的幅值判断N极方向。最后根据N极方向、扇区号n和计算的10个N极中心线位置角，判别出最终的转子初始位置θ₀。

具体地，在步骤S1中，依次向逆变器输出开关矢量表中的10个电压矢量，每个矢量施加时间为T，单个矢量施加完成后，等待电流降为零再施加下一个矢量；在每个电压矢量施加结束时采样五相绕组电压、电流信息，通过T₅变换得到十对电压、电流矢量的基波分量；

步骤S1的具体过程包括：

在电机绕组电流为零时，向电机定子绕组施加电压矢量，施加时间为T，在T时刻记录五相电流响应值，即电流响应峰值，利用T₅变换矩阵将施加的电压和测得的电流变换到两相静止坐标系，取其基波分量，由此得到电压矢量基波分量

及其对应电流响应峰值的基波分量

通过以上方法向电机依次注入在基波平面为长矢量的十个基本电压矢量，得到十组电压、电流值

其中i∈[1,10]。

在步骤S2中，十个矢量施加完成后，将得到的十组电压、电流矢量进行两两组合成一对，每对组合中的两个电压矢量相位角互差108°，计算出10个N极中心线位置角值；

步骤S2的具体过程包括：

将步骤S1中的十组电压、电流矢量两两组成一对

共组成十对，每对中的两个电压矢量

和

的相位角互差108°；将每对电压矢量及其对应的电流矢量代入下式计算出十个转子初始位置角θ₁～θ₁₀；

在步骤S3中，根据计算得到的角度和预先设定的扇区划分，判断所落预划分扇区最多的扇区号n；

步骤S3的具体过程包括：

在步骤S3中，根据以基波平面α轴为对称轴的十等分扇区划分，判断计算出的十个位置角所落预划分区域最多的扇区号n，及扇区n所对应的两个最优估计角度值，n扇区正半区和负半区对应的最优估计角度值分别记为θ₊和θ_-。

在步骤S4中，根据扇区号n和计算的N极中心线位置角，从N极方向判断开关组合表中选择出一组开关组合，依次施加这两个开关状态，每个开关状态施加时间为T_NS，且T_NS>T；在每个开关状态施加完成时采样五相电流，使用T₅矩阵变换到静止坐标系，取基波平面分量，得到两个电流矢量，根据这两个电流矢量的幅值判断N极方向；

步骤S4的具体过程包括：

在步骤S4中，根据θ₊和θ_-的值，查N极方向判定电压矢量选择表得出两个用于N极正方向判断用的电压矢量，第一个矢量记为

第二个矢量记为

按照步骤S1的方法，向电机施加第一个矢量

和第二个矢量

施加时间为T_NS,且T_NS＞T，得到两个电流矢量幅值

和

如果

则确定N极中心线位于n扇区的正半区；反之则位于n扇区的负半区。

在步骤S5中，根据N极方向、扇区号n和计算的10个N极中心线位置角，判别出最终的转子初始位置θ₀。

步骤S5的具体过程包括：从开关矢量表中唯一地确定出一个最优估计转子位置角；如果该位置角不在对应扇区的角度范围，则对其进行增加180°的操作，调整至对应扇区角度范围，并将调整后的值作为最终估计位置角θ₀。

本发明的实施驱动系统硬件结构范例如图2所示。包括：三相不可控整流电路、滤波大电容、五相逆变器、直流母线电压检测电路、五相绕组电流检测电路、隔离驱动电路、五相永磁同步电机、DSP、人机交互界面等。逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET。五相绕组电流检测电路由霍尔电流传感器、运算放大电路构成，输出信号输入到DSP中。直流母线电压检测电路由霍尔电压传感器和运算放大电路构成，输出信号也输入到DSP中。DSP根据检测到的信号和本发明的控制算法，确定需要输出的开关管的控制信号S_A～S_E，之后经由隔离驱动电路控制逆变器中的功率开关管动作。

以下对本实施例的基本原理叙述如下：

图3为实现机电能量转换的基波和3次谐波坐标系定义。α₁β₁、α₃β₃分别为基波、3次谐波静止坐标系；d₁q₁、d₃q₃分别为基波、3次谐波转子同步旋转坐标系；A～E为五相永磁同步电机各相绕组轴线；θ_r1、θ_r3分别为基波和3次谐波平面的d轴与α轴之间夹角，且θ_r3＝3θ_r1，在后文中令θ_r1＝θ，θ为转子位置角。此外，系统还有1个不参与机电能量转换的零序，称为零序平面。

