CN111356264A - 负载旁路压摆控制技术 - Google Patents

负载旁路压摆控制技术 Download PDF

Info

Publication number
CN111356264A
CN111356264A CN201911146961.2A CN201911146961A CN111356264A CN 111356264 A CN111356264 A CN 111356264A CN 201911146961 A CN201911146961 A CN 201911146961A CN 111356264 A CN111356264 A CN 111356264A
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
current
bypass
control node
slew rate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201911146961.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111356264B (zh
Inventor
埃里克·斯蒂芬·扬
齐昕
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Analog Equipment International Co ltd
Original Assignee
Analog Equipment International Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Analog Equipment International Co ltd filed Critical Analog Equipment International Co ltd
Publication of CN111356264A publication Critical patent/CN111356264A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111356264B publication Critical patent/CN111356264B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/10—Controlling the intensity of the light
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/267—Current mirrors using both bipolar and field-effect technology
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/32—Pulse-control circuits
    • H05B45/325—Pulse-width modulation [PWM]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/395—Linear regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/50—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED] responsive to malfunctions or undesirable behaviour of LEDs; responsive to LED life; Protective circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

提供用于集成压摆率控制电路的技术。在某些例子中，用于旁路晶体管的可调节的集成压摆率控制电路可以提供三十年的可调性。在例子中，压摆率控制电路可包括负载旁路晶体管、电耦合在负载旁路晶体管的导通节点和负载旁路晶体管的控制节点之间的压摆率控制电容器、和电流镜电路。电流镜电路可以包括与压摆率控制电容器和控制节点串联电耦合的感测晶体管、以及镜像晶体管，所述镜像晶体管电耦合在电源和控制节点之间，以选择性地向所述控制节点或从所述控制节点提供分流电流，该分流电流绕过压摆率控制电容器以限制导通节点处的电压的压摆率。