通过公式1所示的T₅变换矩阵，可以将A～E五相自然坐标系下的方程变换到两相静止坐标系。

电机静止时，在两相静止坐标系下的方程表示为：

其中：

u_α1、u_β1分别为基波平面α、β轴电压；u_α3、u_β3分别为3次谐波平面α、β轴电压；i_α1、i_β1分别为基波平面α、β轴电流；i_α3i_β3分别为3次谐波平面α、β轴电流；L_d1、L_q1分别为基波平面d轴和q轴电感，L_d3、L_q3分别为3次谐波平面d₃轴和q₃轴电感。由公式2可知，基波平面和3次谐波平面完全解耦，因此计算过程只使用基波平面公式。基波平面的电压电流公式为：

当向电机绕组注入时间极短的脉冲电压矢量时，公式4中电流微分可以表示为：

其中i_m为电流响应的峰值。

如图4所示，0时刻电机绕组电流为零，向电机注入恒定的有效电压矢量，电流开始上升，T时刻时撤去该电压矢量，即施加零矢量。记录T时刻的五相绕组电流值i_A～i_E，即电流响应的峰值，使用T₅变换矩阵将其变换到两相静止坐标系下：

取基波平面分量，令

同时，注入的有效电压矢量在基波平面的分量为

按上述方式向电机依次施加两个电压矢量，两个电压矢量施加的时间同为T，施加第一个电压矢量后，等待电流降为零，再施加第二个电压矢量。由此可以得到两组电压及其电流响应的值，即

和

则可从公式4推出：

其中，u_{α1_1}、u_{β1_1}分别为第一次施加的电压矢量在α₁、β₁轴的分量，i_{α1_1}、i_{β1_1}分别为第一次施加电压得到的电流响应峰值在α₁、β₁轴的分量；u_{α1_2}、u_{β1_2}分别为第二次施加的电压矢量在α₁、β₁轴的分量，i_{α1_2}、i_{β1_2}分别为第二次施加电压得到的电流响应峰值在α₁、β₁轴的分量。如果两个电压矢量线性无关，则其对应的电流矢量也线性无关，进一步将公式7整理为：

其中，L₁＝L₁₁+L₂₁cos2θ_r为基波平面α轴自感，L₂＝L₃＝L₂₁sin2θ_r为基波平面α与β轴轴互感，L₄＝L₁₁-L₂₁cos2θ_r为基波平面β轴自感。由电感矩阵计算得：

转子位置可由下四象限反正切函数计算：

逆变器死区电压会造成输入电压的畸变，为了降低死区电压对转子位置估计精度的影响，本发明充分利用五相逆变器基本电压矢量多的特点，只注入基本电压矢量。基本电压矢量在基波平面和3次谐波平面的矢量图如图5所示，根据逆变器五相桥臂开关状态的不同，对电压矢量进行编号，S＝1表示上桥臂导通，下桥臂关断，S＝0表示上桥臂关断，下桥臂导通，S_aS_bS_cS_dS_e＝00000～11111(矢量编号：0～31)，共32个，其中两个为零矢量。25、24、28、12、14、6、7、3、19、17矢量在基波平面为长矢量，在3次谐波平面为短矢量。为了减少3次谐波分量对估计精度的影响，本发明选择了上述10个基波平面长矢量施加于电机绕组。

为表述方便，使用编号①-⑩分别表示25、24、28、12、14、6、7、3、19、17这十个基本电压矢量。向电机依次施加这10个电压矢量，每个矢量施加时间为T，记录T时刻的电流值，单个电压施加完成后等待电流降为零，再施加下一个电压矢量。这样就得到10组电压、电流值。图6为依次注入的10个电压矢量图，每次计算转子位置角需要两个电压矢量，按(①，④)、(②，⑤)、(③，⑥)、(④，⑦)、(⑤，⑧)、(⑥，⑨)、(⑦，⑩)、(⑧、①)、(⑨，②)、(⑩、③)组成10对电压矢量，即两个电压矢量互差108°，使用公式(10)计算出10个转子位置角，分别为θ₀～θ₁₀。并根据计算出的转子位置角判断所落预划分扇区最多的扇区号n，该扇区即为N极中心线所在的扇区，扇区的划分如图6所示。