Description

负载旁路压摆控制技术
相关申请的交叉引用
本申请要求2018年12月20日提交的、申请号为16/227,988的、名称为“负载旁路压摆控制技术”美国专利申请的优先权，出于所有目的通过引用将其整体合并于此。
技术领域
本公开讨论负载电流控制技术，更特别地讨论负载旁路晶体管的压摆率控制技术。
背景技术
负载旁路切换是一种将旁路开关与负载并联放置、使得电流(即功率)可以在负载周围分流而不会中断电流的技术。压摆率定义为旁路开关两端电压的时间变化率。负载旁路开关的实际用途是发光二极管(LED)的脉冲宽度调制调光。LED可以串联连接，以使每个LED中流过相同的电流，因此可以确保匹配的光输出。可以通过致动与一个或多个LED并联的开关来消散来自单个LED或多LED区段的光，以用于调光目的，从而将串联LED的该部分周围的电流转移。此技术的一个流行名称是矩阵LED调光。LED驱动器通常会调节流向LED的电流，而不是电压。当部分LED负载被旁路时，即使电流保持不变，整个负载上的电压也会改变。由于矩阵调光会产生电压阶跃，因此在某些情况下，在开关导通和关断过渡期间进行压摆率控制可以缓解光强波动，否则电压阶跃会产生这种波动。压摆率控制可以留出时间在LED灯串上对存储电容器进行充电和放电。对于产生不连续电流脉冲的开关模式DC/DC电源转换器，输出存储电容器可以过滤或平滑流向负载的电流。“升压”或升压转换器是一种DC/DC转换器，通常使用输出存储电容器。
由于旁路开关事件，LED以及其他类型的负载中电流的显着波动可能会导致电压或电流尖峰，从而可能破坏负载的运行，导致LED负载闪烁，或者可能由于电气原因损坏负载压力过大。在旁路开关应用中限制电压压摆率的常规技术可以在控制晶体管和旁路晶体管的开关节点(例如，漏极)之间增加积分电容器。该电容器通常被称为米勒电容器。另外，常规技术还以固定电流对双绞晶体管的栅极进行充电或放电。当插入晶体管处于开通或关断阈值时，电流可以开始通过米勒电容器流动，以抵消插接晶体管的控制电容器的充电或放电，从而提供取决于米勒电容器的电容值。
常规技术具有许多缺点。一个缺点是一旦设置了米勒电容器和控制电容器的充电电流，就不能调节压摆率。第二个缺点是即使控制路由器未处于开启或关闭阈值且没有提供旁路开关电压压摆率控制的优势，米勒电容器也会增加控制路由器上的总电容。当附加较小的充电和放电电流时，额外的电容可能会导致将控制路由器置于阈值电压的意外的长时间延迟。第三个缺点是对于包括升压型开关模式转换器的系统，要实现足够的压摆率控制，可接受的米勒电容可能不切实际地变大而成为片上集成电路元件，或者充电/放电电流不切实际地变小这样，充电/放电电流会被结漏电流所淹没。对于集成的米勒电容器，常规压摆率技术的实现通常将压摆率限制为5V/μs。较慢的压摆率通常需要使用分立的外部电容器。
发明内容
本发明提供一种设置为通过旁路晶体管的第一和第二导通节点耦合至负载的压摆率受控负载旁路电路，所述负载旁路电路包括：电容器，电耦合在所述旁路晶体管的第一导通节点和所述旁路晶体管的控制节点之间；以及电流镜电路，包括：第一晶体管，与所述电容器和所述控制节点串联电耦合；和第二晶体管，电耦合在电源和所述控制节点之间，以选择性地向所述控制节点或从所述控制节点提供电流，该电流绕过所述电容器以限制所述旁路晶体管的第一导通节点和第二导通节点两端的电压的压摆率。
本发明还提供一种控制负载旁路电路的电压压摆率的方法，该方法包括：对耦合在所述负载旁路电路的旁路晶体管的控制节点和第一导通节点之间的电容器进行充电或放电；使用耦合到所述旁路晶体管的控制节点的电流镜来缩放所述电容器的电流；使用耦合到所述电流镜的晶体管的控制节点的第一电流源设置所述电流镜的比例因子；和其中所述电流镜的比例因子被配置为放大所述电容器的电容效应并控制所述旁路晶体管的第一导通节点和第二导通节点两端的电压压摆率。
本发明还提供一种系统，包括：被配置为从电源接收电力的负载；和耦合到所述负载的电流旁路电路，所述电流旁路电路被配置为选择性地分流来自所述负载的电流，并且当分流的电流量改变时，控制所述负载处所述电流旁路电路两端的电压变化；其中所述电流旁路电路包括：负载旁路晶体管，包括第一和第二导通节点，被布置为与所述负载耦合，以及控制节点，用于控制所述第一和第二导通节点之间的导通；电容器，电耦合在所述负载旁路晶体管的所述第一导通节点和所述控制节点之间；和第一电流镜电路，包括与所述电容器和所述控制节点串联电耦合的第二晶体管、以及第三晶体管，所述第三晶体管电耦合在电源轨和所述控制节点之间，以选择性地向所述控制节点或从所述控制节点提供第一电流，该第一电流绕过所述电容器以限制所述第一和第二导通节点两端的电压的变化。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相似的数字可以在不同的视图中描述相似的组件。具有不同字母后缀的相似数字可以表示相似组件的不同实例。附图通过示例而非限制的方式大体上示出了本文档中讨论的各种实施例。
图1总体上示出了根据本主题的具有可调节的压摆率控制的示例旁路系统。
图2示出了示例性旁路晶体管电路，该示例性旁路晶体管电路包括示例性压摆率控制，该压摆率控制用于使旁路晶体管(MBP)从高阻抗状态转变为低阻抗状态，反之亦然。
图3总体上示出了示例性可调电流源，该示例性可调电流源用于提供可编程电流以设置图1和图2的示例性电路的控制节点偏移电压。
图4A和图4B以图形方式示出了根据本发明主题的使用压摆率控制电路可以实现的电压压摆率的范围。
图5示出了控制跨过被配置为选择性地从负载转移电流的旁路晶体管的导通节点两端的电压压摆率的示例方法。
具体实施方式
本发明人已经确定了压摆率控制技术，该压摆率控制技术允许可以在片上集成在小型集成压摆率控制电路中的小型电容器，并且可以像大得多的电容器那样工作。另外，当旁路晶体管工作在易于在相应负载上产生大电流变化以及随后大电压变化的区域中工作时，通过压摆率控制技术产生的放大电容效应就会显现出来。在其他时候，小电容器的未放大电容值可以控制旁路晶体管的导通节点两端的电压摆率。本技术可以为旁路晶体管的控制节点提供强的充电或放电电流，使得泄漏电流不会压倒压摆率控制。另外，压摆率可以很容易地调节。例如，本文所述的集成电路，可调的压摆率控制电路可以提供多达三十个的压摆率幅度范围(例如，从1V/1μs到1V/1000μs)，例如可以帮助适应具有不同带宽的不同DC/DC转换器功率级。