铁芯的磁化曲线如图7所示，OA段为线性区，当磁场强度H较大时，铁芯处于饱和状态，呈现非线性磁化特性，使电感减小。由于永磁体的存在，转子d轴方向磁场处于轻微饱和状态，因此向d轴注入正向电流时会增加铁芯饱和程度，使电感减小。这样将会使公式(10)计算出的转子N极中心线位置有误差。考虑到铁芯的非线性磁化特性，用于转子位置估计的一对电压矢量应沿d轴反方向，且尽量关于d轴对称，这样计算出的转子位置角精度才比较高。如图8所示，Ⅰ到Ⅴ每个扇区又可以进一步划分为正负两个扇区，若实际N极中心线位置处于Ⅰ₊区，则(⑤，⑧)电压矢量对计算出的转子位置角精度最高。因此上文所述10对电压矢量计算出的θ₀～θ₁₀的精度不完全相同，需要根据判断出的扇区号进一步选择精度最高的估计角度值。每个扇区的最优估计电压矢量对如表1所示。因为电感变化频率为两倍转子旋转频率，所以当N极中心线位置处于互差180°的两个位置时，公式(10)计算出的N极中心线位置是相同的。这样就只能确定出两个待选的最优电压矢量对及其对应的N极中心线位置估计值，如表1所示，n扇区的正、负扇区对应最优估计位置角分别表示为θ₊和θ_-。

表1最优电压矢量对和最优估计位置角选择

如图9所示，为了提高转矩密度，五相永磁同步电机气隙磁场可以设计为含有较高三次谐波含量的形式，其气隙磁密由基波和三次谐波叠加而成。五相逆变器的基本电压矢量也可以分解到基波平面和3次谐波平面，产生基波电压和3次谐波电压。沿转子N极中心线注入基本电压矢量时，若该电压矢量在基波平面的分量为长矢量或短矢量，则电枢磁场为尖顶波；若该电压矢量在基波平面的分量为中矢量，则电枢磁场为平顶波。尖顶波电枢磁场和梯形波电枢磁场如图9所示。

由于铁芯的非线性磁化特性，当N极中心线磁场增强时，铁芯饱和，电感减小；反之，则电感不会减小。向N极中心线施加幅值相等，方向相反的电压矢量，两个电压矢量施加时间相同。对比两个电流响应的幅值，电流响应幅值较大的电压矢量的方向即为转子N极所在方向。为了提高N极中心线磁场饱和程度，希望电枢磁场为尖顶波，因此进行极性判断时应该注入能产生尖顶波电枢磁场的电压矢量，即在基波平面为长矢量或短矢量的基本电压矢量。同时为了让基波分量的占比更大，选择注入在基波平面为长矢量的基本电压矢量。根据之前选出的两个最优估计位置角的平均值，选择最靠近N极中心线所在位置的正反两个电压矢量，用于N极方向判定，如表2所示，一个矢量记为

第二个矢量记为

表2 N极方向判定电压矢量选择

估计的转子位置角/(°)	第一个矢量	第二个矢量
			342-18,172-198	①	⑥
18-54,198-234	②	⑦
			54-90,234-190	③	⑧
90-126,190-226	④	⑨
			126-172,	⑤	⑩

向电机依次施加根据表2选出的两个电压矢量，施加时间都为T_NS，应有T_NS＞T。比较两个电压矢量对应电流响应的幅值，电流响应的幅值较大的电压矢量所在的方向，即为转子N极正方的大致区域。结合已经判断出的扇区号，即可确定出N极中心线位置角是落在该扇区的正半区还是负半区。再查询表1，确定出一个唯一的精度最高的估计角度值。如果该位置角不在对应扇区的角度范围，则对其进行增加180°的操作，调整至对应扇区角度范围，并将调整后的值作为最终估计位置角θ₀。

本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。

Claims (8)

1.一种三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：将基波平面上的十个长矢量依次施加到定子绕组上；

步骤S2：选择出相角互差108°的十对电压矢量，借助转子静止时的电压平衡方程计算出十个转子N极中心线位置角值；

步骤S3：判别出十个转子N极中心线位置角值所处空间5个预划分区域最多的区间号；

步骤S4：根据区间号和估计的转子位置角，确定出基波平面为长矢量、3次谐波平面为短矢量的逆变器开关组合及其反向开关组合：分别作用于电机，根据两种开关组合作用引起的电流响应判别出转子N极方向；

步骤S5：根据区间号及转子N极方向，确定出最终的N极中心线位置角，从而获得转子N极中心线所处的轴线位置。

2.根据权利要求1所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：在步骤S1中，依次向逆变器输出开关矢量表中的10个电压矢量，每个矢量施加时间为T，单个矢量施加完成后，等待电流降为零再施加下一个矢量；在每个电压矢量施加结束时采样五相绕组电压、电流信息，通过T₅变换得到十对电压、电流矢量的基波分量；

在步骤S2中，十个矢量施加完成后，将得到的十组电压、电流矢量进行两两组合成一对，每对组合中的两个电压矢量相位角互差108°，计算出10个N极中心线位置角值；

在步骤S3中，根据计算得到的角度和预先设定的扇区划分，判断所落预划分扇区最多的扇区号n；

在步骤S4中，根据扇区号n和计算的N极中心线位置角，从N极方向判断开关组合表中选择出一组开关组合，依次施加这两个开关状态，每个开关状态施加时间为T_NS，且T_NS>T；在每个开关状态施加完成时采样五相电流，使用T₅矩阵变换到静止坐标系，取基波平面分量，得到两个电流矢量，根据这两个电流矢量的幅值判断N极方向；

在步骤S5中，根据N极方向、扇区号n和计算的10个N极中心线位置角，判别出最终的转子初始位置θ₀。

3.根据权利要求1或2所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：应用的驱动系统包括：三相不可控整流电路、滤波大电容、五相逆变器、直流母线电压检测电路、五相绕组电流检测电路、隔离驱动电路、五相永磁同步电机、DSP、人机交互界面实现：所述逆变器的功率管采用IGBT或MOSFET；所述五相绕组电流检测电路由霍尔电流传感器、运算放大电路构成，输出信号输入到DSP中；所述直流母线电压检测电路由霍尔电压传感器和运算放大电路构成，输出信号输入到DSP中；所述DSP根据检测到的信号和三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，确定需要输出的开关管的控制信号S_A～S_E，之后经由隔离驱动电路控制逆变器中的功率开关管动作。

4.根据权利要求2所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：步骤S1的具体过程包括：

在电机绕组电流为零时，向电机定子绕组施加电压矢量，施加时间为T，在T时刻记录五相电流响应值，即电流响应峰值，利用T₅变换矩阵将施加的电压和测得的电流变换到两相静止坐标系，取其基波分量，由此得到电压矢量基波分量

及其对应电流响应峰值的基波分量

通过以上方法向电机依次注入在基波平面为长矢量的十个基本电压矢量，得到十组电压、电流值

其中i∈[1,10]。

5.根据权利要求4所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：步骤S2的具体过程包括：

将步骤S1中的十组电压、电流矢量两两组成一对

共组成十对，每对中的两个电压矢量

和

的相位角互差108°；将每对电压矢量及其对应的电流矢量代入下式计算出十个转子初始位置角θ₁～θ₁₀；

其中L₁为基波平面α轴自感，L₂为基波平面α与β轴互感。

6.根据权利要求5所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：步骤S3的具体过程包括：

在步骤S3中，根据以基波平面α轴为对称轴的十等分扇区划分，判断计算出的十个位置角所落预划分区域最多的扇区号n，及扇区n所对应的两个最优估计角度值，n扇区正半区和负半区对应的最优估计角度值分别记为θ₊和θ_-。

7.根据权利要求6所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：步骤S4的具体过程包括：

在步骤S4中，根据θ₊和θ_-的值，查N极方向判定电压矢量选择表得出两个用于N极正方向判断用的电压矢量，第一个矢量记为

第二个矢量记为

按照步骤S1的方法，向电机施加第一个矢量

和第二个矢量

施加时间为T_NS,且T_NS＞T，得到两个电流矢量幅值

和

如果

则确定N极中心线位于n扇区的正半区；反之则位于n扇区的负半区。

8.根据权利要求7所述的三次气隙磁场高含量五相永磁电机转子初始位置估计方法，其特征在于：步骤S5的具体过程包括：从开关矢量表中唯一地确定出一个最优估计转子位置角；如果该位置角不在对应扇区的角度范围，则对其进行增加180°的操作，调整至对应扇区角度范围，并将调整后的值作为最终估计位置角θ₀。

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