图1总体上示出了根据本主题的具有可调节的压摆率控制的示例旁路系统100。系统100可以包括旁路晶体管(MBP)、负载101、旁路控制开关102以及示例性的压摆率控制电路103。为了说明清楚，压摆率控制仅在旁路晶体管(MBP)的一个转变上实现。在某些示例中，负载101可以是几个串联设备的一部分，并且可以由第一电源电压(VD)(未示出)来提供。在一些示例中，负载101可以是单个设备。旁路控制开关102可以响应于外部信号并且可以控制旁路晶体管(MBP)的控制节点的逻辑状态。在一些示例中，外部信号可以是脉宽调制(PWM)信号。在示出的示例中，在第一状态下，旁路控制开关102可以将旁路晶体管(MBP)的栅极耦合到第二电源电压(VCC)以启用旁路晶体管(MBP)并转移来自负载101的电流。在第二状态下，旁路控制开关102可以将旁路晶体管(MBP)的栅极耦合到旁路晶体管(MBP)的导通节点，以禁用旁路晶体管(MBP)并允许电流流过负载101。然而，经由旁路控制开关102将旁路晶体管(MBP)转变为第二状态要经过旁路晶体管(MBP)的导通节点上的电压(VDS)的压摆率控制。
压摆率控制电路103可包括压摆率控制电容器(CM)、电流镜104、限流放电电阻器(RSINK)和电流源105。通常，当旁路控制开关102从第一状态转换到第二状态时，压摆率控制电路103限制了旁路晶体管(MBP)的控制节点放电的速率，因为旁路晶体管(MBP)的控制节点处的电压横穿了工作区域，在该区域中，旁路晶体管(MBP)的电阻跨负载101发生了很大变化。
在图1所示的示例中，旁路晶体管(MBP)可以包括NMOS型场效应晶体管，并且包括跨负载101耦合的控制节点或栅极以及第一和第二导通节点、源极和漏极。压摆率控制电容器(CM)可以经由电流镜104的感测晶体管(Q1)耦合到旁路晶体管(MBP)的栅极。在旁路控制开关102的第二状态下，旁路控制开关102可以通过限流电阻器(RSINK)将旁路晶体管(MBP)的栅极耦合到旁路晶体管(MBP)的源极。在旁路晶体管(MBP)的栅极与限流电阻(RSINK)首次耦合后，旁路晶体管(MBP)的栅极电压以及栅极至源极电压(vgs)可能开始下降旁路晶体管(MBP)和压摆率控制电容器(CM)的阈值电压(vt)开始充电。随着旁路晶体管(MBP)的栅极至源极电压(vgs)接近旁路晶体管(MBP)的阈值电压(vt)，压摆率控制电容器(CM)可以通过电流镜104的感应晶体管(Q1)开始将电流传导到旁路晶体管(MBP)的栅极。在所示示例中，随着旁路晶体管(MBP)的栅极被拉低并且感测晶体管(Q1)的基极跟随，感应电阻(Q1)的基极可以接近将压摆率电容器(CM)与感测晶体管(Q1)耦合的节点下方的某个电压降，并且感测晶体管(Q1)可以开始导通并传导压摆率控制电容器(CM)的电流。压摆率控制电容器(CM)的电流可以起到压摆率的作用，以限制旁路晶体管(MBP)的导通节点之间的电压变化。在所示的示例中，上面讨论的特定电压降是感测晶体管(Q1)的基极-发射极结的正向偏置电压与“β-辅助器”晶体管(Q4)的基极-发射极结的正向偏置电压以及增益电阻(RGAIN)两端的压降之和。
电流镜104通过镜像晶体管(Q3)，可以通过放大感测晶体管(Q1)的电流以进一步限制压摆率限制旁路晶体管(MBP)的导通节点之间的电压变化，来放大压摆率控制电容器(CM)的效应。电流镜104的镜像晶体管(Q3)提供的电流可以更强烈地抵消旁路晶体管(MBP)的栅极节点的放电，因此可以帮助进一步压摆率限制旁路晶体管(MBP)的导通节点之间的电压变化。可以设置或编程电流镜104的增益(通过感测晶体管(Q1)和镜像晶体管(Q3)的相对大小，以及通过控制节点在感测晶体管(Q1)的控制节点和镜像晶体管(Q3)的控制节点之间的偏移)。
在某些示例中，感测晶体管(Q1)的控制节点和镜像晶体管(Q3)的控制节点之间的控制节点偏移电压可以经由第二电阻器(RGAIN)产生，例如与电流源105协作(在本文中，术语“电流源”应理解为包括“电流吸收器”)。第二电阻器(RGAIN)可以将源晶体管(Q1)的控制节点与镜像晶体管(Q3)的控制节点耦合。电流源105可以被配置为允许感测晶体管(Q1)的基极-发射极电压(Vbe)被编程。电流源105可以包括与电流源晶体管(Q2)串联耦合的第三电阻器(R3)。电流源105可以连接在感测晶体管(Q1)的控制节点和诸如地的参考电压之间。电流源晶体管(Q2)可具有耦合至稳定电压基准(例如带隙基准(BG))的控制节点。在某些示例中，第三电阻器(R3)可以是可变的，以允许经由电流源105的电流对控制节点偏移电压进行编程。在某些示例中，第三电阻器(R3)的电阻的线性变化可以提供当前镜像增益的指数变化。通过可变电阻器(例如，第三晶体管(R3))改变控制节点偏移电压的能力可以使旁路晶体管(MBP)的压摆率易于改变或调整。
如图所示，电流镜104可以包括电流增益增强的“β辅助器”晶体管(Q4)。β辅助晶体管(Q4)可以使其导通节点分别耦合到压摆率控制电路的电源电压(VCC)和镜像晶体管(Q3)的控制节点。β辅助晶体管(Q4)的控制节点可以经由感测晶体管(Q1)耦合至压摆率控制电容器(CM)以及旁路晶体管(MBP)的控制节点。β辅助晶体管(Q4)可以为电流镜104的感测和镜像晶体管(Q1、Q3)提供控制节点电流，使得感测晶体管(Q1)的开关电流可以等于压摆率控制电容器(CM)的放电电流。
图2示出了示例性旁路晶体管电路200，该示例性旁路晶体管电路200包括示例性压摆率控制电路，该电路用于对旁路晶体管(MBP)从高阻抗状态到低阻抗状态进行双向压摆率控制的转换，反之亦然。旁路晶体管电路200可以包括耦合到负载201的旁路晶体管(MBP)、压摆率控制电容器(CM)、第一压摆率控制电路203、第二压摆率控制电路206、栅极二极管(D)，以及第一和第二锁存电路207、208。旁路晶体管电路200可以接收用于启用和禁用旁路晶体管(MBP)的控制信号(CTRL)，并且可以如下所述进行分配。可以从控制器电路接收控制信号(CTRL)。在某些示例中，控制器电路可以配置为控制热插拔事件、LED调光、平视显示器、电源控制器或其组合。应当理解，在不脱离本主题的范围的情况下，示例性旁路晶体管电路200中的各种器件可以使用不同的逻辑电平和不同类型的晶体管。为了便于讨论，当启用旁路晶体管(MBP)时(CTRL＝“高”)，旁路晶体管(MBP)的导通节点之间的阻抗将非常低，而旁路晶体管(MBP)被禁用时(CTRL＝“低”)，旁路晶体管(MBP)的导通节点之间的阻抗将非常高。
当旁路晶体管(MBP)从禁用转变为启用时，第一压摆率控制电路203可以控制跨接在旁路晶体管(MBP)的导通节点上的电压的压摆率。当旁路晶体管(MBP)从启用转变为禁用时，第二转换率控制电路206可以控制跨接在旁路晶体管(MBP)的导通节点上的电压的压摆率。一旦已经控制了旁路晶体管(MBP)的导通节点上的电压的压摆率，则第一锁存电路207或第二锁存电路208可以将旁路晶体管(MBP)的控制节点锁存到相应的电压电平，以完全启用或完全禁用旁路晶体管(MBP)。
在某些示例中，第一压摆率控制电路203可包括栅极充电电流源211，压摆率控制电流源212和电流镜213。当控制信号(CTRL)进入“启用”或“高”状态时，第一压摆率控制电路203可被启用。第一压摆率控制电路203可以包括响应于控制信号(CTRL)的状态的一个或多个使能晶体管(M1、M2、M4、M5)。第一压摆率控制电路203的第一使能晶体管(M1)可以将旁路晶体管(MBP)的控制节点耦合到栅极电荷电流源211。第一压摆率控制电路203的第二使能晶体管(M5)可以将电流镜213的感测晶体管(Q2)耦合到压摆率控制电容器(CM)。注意，电流镜213的感测晶体管(Q2)可以将压摆率控制电容器(CM)与旁路晶体管(MBP)的控制节点耦合。第一压摆率控制电路203的第三使能晶体管(M2)可以将电流镜213的镜像晶体管(Q1)与参考电压或电源轨耦合。第一压摆率控制电路203的第四使能晶体管(M4)可以将压摆率控制电流源212与电流镜213的感测晶体管(Q2)的控制节点耦合。在某些示例中，二极管(D)可以将第一压摆率控制电路203与旁路晶体管(MBP)的控制节点耦合。为了便于讨论，可以假设在启用旁路晶体管(MBP)之前，旁路晶体管(MBP)在导通节点之间提供非常高的阻抗，并且旁路晶体管(MBP)的控制节点被下拉至旁路晶体管(MBP)的源极导通节点耦合到的参考电压或电源电压轨。在一些示例中，参考电压可以是诸如地的电源电压轨。在一些示例中，参考电压可以是示例NMOS旁路晶体管(MBP)的源节点处的电压。
一旦接收到控制信号(CTRL)的“启用”状态，并且假设使能晶体管(M1、M2、M4、M5)如上所述提供低阻抗连接，则栅极充电电流源211可以开始为旁路晶体管(MBP)的控制节点或栅极充电，并且栅极至源极电压(vgs)可能开始形成。为简单起见，假设二极管(D)两端的电压降接近Q2的发射极-基极电压，并且旁路晶体管(MBP)和β辅助器M3具有相似的开启阈值。当栅极到源极的电压(vgs)接近旁路晶体管(MBP)的Miller平稳工作电压时，压摆率控制电容器(CM)以及电流镜213的感测晶体管(Q2)可以开始传导电流。当旁路晶体管(MBP)进入Miller平台时，旁路晶体管(MBP)的导通节点两端的电压(例如，漏源电压vds)可能开始下降，并且控制节点处的电压保持一定程度不变。在此操作点，感测晶体管(Q2)的电流对应于通过压摆率控制电容器(CM)的电流的估算，并且可以估算为
IQ2＝CM×d(Vds)/dt, (等式1)
其中d(Vds)/dt是旁路晶体管(MBP)的导通节点两端的压摆率或电压变化。由于镜像晶体管(Q1)与感测晶体管(Q2)匹配一个增益(N)，因此，
IQ1＝N×IQ2×eI2×R1/Vt, (等式2)
其中vt是旁路晶体管(MBP)的阈值电压，而I2×R1/Vt是来自将电流镜晶体管(Q1、Q2)的控制(基极)节点耦合在一起的电阻器(R1)上产生的控制节点偏移电压和压摆率控制电流源212的电流(I2)的指数增益因子。由于组合增益有些大，Miller平台的IQ2+IQ1≈IQ1和压摆率(dVds/dt)可以估算为
Figure BDA0002282471260000081
其中
Figure BDA0002282471260000091
是不使用改进的压摆率控制电路而存在的压摆率，而NeI2×R1/Vt表示当NeI2 ×R1/Vt＞＞1.时与改进的压摆率控制电路相关的比例因子。通常，感测晶体管(Q2)可以根据电流感测压摆率，并且该电流的放大版本可以通过镜像晶体管(Q1)被分流，而不用对压摆率控制电容器(CM)充电。可以通过通过镜像晶体管(Q1)分流更多的电流或更少的电流来校正对所需压摆率的干扰。因此，对旁路晶体管(MBP)的栅极充电的过程可以以闭环方式进行。例如，假设N＝5。相对于I2×R1的压摆率在表1中列出。可以看出，线性间隔的输入电流I2可以按指数方式改变旁路晶体管(MBP)的压摆率。
I2×R1 压摆率(V/μsec)
0mV 5
18mV 10
36mV 20
54mV 40
60mV 50
120mV 500
180mV 5000
表1
当旁路晶体管(MBP)的栅极或控制节点的电压上升到超过Miller平台电压(VGP)的第一预定义参考(REFH)时，第一锁存电路207可以将压摆率控制电容器(CM)的节点电压固定到电源电压(VCC)。Miller平台电压(VGP)可以是指示旁路晶体管(MBP)的Miller平台的旁路晶体管(MBP)的栅极-源极电压。Miller平台电压(VGP)可以代表表示米勒平台的小范围电压。第一锁存电路207可以包括比较器220、逻辑门221、第一开关(M11)和第二开关(M13)。如果旁路晶体管(MBP)的栅极-源极电压高于第一预定参考电压(REFH)，则比较器220的输出可以通过逻辑门221与控制信号(CTRL)进行逻辑组合(通过逻辑与)，并且所得信号可以触发第一开关(M11)将压摆率控制电容器(CM)的节点锁存至参考电压(VRR)。参考电压(VRR)可以参考旁路晶体管(MBP)的源节点，并且可以具有一定的幅度，以将压摆率控制电容器(CM)的连接节点放置在旁路晶体管(MBP)的米勒区域的栅极电压附近。在某些示例中，参考电压(VRR)约为旁路晶体管(MBP)的阈值电压、感测晶体管(Q4)的正向偏置基极-发射极电压和β辅助晶体管(M7)的栅极-源极电压或阈值电压之和。第二开关(M13)可以接收逻辑门221的输出，并且可以在旁路晶体管(MBP)已启用且旁路晶体管(MBP)的栅极电压已升至第一预定义参考(REFH)时，将旁路晶体管(MBP)的栅极锁存至电源电压(VCC)。
在某些例子中，第二压摆率控制电路206可以包括栅极放电电流源224、压摆率控制电流源222、电流镜223。当控制信号(CTRL)变为“禁用”或“低”状态时，可以启用第二压摆率控制电路206。第二压摆率控制电路206可以包括一个或多个响应于控制信号(CTRL)的状态的使能晶体管(M9、M10、M6、M8)。第二压摆率控制电路206的第一使能晶体管(M9)可以将旁路晶体管(MBP)的控制节点耦合到栅极放电电流源224。第二压摆率控制电路206的第二使能晶体管(M8)可以将电流镜223的感测晶体管(Q4)耦合到压摆率控制电容器(CM)。注意，电流镜223的感测晶体管(Q4)可以将压摆率控制电容器(CM)与旁路晶体管(MBP)的控制节点耦合。第二压摆率控制电路206的第三使能晶体管(M6)可以将电流镜223的镜像晶体管(Q3)与电源电压(VCC)耦合。第二压摆率控制电路206的第四使能晶体管(M10)可以将压摆率控制电流源222与电流镜223的感测晶体管(Q4)的控制节点耦合。为了讨论的目的，可以假设在禁用旁路晶体管(MBP)之前，旁路晶体管(MBP)在传导节点之间提供了非常低的阻抗，并且旁路晶体管(MBP)的控制节点已被拉至电源电压(VCC)。
一旦接收到控制信号(CTRL)的“禁用”状态，并假设使能晶体管(M9、M10、M8、M6)如上所述提供低阻抗连接，栅极放电电流源224就可以开始放电旁路晶体管(MBP)的控制节点或栅极，并且栅极至源极电压(VGS)可以开始降低。当栅极到源极电压(VGS)接近米勒电压(VGP)时，表示旁路晶体管(MBP)、压摆率控制电容器(CM)的米勒平台工作区域以及电流镜233的感测晶体管(Q4)可以开始传导电流。当旁路晶体管(MBP)进入Miller平台时，跨导通节点的电压(例如，漏极至源极电压VDS)可以开始上升，并且控制节点上的电压保持一定程度不变。在此操作点，感测晶体管(Q4)的电流是流过压摆率控制电容器(CM)的电流的估计值，可以估计为
IQ4＝CM×d(vds)/dt, (等式4)
其中d(VDS)/dt是旁路晶体管(MBP)的导通节点两端的压摆率或电压变化。由于镜像晶体管(Q3)与感测晶体管(Q4)匹配一个增益(N)，因此，
IQ3＝N×IQ4×eI4×R3/Vt, (等式5)
其中vt是旁路晶体管(MBP)的阈值电压，而eI4×R3/Vt是来自跨过将电流镜晶体管(Q3、Q4)的控制节点耦合在一起的电阻器(R3)和压摆率控制电流源222的电流(I4)产生的控制节点偏移电压的指数增益因子。由于组合增益有些大，米勒平台处IQ4+IQ3≈IQ3，压摆率(dVds/dt)可以估算为
Figure BDA0002282471260000111
其中
Figure BDA0002282471260000112
是没有改进的压摆率控制电路的压摆率，而NeI4×R3/Vt可以表示当NeI4×R3/Vt＞＞1.时与改进的压摆率控制电路相关的比例因子。通常，感测晶体管(Q4)可以根据电流来感测压摆率，并且该电流的放大版本可以通过镜像晶体管(Q3)被分流，以免对压摆率控制电容器(CM)充电。可以通过通过镜像晶体管(Q3)分流更多的电流或更少的电流来校正对所需压摆率的扰动。因此，使旁路晶体管(MBP)的栅极放电的过程可以以闭环方式进行。
在某些示例中，当旁路晶体管(MBP)的栅极或控制节点的电势下降到低于米勒电压(VGP)的第二预定义参考(REFL)时，第二锁存电路208可以将压摆率控制电容器(CM)的节点固定到参考电压，例如下部电源轨，例如地。第二锁存电路208可以包括比较器230、逻辑门231、第一开关(M12)和第二开关(M14)。如果旁路晶体管(MBP)的栅极-源极电压低于第二预定参考电压(REFL)，则比较器230的输出可以通过逻辑门231使用逻辑AND与控制信号(CTRL)进行组合，并且结果信号可以触发第一开关(M12)将压摆率控制电容器(CM)的节点锁存到旁路晶体管(MBP)的源节点。在某些示例中，第二开关(M14)可以接收逻辑门231的输出，并且可以在旁路晶体管(MBP)被禁用并且旁路晶体管(MBP)的栅极电压已降至第二预定义参考(REFL)的情况下将旁路晶体管(MBP)的栅极锁存到旁路晶体管(MBP)的源节点。
第一和第二压摆率控制电路203、206中的每个可以包括对应的β辅助晶体管(M3、M7)。β辅助晶体管(M3、M7)可以帮助为每个相应电流镜213、223的双极结镜像晶体管(Q1、Q3)提供基极电流。镜像晶体管(Q1、Q3)的基极电流由于相应的感测晶体管(Q2、Q4)的基极的编程及其电流放大效应，其可能变得相当大。例如，如果仅通过相应的增益电阻器(R1、R3)提供镜像晶体管(Q1、Q3)的基极电流，则当旁路晶体管(MBP)过渡通过米勒平台时，控制节点偏移电压可能会发生显着变化。因此，β辅助晶体管(M3、M7)可以帮助为相应的镜像晶体管(Q1、Q3)提供基极电流，从而帮助维持镜像晶体管(Q1、Q3)的控制节点以及相应的感测晶体管(Q2、Q4)的控制节点之间的控制节点偏移电压。
图3总体上示出了示例性可调电流源，该示例性可调电流源用于提供可编程电流(IX)以设置图1和图2的示例性电路的控制节点偏置电压。可调电流源可以包括输入晶体管(Q5)，可变电阻器，例如但不限于数字编程电阻器(R5)和电流镜。在某些示例中，可以将带隙或其他合适的参考电压施加到输入晶体管(Q5)的控制节点，以在数字编程电阻器(R5)的两端产生例如与绝对温度成比例的电压(PTAT)。如果将匹配的电阻器用作耦合转换控制电路和(R5)的电流镜晶体管的控制节点的电阻器，则指数增益因子(例如，等式2，等式5)可以基本上与温度和工艺变化无关。在某些示例中，可调电阻器是数控电阻器，并且可以通过压摆率控制字将其编程为数字输入，可以直接从串行通信端口或从模拟输入信号转换为数字输入。
图4A和图4B是计算机仿真瞬态图，其以图形方式示出了根据本发明主题的压摆率控制电路可以实现的电压压摆率的范围。图4A示出了当使用示例性的压摆率控制电路并且对于不同的控制节点电压偏移的范围(0至XmV)启用旁路晶体管时，旁路晶体管的导通节点的电压随时间的变化。图4B示出了当使用示例性的压摆率控制电路并且对于不同的控制节点电压偏移的范围(0至XmV)启用旁路晶体管时，旁路晶体管的栅极至源极电压随时间的变化。在一个示例中，X可以是大约120mV。第一曲线图401示出了压摆率控制电路的电流镜晶体管的控制节点之间的0伏电压偏移的压摆率和vgs。第二曲线图402示出了XmV的控制节点偏移电压的特性。第三曲线图403示出了0.5XmV的控制节点偏移电压的特性。第四曲线404示出了0.15XmV的控制节点偏移电压的特性。仿真结果表明，对于控制节点偏移电压变化2倍(例如30mV→120mV)，压摆率可以变化10倍(例如25μs→250μs)。
图5示出了示例性方法500，其限制了被配置为选择性地从负载转移电流的旁路晶体管的导通节点两端的电压压摆率。在501，随着启用或禁用旁路晶体管，可以对耦合在旁路晶体管的导通节点与旁路晶体管的控制节点之间的压摆率控制电容器进行充电或放电。在某些示例中，压摆率控制电容器的电流可以通过电流镜的感测晶体管来感测。在503处，可以使用电流镜来缩放压摆率控制电容器的电流，并且电流镜可以将电流转储至旁路晶体管的控制节点，或者当旁路晶体管在状态之间转换以有选择地转移或不转移负载电流时，将电流从旁路晶体管的控制节点转移到旁路晶体管的导通节点上，以压摆到压降或电压上升。在505处，可以使用耦合到电流镜的晶体管的控制节点的电流源来设置电流镜的比例因子。电流源可以包括将控制节点耦合在一起的电阻器，并且可以在耦合的控制节点之间建立控制节点电压偏移。在某些示例中，控制节点电压偏移的线性变化可导致旁路晶体管的导通节点两端的电压的压摆率呈指数变化。
在某些示例中，根据本主题的转换补偿控制电路可以采用具有可编程基极-发射极电压偏移的双极器件电流镜，以倍增由小型米勒电容器或压摆率控制电容器(CM)提供的电流。这样的电路具有较高的面积效率，因为它可以将小积分电容用于压摆率控制电容器(CM)(例如，无需外部压摆率电容器)、少量晶体管和电阻网络以对增益进行编程。此外，当旁路晶体管的栅极-源极电压(vgs)进入Miller区或Miller平台时，编程的压摆率生效，而随着栅极-源极电压(vgs)开始离开Miller区或Miller平台时，设定的压摆率不生效。
作为参考，通过施加矩形波形，可以在MOS晶体管导通和关断期间观察栅极到源极电压的波形中的米勒平台。栅极-源极电压随时间(Vgs(t))的平稳期发生在漏极-源极电压的上升或下降时间(Vds(t))，或者发生在MOS晶体管从关断到导通时，或反之亦然。在晶体管导通期间对本征栅极到漏极电容器(Cgd)或另一个栅极到漏极电容器(例如，米勒电容器)充电，并在晶体管关闭期间对其放电，会导致米勒平台期。旁路晶体管的栅极的充电或放电时间可以由栅极驱动器传递到旁路晶体管的栅极或从旁路晶体管的栅极传递的电流的量和定时来确定。
各种注释和示例
上面的详细描述包括对附图的引用，这些附图形成了详细描述的一部分。附图通过说明的方式示出了可以实践本发明的特定实施例。这些实施例在本文中也被称为“示例”。这些示例可以包括除了示出或描述的那些元件之外的元件。然而，本发明人还考虑了仅提供示出或描述的那些元件的示例。此外，本发明人还设想了使用示出或描述的那些元素(或其一个或多个方面)的任何组合或置换的示例，关于此处显示或描述的特定示例(或其一个或多个方面)，或其他示例(或其一个或多个方面)。
如果本文档与通过引用方式并入的任何文档之间的用法不一致，则以本文档中的用法为准。
在本文件中，术语“一个”或“一种”用于专利文件中，包括一个或多个、独立于“至少一个”或“一个或多个”的任何其他情况或用法。在本文中，“或”一词是指非排他性的，使得“A或B”包括“A但不包括B”、“B但不包括A”以及“A和B”，除非另有说明指示。在本文档中，术语“包括”和“其中”用作相应术语“包含”和“其中”的等效词。此外，术语“包括”和“包含”是开放式的，即，除了在该术语之后列出的那些元素外，还包括其他元素的系统、设备、物品、组合物、制剂或方法仍被认为属于所讨论的主题的范围。此外，诸如在权利要求书中可能出现的那样，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标签，并不旨在对其对象施加数字要求。
本文描述的方法示例可以至少部分地是机器或计算机实现的。一些示例可以包括编码有指令的计算机可读介质或机器可读介质，所述指令可操作以配置电子设备以执行如以上示例中所述的方法。这种方法的实现可以包括代码，例如微代码、汇编语言代码、高级语言代码等。这样的代码可以包括用于执行各种方法的计算机可读指令。该代码可以构成计算机程序产品的一部分。此外，在示例中，代码可以有形地存储在一个或多个易失性、非暂时性或非易失性有形计算机可读介质上，例如在执行期间或其他时间。这些有形的计算机可读介质的示例可以包括但不限于硬盘、可移动磁盘、可移动光盘(例如光盘和数字视频磁盘)、盒式磁带、存储卡或存储棒、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等。
上面的描述旨在是说明性的，而不是限制性的。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。在回顾以上描述之后，例如可以由本领域的普通技术人员使用其他实施例。提供摘要以允许读者快速地确定技术公开的性质。提交本文档时应理解为不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。另外，在以上详细描述中，可以将各种特征组合在一起以简化本公开。这不应被解释为意在意欲使未声明的公开特征对于任何声明都是必不可少的。而是，发明主题可以在于少于特定公开实施例的所有特征。在此，将以下方面作为示例或实施例并入详细说明中，每个方面作为独立的实施例而独立，并且可以想到，这些实施例可以以各种组合或排列彼此组合。

Claims (20)

1.设置为通过旁路晶体管的第一和第二导通节点耦合至负载的压摆率受控负载旁路电路，所述负载旁路电路包括：
电容器，电耦合在所述旁路晶体管的第一导通节点和所述旁路晶体管的控制节点之间；以及电流镜电路，包括：
第一晶体管，与所述电容器和所述控制节点串联电耦合；和
第二晶体管，电耦合在电源和所述控制节点之间，以选择性地向所述控制节点或从所述控制节点提供电流，该电流绕过所述电容器以限制所述旁路晶体管的第一导通节点和第二导通节点两端的电压的压摆率。
2.权利要求1所述的压摆率受控负载旁路电路，包括第一电流源，耦合到所述第一晶体管的控制节点和所述第二晶体管的控制节点，并被配置为设置所述电流镜电路的增益。
3.权利要求2所述的压摆率受控负载旁路电路，其中所述增益被配置为放大所述电容器的电容效应。
4.权利要求2所述的压摆率受控负载旁路电路，其中所述第一电流源是可调的。
5.权利要求2所述的压摆率受控负载旁路电路，包括β辅助晶体管，具有耦合至所述电源的第一节点、耦合至所述第二晶体管的控制节点的第二节点以及耦合至所述电容器的控制节点。
6.权利要求2所述的压摆率受控负载旁路电路，包括电阻器，被配置为将所述第一晶体管的控制节点与所述第二晶体管的控制节点耦合。
7.权利要求6所述的压摆率受控负载旁路电路，包括第二电流源，耦合在所述电源和所述旁路晶体管的控制节点之间。
8.权利要求7所述的压摆率受控负载旁路电路，其中所述旁路晶体管的第一和第二导通节点两端的电压变化(dv/dt)由下式给出：
Figure FDA0002282471250000021
其中I1是所述第二电流源的电流，I2是所述第一电流源的电流，R1是所述第一电阻器的电阻，C是所述电容器的电容，N是所述电流镜电路的增益，并且VT是所述旁路晶体管的阈值电压。
9.一种控制负载旁路电路的电压压摆率的方法，该方法包括：
对耦合在所述负载旁路电路的旁路晶体管的控制节点和第一导通节点之间的电容器进行充电或放电；
使用耦合到所述旁路晶体管的控制节点的电流镜来缩放所述电容器的电流；
使用耦合到所述电流镜的晶体管的控制节点的第一电流源设置所述电流镜的比例因子；和
其中所述电流镜的比例因子被配置为放大所述电容器的电容效应并控制所述旁路晶体管的第一导通节点和第二导通节点两端的电压压摆率。
10.权利要求9所述的方法，其中设置电流镜的比例因子包括在所述电流镜的第一晶体管的控制节点与所述电流镜的第二晶体管的控制节点之间发展偏移电压。
11.权利要求10所述的方法，其中所述发展偏移电压包括在电阻器两端发展偏移电压，该电阻器被配置为将所述第一晶体管的控制节点与所述第二晶体管的控制节点耦合。
12.权利要求11所述的方法，其中所述发展偏移电压还包括使所述第一电流源的电流通过所述电阻器。
13.权利要求12所述的方法，其中所述第一电流源是可调节的电流源。
14.权利要求9所述的方法，包括使用耦合在电源和所述旁路晶体管的栅极之间的相应第二电流源对栅极进行充电或放电；
其中使用耦合到所述旁路晶体管的控制节点的电流镜来缩放所述电容器的电流包括：
通过所述电流镜的第一晶体管感测所述电容器的电流，所述第一晶体管耦合在所述电容器与所述旁路晶体管的栅极之间；和
使用所述电流镜的第二晶体管来调制所述旁路晶体管的栅极的电流和相应的第二电流源的电流。
15.权利要求14所述的方法，包括使用具有耦合至所述电源的第一节点、耦合至所述第二晶体管的控制节点的第二节点以及耦合至所述电容器的控制节点来供应所述第二晶体管的基极电流。
16.系统，包括：
被配置为从电源接收电力的负载；和
耦合到所述负载的电流旁路电路，所述电流旁路电路被配置为选择性地分流来自所述负载的电流，并且当分流的电流量改变时，控制所述负载处所述电流旁路电路两端的电压变化；
其中所述电流旁路电路包括：
负载旁路晶体管，包括第一和第二导通节点，被布置为与所述负载耦合，以及控制节点，用于控制所述第一和第二导通节点之间的导通；
电容器，电耦合在所述负载旁路晶体管的所述第一导通节点和所述控制节点之间；和
第一电流镜电路，包括与所述电容器和所述控制节点串联电耦合的第二晶体管、以及第三晶体管，所述第三晶体管电耦合在电源轨和所述控制节点之间，以选择性地向所述控制节点或从所述控制节点提供第一电流，该第一电流绕过所述电容器以限制所述第一和第二导通节点两端的电压的变化。
17.权利要求16所述的系统，其中所述负载是发光二极管(LED)的矩阵。
18.权利要求17所述的系统，其中所述负载旁路晶体管耦合在LED是矩阵的LED子集的两端上。
19.权利要求16所述的系统，其中所述负载是配置用于热插拔更换的模块。
20.权利要求16所述的系统，其中所述第一电流镜电路被配置为当所述负载旁路晶体管进入低阻抗工作模式时，控制所述第一和第二导通节点两端的电压的第一压摆率；
其中所述电流旁路电路还包括第二电流镜电路，所述第二电流镜电路被配置为当所述负载旁路晶体管进入高阻抗工作模式时，控制所述第一和第二导通节点两端的电压的第二压摆率；
其中所述第三晶体管被配置为选择性地向所述控制节点提供第一电流，所述第一电流绕过所述电容器以限制所述第一和第二导通节点两端的电压的第一压摆率；和
其中所述第二电流镜电路包括：
第四晶体管，与所述电容器和所述控制节点串联电耦合；和
第五晶体管，电耦合在所述轨和所述控制路由器之间，以选择性地从所述控制节点提供第二电流，所述第二电流绕过所述电容器以限制所述第一和第二导通节点两端的电压的第二压摆率。
CN201911146961.2A 2018-12-20 2019-11-21 一种压摆率受控负载旁路电路，控制方法及旁路系统 Active CN111356264B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/227,988 US10554204B1 (en) 2018-12-20 2018-12-20 Load bypass slew control techniques
US16/227,988 2018-12-20

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111356264A true CN111356264A (zh) 2020-06-30
CN111356264B CN111356264B (zh) 2024-03-29

Family

ID=69230314

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911146961.2A Active CN111356264B (zh) 2018-12-20 2019-11-21 一种压摆率受控负载旁路电路，控制方法及旁路系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10554204B1 (zh)
KR (1) KR20200078374A (zh)
CN (1) CN111356264B (zh)
DE (1) DE102019008830A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114995576A (zh) * 2022-05-09 2022-09-02 贵州振华风光半导体股份有限公司 适应低电压工作的双向自偏置双极性电流镜电路

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT201900011544A1 (it) 2019-07-11 2021-01-11 St Microelectronics Srl Circuito di pilotaggio per un semi-ponte
IT201900023787A1 (it) * 2019-12-12 2021-06-12 St Microelectronics Srl Circuito a semi-ponte
KR102414915B1 (ko) * 2021-08-17 2022-07-04 주식회사 네오스라이트 Smt실장이 가능한 잔상제거 장치를 포함한 led 조명 장치

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2306089A1 (en) * 2000-04-14 2001-10-14 Pmc-Sierra Inc. High-speed, adaptive iddq measurement
US20100327928A1 (en) * 2009-06-26 2010-12-30 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus to improve and control the propagation delay in a current slewing circuit
CN102035371A (zh) * 2009-10-02 2011-04-27 电力集成公司 用于使用旁路电容器实现压摆率控制的方法和装置
CN102331807A (zh) * 2011-09-30 2012-01-25 电子科技大学 一种集成摆率增强电路的低压差线性稳压器
CN202183892U (zh) * 2010-10-12 2012-04-04 技领半导体(上海)有限公司 单电感器多led灯串的驱动器
US20120262138A1 (en) * 2011-04-13 2012-10-18 Venkatesh Srinivasan System and method for load current dependent output buffer compensation
US8432226B1 (en) * 2010-07-08 2013-04-30 Adtran, Inc. Amplifier circuits and methods for cancelling Miller capacitance
US20130229166A1 (en) * 2012-03-01 2013-09-05 Sandisk Technologies Inc. Programmable slew rate power switch
US20130278157A1 (en) * 2010-12-21 2013-10-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Device and method for controlling current to solid state lighting circuit
US20150295494A1 (en) * 2014-04-11 2015-10-15 Infineon Technologies Austria Ag System and Method for a Switched-Mode Power Supply
US20170126223A1 (en) * 2015-11-02 2017-05-04 Mitsubishi Electric Corporation Semiconductor device
CN107092296A (zh) * 2017-04-28 2017-08-25 成都华微电子科技有限公司 一种快速瞬态响应低压差电压调整器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8476836B2 (en) * 2010-05-07 2013-07-02 Cree, Inc. AC driven solid state lighting apparatus with LED string including switched segments
US8334660B2 (en) * 2010-05-19 2012-12-18 Sct Technology, Ltd. Light source driving circuit with low operating output voltage
US9614517B2 (en) 2015-07-10 2017-04-04 Texas Instruments Incorporated Adaptive slew rate control for switching power devices

Patent Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2306089A1 (en) * 2000-04-14 2001-10-14 Pmc-Sierra Inc. High-speed, adaptive iddq measurement
US20100327928A1 (en) * 2009-06-26 2010-12-30 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus to improve and control the propagation delay in a current slewing circuit
CN102035371A (zh) * 2009-10-02 2011-04-27 电力集成公司 用于使用旁路电容器实现压摆率控制的方法和装置
CN103795240A (zh) * 2009-10-02 2014-05-14 电力集成公司 用于使用旁路电容器实现压摆率控制的方法和装置
US8432226B1 (en) * 2010-07-08 2013-04-30 Adtran, Inc. Amplifier circuits and methods for cancelling Miller capacitance
CN202183892U (zh) * 2010-10-12 2012-04-04 技领半导体(上海)有限公司 单电感器多led灯串的驱动器
US20130278157A1 (en) * 2010-12-21 2013-10-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Device and method for controlling current to solid state lighting circuit
US20120262138A1 (en) * 2011-04-13 2012-10-18 Venkatesh Srinivasan System and method for load current dependent output buffer compensation
CN102331807A (zh) * 2011-09-30 2012-01-25 电子科技大学 一种集成摆率增强电路的低压差线性稳压器
US20130229166A1 (en) * 2012-03-01 2013-09-05 Sandisk Technologies Inc. Programmable slew rate power switch
US20150295494A1 (en) * 2014-04-11 2015-10-15 Infineon Technologies Austria Ag System and Method for a Switched-Mode Power Supply
US20170126223A1 (en) * 2015-11-02 2017-05-04 Mitsubishi Electric Corporation Semiconductor device
CN107092296A (zh) * 2017-04-28 2017-08-25 成都华微电子科技有限公司 一种快速瞬态响应低压差电压调整器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114995576A (zh) * 2022-05-09 2022-09-02 贵州振华风光半导体股份有限公司 适应低电压工作的双向自偏置双极性电流镜电路
CN114995576B (zh) * 2022-05-09 2023-09-15 贵州振华风光半导体股份有限公司 适应低电压工作的双向自偏置双极性电流镜电路

Also Published As

Publication number Publication date
US10554204B1 (en) 2020-02-04
DE102019008830A1 (de) 2020-06-25
KR20200078374A (ko) 2020-07-01
CN111356264B (zh) 2024-03-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111356264B (zh) 一种压摆率受控负载旁路电路，控制方法及旁路系统
US7602162B2 (en) Voltage regulator with over-current protection
US7078885B2 (en) DC-DC CMOS converter
CN111033431B (zh) 用于高速微控制器的片上nmos无电容ldo
KR101586525B1 (ko) 전압 조정기
US11239836B2 (en) Low resistive load switch with output current control
US20150061622A1 (en) Method and Apparatus for Limiting Startup Inrush Current for Low Dropout Regulator
US20050180236A1 (en) Precharge circuit for DC/DC boost converter startup
WO2010151417A1 (en) Voltage regulator using depletion mode pass driver and boot-strapped, input isolated floating reference
US11435768B2 (en) N-channel input pair voltage regulator with soft start and current limitation circuitry
US10303193B2 (en) Voltage regulator circuit, corresponding device, apparatus and method
JP7421037B2 (ja) ドライバ及びスルーレート制御回路
CN103095226A (zh) 集成电路
TW201908905A (zh) 針對負載的切換控制器和方法
TW201901163A (zh) 電流感測器電路
JP2021502049A5 (zh)
JP2013003699A (ja) レギュレータ用半導体集積回路
US20100219892A1 (en) Current limiter circuit
CN110543204A (zh) 半导体集成电路、音频输出装置、电子设备及保护方法
KR101207254B1 (ko) 스위칭 레귤레이터
US20060208773A1 (en) Circuit arrangement with a transistor having a reduced reverse current
JP2008262327A (ja) ボルテージレギュレータ
US8582267B2 (en) System and method to limit in-rush current
JP5767855B2 (ja) レギュレータ回路
US6940703B1 (en) Overvoltage protection circuit

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
CB02 Change of applicant information

Address after: Limerick

Applicant after: ANALOG DEVICES INTERNATIONAL UNLIMITED Co.

Address before: Limerick

Applicant before: Analog equipment International Co.,Ltd.

CB02 Change of applicant information
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant