CN111342642B - 一种用于碳化硅mosfet驱动的反激式电源控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，属于碳化硅MOSFET器件的驱动领域。方法包括：当半桥电路中上下管碳化硅MOSFET均未动作时，控制反激式电源输出电压；当半桥电路中上下管碳化硅MOSFET开始动作时，根据半桥电路上下管碳化硅MOSFET当前开关状态控制反激式电源占空比，调节反激式电源的输出电压，对碳化硅MOSFET进行驱动。本发明对碳化硅MOSFET开通时产生的正电压串扰进行降压补偿，对关断产生的负电压串扰进行增压补偿，从而减小了电压串扰；避免了由于串扰叠加导致短时间内栅源电压过大或过小对碳化硅MOSFET器件产生不可逆转的损耗，在不牺牲碳化硅MOSFET高速开关特性的前提下，保证其能够安全稳定的工作。

Description

一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法
技术领域
本发明属于碳化硅器件的驱动领域，更具体地，涉及一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法。
背景技术
碳化硅MOSFET相比较传统的硅MOSFET，具有开通关断速度快，开关损耗小，导通电阻低等特点，适用于工作在更高工作频率的领域，同时其高温特性相比传统硅器件好，可以工作在更高的温度环境。
但目前碳化硅MOSFET还存在以下缺陷：一方面，由于开关速度快和高电压工作环境，会通过系统内的杂散电容和杂散电感在栅源极带来很大的信号干扰，含有杂散参数的实际碳化硅MOSFET半桥电路模型如图1所示，极高电压上升率和电流上升率带来的串扰如公式(1)所示：
Figure GDA0002761557670000011
当上桥臂开通时，会在下桥臂激励出一个正向的电压串扰，当上桥臂关断时，会在下桥臂激励出一个负向的电压串扰，栅源极实际驱动电平如图2所示，当正向扰动+Vgs_noise过大超过碳化硅MOSFET的门槛电压Vgs(th)时，会导致MOSFET误导通，造成电源短路；当负向扰动-Vgs_noise过大超过碳化硅MOSFET允许的最大负压时，可能会造成栅源极损坏甚至击穿。
另一方面，碳化硅MOSFET的导通电阻取决于其栅极的驱动电压，同样工作环境下，栅极电压越高，导通电阻越小，通态损耗越低。图3为ROHM公司生产的某碳化硅MOSFET功率模块的导通电阻和栅极电压的关系，可见在同样的结温下，栅极电压越大则导通电阻越小，但是栅极电压过高会导致MOSFET击穿造成永久性损坏，因此找到一个既能保证碳化硅MOSFET稳定安全工作又可尽可能减小通态损耗的工作状态就显得十分重要。
为了解决上述提到的问题，目前主流的解决方案主要用以下几种：一、增大栅极的驱动电阻，通过提高电阻的方法降低电流的上升率，降低电压串扰，但是由于电流上升率的降低，会使得碳化硅MOSFET的开关速度减慢，无法发挥碳化硅MOSFET的真正优势；二、在栅极和源极之间增加电容，通过提高碳化硅MOSFET的输入电容从而减小串扰，这种方法和方法一的缺点相同，输入电容的增大导致栅源极充电时间增长，电压上升率减慢，使得碳化硅MOSFET的开关速度减慢。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其目的在于抑制高速开关带来的电压串扰，并减小碳化硅MOSFET的导通电阻。
为实现上述目的，本发明提供了一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，包括以下步骤：
S1.检测碳化硅MOSFET构成的半桥电路当前工作状态，当半桥电路上下管碳化硅MOSFET均未动作时，进入步骤S2；当半桥电路上下管碳化硅MOSFET任一个开始动作时，进入步骤S3；
S2.控制反激式电源输出正电压为碳化硅MOSFET额定开通栅源电压；输出负电压为碳化硅MOSFET额定关断栅源电压；
S3.根据半桥电路上下管碳化硅MOSFET当前开关状态控制反激式电源占空比，调节反激式电源的输出电压，对碳化硅MOSFET进行驱动；其中上下管碳化硅MOSFET由不同的反激式电源独立控制。
进一步地，步骤S3具体包括：
01.当上管碳化硅MOSFET处于关断状态，下管碳化硅MOSFET处于稳定开通状态下，提高下管反激式电源的占空比，将下管栅源正电压增大，使碳化硅MOSFET导通电阻减小；
02.当上管碳化硅MOSFET处于关断状态，下管碳化硅MOSFET处于开通状态并且准备关断前，减小上管反激式电源的占空比，将上管栅源负电压增大，使得下管关断时，在上管栅源处产生的负压串扰与上管栅源负电压叠加后不超过碳化硅MOSFET的可承受最大负电压；同时减小下管反激式电源占空比，为下管碳化硅MOSFET关断做准备；
03.当上管碳化硅MOSFET处于关断状态，下管碳化硅MOSFET处于稳定关断状态，增大下管反激式电源的占空比，将下管栅源负电压减小，使得上管开通时，在下管栅源处产生的正压串扰与下管栅源负电压叠加后不会超过碳化硅MOSFET的开通门槛电压；
04.当下管碳化硅MOSFET处于关断状态，上管碳化硅MOSFET处于稳定开通状态下，增大上管反激式电源的占空比，将上管栅源正电压增大，使得碳化硅MOSFET导通电阻减小；
05.当下管碳化硅MOSFET处于关断状态，上管碳化硅MOSFET处于开通状态并且准备关断前，减小下管反激式电源的占空比，将下管栅源负电压增大，使得上管关断时，在下管栅源处产生的负压串扰与下管栅源负电压叠加后不会超过碳化硅MOSFET的可承受最大负电压；同时，减小上管反激式电源占空比，为上管碳化硅MOSFET关断做准备；
06.当下管碳化硅MOSFET处于关断状态，上管碳化硅MOSFET处于稳定关断状态下，增大上管反激式电源的占空比，将上管的栅源负电压减小，使得下管开通时，在上管栅源处产生的正压串扰与上管栅源负电压叠加后不会超过碳化硅MOSFET的开通门槛电压；
上述过程中，栅源负电压不低于碳化硅MOSFET可承受最大负电压，栅源正电压不高于碳化硅MOSFET可承受最大正电压。
进一步地，上管或下管的稳定开通的判断依据为栅源电压变为正电压后延时Δt1时间；其中，Δt1大于正向电压串扰的周期，所述周期由半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数确定。
进一步地，上管或下管处于开通状态并且准备关断前的判断依据为下管或上管栅极的关断信号触发延迟设定时间Δt2后，驱动电路输出负电压。
进一步地，上管或下管的稳定关断的判断依据为栅源电压变为负电压后延时Δt3时间，Δt3大于负向电压串扰的周期，所述周期由半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数确定。
进一步地，增大的反激式电源占空比根据半桥电路中使用的碳化硅MOSFET可承受最大负压和反激式电源的变压器参数决定。
进一步地，减小的反激式电源占空比根据半桥电路中使用的碳化硅MOSFET导通门槛电压和反激式电源的变压器参数决定。
进一步地，反激式电源的工作频率远高于碳化硅MOSFET构成的半桥电路的工作频率。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果。
(1)本发明通过在串扰发生时产生相反的电压增量，使得栅源之间电压工作在安全电压范围，即对碳化硅MOSFET开通时产生的正电压串扰进行降压补偿，对关断产生的负电压串扰进行增压补偿，从而减小了电压串扰；相比较传统输出定电压的反激式电源，避免了由于串扰的叠加而导致短时间内栅源电压过大或过小对碳化硅MOSFET器件产生不可逆转的损耗甚至损坏，在不牺牲碳化硅MOSFET高速开关特性的前提下，保证其能够安全稳定的工作。
(2)本发明在碳化硅MOSFET稳定开通状态下，通过反激式电源提高栅源电压达到碳化硅MOSFET可承受的最高水平，由于碳化硅MOSFET导通电阻随着栅源电压增大而减小，从而有效减小了碳化硅MOSFET的导通损耗。
附图说明
图1是本发明提供的碳化硅MOSFET半桥电路实际电路模型；
图2是本发明提供的栅源极实际驱动电平；
图3是本发明提供的ROHM公司某碳化硅半桥模块导通电阻与栅源极之间电压和温度关系；
图4是本发明提供的采用反激式电源对碳化硅MOSFET构成的常用半桥电路进行驱动的电路结构图；
图5是本发明提供的反激式电源详细结构图；
图6是本发明提供的用于驱动碳化硅MOSFET的反激式隔离电源控制方法的流程图
图7是本发明提供的驱动推挽电路的原理图；
图8是采用本发明控制方法调整过后的碳化硅MOSFET实际驱动电平示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
反激式电源对碳化硅MOSFET进行驱动的电路结构图，如图4所示，栅源极电压通过一个推挽电路，输出正压和负压分别为反激式电源输出的VDD和VSS；其中，反激式电源的详细电路结构如图5所示。反激式电源通过DSP控制芯片实现闭环控制，MOS管Q1的栅极通过电阻R1与DSP控制器相连，实现DSP控制器对MOS管的开关控制，R2并联了Q1的栅极和源极，实现Q1栅极的下拉，防止DSP控制器没有发出信号时该引脚悬空导致Q1误开通，R3为Q1和GND之间的一个小电阻，通过对R3上的电压进行采样从而得出实时的电流，当电压过大时对Q1的控制信号封锁，实现保护。二次侧绕组通过中间抽头分为N21和N22分别输出碳化硅MOSFET驱动所需要的正向开通电压和负向关断电压，R6和R7分别并联在VDD与GND和VSS与GND之间作为假性负载，防止当驱动空载电压过高使后级的碳化硅MOSFET高压击穿。通过对反馈绕组N3的电压进行采样，对二次侧的输出电压实现隔离的闭环控制。
根据反激式电源的输出电平公式：
Figure GDA0002761557670000061
可知，在变压器匝比
Figure GDA0002761557670000062
不变，输入电压Vin不变的情况下，改变Q1的占空比D即可改变输出电压VDD和VSS。
基于此，本发明提供了一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，具体步骤如图6所示：
当碳化硅MOSFET未动作时，即上下管栅极信号均为低电平时，此时反激式电源输出的VDD保持+Vgs_high不变，Vss保持-Vgs_low不变。推挽电路输出Vss，此时栅源极两端电压为-Vgs_low，碳化硅MOSFET正常关闭。
如图7所示，从t1时刻开始，下管栅极信号为高电平，DSP控制器经过信号隔离后控制推挽电路使得下管碳化硅MOSFET的栅源极电压为VDD＝+Vgs_high从而开通下管碳化硅MOSFET，上管碳化硅MOSFET的栅源极电压为VSS＝-Vgs_low从而关断上管碳化硅MOSFET。
在t1时刻延迟Δt1时间到t2时刻时，上管碳化硅MOSFET已经处于稳定开通状态，在保证反激式电源输出正电压VDD低于碳化硅MOSFET可承受最大正电压的情况下，依据公式(2)中的反激式电源输出电压公式，将驱动下管的反激式电源占空比D增大，使得VDD电压增加到+Vgs_max，从而使得碳化硅MOSFET的导通电阻在安全范围内进一步减小，有效地减小了导通损耗。上管稳定开通的判断依据为栅源电压变为正电压VDD后延时Δt1时间，Δt1时间需要大于正向电压串扰的周期，周期时间取决于半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数，一般情况下Δt1为50ns。
在t3时刻，下管栅极信号为低电平，此时在保证反激式电源输出负电压VSS低于碳化硅MOSFET导通门槛电压的前提下，依据公式(2)中的反激式电源输出电压公式，将驱动上管的反激式电源占空比D减小，从而使得VSS电压增加到-Vgs_mid，同时将驱动下管的反激式电源占空比D减小，此时VDD＝+Vgs_high,为关断做准备。在延迟Δt2时间到达t4时刻时，DSP控制器经过信号隔离后控制推挽电路输出负电压VSS＝-Vgs_low从而关断下管碳化硅MOSFET，关断过程中会在上管产生一个负的电压串扰-Vgs_noise,但由于此时已经将上管的栅源电压增加到-Vgs_mid，所以与串扰叠加后并不会使得碳化硅MOSFET栅源电压低于可承受最大负压，保证了碳化硅MOSFET的安全工作。Δt2通过人为设定，可设定为半桥电路死区时间的十分之一。
在t4延迟Δt3时间到达t5时刻时，此时下管的碳化硅MOSFET已经可靠关断，在保证反激式电源输出负电压VSS不低于碳化硅MOSFET可承受最大负电压的前提下，依据公式(2)中的反激式电源输出电压公式，增大下管反激式电源的占空比D，将VSS电压减小到-Vgs_min。从而在上管开通时，在下管栅源处产生的正压串扰与下管栅源电压VSS叠加后不会超过碳化硅MOSFET的开通门槛电压。Δt3时间需要大于负向电压串扰的周期，周期时间取决于半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数，一般情况下Δt3为50ns。
在t6时刻时，上管栅极信号为高电平，DSP控制器经过信号隔离后控制推挽电路使得下管的栅源极输出正电压VDD＝+Vgs_high，关断过程中会在上管产生一个正的电压串扰+Vgs_noise,但由于此时已经将上管的栅源电压减小到-Vgs_min，所以与串扰叠加后并不会使得碳化硅MOSFET栅源电压超过最低开通的门槛电压，保证了碳化硅MOSFET不会误动作而造成电路短路。
在t6延迟Δt1时间到达t7时刻时，此时碳化硅MOSFET已经处于稳定开通状态下，在保证反激式电源输出正电压VDD低于碳化硅MOSFET可承受最大正电压的情况下，依据公式(2)中的反激式电源输出电压公式，将驱动上管的反激式电源占空比D增大，使得VDD电压增加到+Vgs_max，从而使得碳化硅MOSFET的导通电阻在安全范围内进一步减小，有效地减小了导通损耗。下管稳定开通的判断依据为栅源电压变为正电压VDD后延时Δt1时间，Δt1时间需要大于正向电压串扰的周期，周期时间取决于半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数，一般情况下Δt1为50ns。
在t8时刻，上管栅极信号为低电平，此时在保证反激式电源输出负电压VSS低于碳化硅MOSFET导通门槛电压的前提下，依据公式(2)中的反激式电源输出电压公式，将驱动下管的反激式电源占空比D减小，从而使得VSS电压增加到-Vgs_mid，同时将驱动上管的反激式电源占空比D减小，VDD＝+Vgs_high,为关断做准备。在延迟Δt2时间到达t9时刻时，DSP控制器经过信号隔离后控制推挽电路输出负电压VSS＝-Vgs_low从而关断上管碳化硅MOSFET，关断过程中会在下管产生一个负的电压串扰-Vgs_noise,但由于此时已经将上管的栅源电压增加到-Vgs_mid，所以与串扰叠加后并不会使得碳化硅MOSFET栅源电压低于可承受最大负压，保证了碳化硅MOSFET的安全工作。Δt2通过人为设定，可设定为半桥电路死区时间的十分之一。
在t9延迟Δt3时间到达t10时刻时，此时上管的碳化硅MOSFET已经可靠关断，此时在保证反激式电源输出负电压VSS不低于碳化硅MOSFET可承受最大负电压的前提下，增大上管反激式电源的占空比D，将VSS电压减小到-Vgs_min，从而在下管开通时，在上管栅源处产生的正压串扰与上管栅源电压VSS叠加后不会超过碳化硅MOSFET的开通门槛电压。Δt3时间需要大于负向电压串扰的周期，周期时间取决于半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数，一般情况下Δt3为50ns。
至此完成了一个完整的半桥工作周期。
本发明方法要求反激式电源电压的变化速度必须远高于碳化硅MOSFET的开关速度，而反激式电源的输出电压完全取决于Q1的工作状态，即Q1的占空比，因此当碳化硅MOSFET构成的半桥的工作频率一定，假设为50KHz，此时反激式电源的Q1工作频率应该在500KHz甚至更高，由此快速地调节输出电压，抑制其他碳化硅MOSFET动作时带来的栅源极串扰。
实验验证，经本发明方法调整过后的实际驱动电平如图8所示，可见经过改进的驱动波形对开通时产生的正电压串扰采用降低电压的方法进行了补偿，对关断时产生的负电压串扰采用提高电压的方法进行了补偿，使得串扰的影响减小，并且在碳化硅MOSFET稳定开通的情况下增大栅源电压，减小了碳化硅MOSFET的导通损耗。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1.检测碳化硅MOSFET构成的半桥电路当前工作状态，当半桥电路上下管碳化硅MOSFET均未动作时，进入步骤S2；当半桥电路上下管碳化硅MOSFET任一个开始动作时，进入步骤S3；
S2.控制反激式电源输出正电压为碳化硅MOSFET额定开通栅源电压；输出负电压为碳化硅MOSFET额定关断栅源电压；
S3.根据半桥电路上下管碳化硅MOSFET当前开关状态控制反激式电源占空比，调节反激式电源的输出电压，对碳化硅MOSFET进行驱动；其中上下管碳化硅MOSFET由不同的反激式电源独立控制；步骤S3具体包括：
01.当上管碳化硅MOSFET处于关断状态，下管碳化硅MOSFET处于稳定开通状态下，提高下管反激式电源的占空比，将下管栅源正电压增大，使碳化硅MOSFET导通电阻减小；
02.当上管碳化硅MOSFET处于关断状态，下管碳化硅MOSFET处于开通状态并且准备关断前，减小上管反激式电源的占空比，将上管栅源负电压增大，使得下管关断时，在上管栅源处产生的负压串扰与上管栅源负电压叠加后不超过碳化硅MOSFET的可承受最大负电压；同时减小下管反激式电源占空比，为下管碳化硅MOSFET关断做准备；
03.当上管碳化硅MOSFET处于关断状态，下管碳化硅MOSFET处于稳定关断状态，增大下管反激式电源的占空比，将下管栅源负电压减小，使得上管开通时，在下管栅源处产生的正压串扰与下管栅源负电压叠加后不会超过碳化硅MOSFET的开通门槛电压；
04.当下管碳化硅MOSFET处于关断状态，上管碳化硅MOSFET处于稳定开通状态下，增大上管反激式电源的占空比，将上管栅源正电压增大，使得碳化硅MOSFET导通电阻减小；
05.当下管碳化硅MOSFET处于关断状态，上管碳化硅MOSFET处于开通状态并且准备关断前，减小下管反激式电源的占空比，将下管栅源负电压增大，使得上管关断时，在下管栅源处产生的负压串扰与下管栅源负电压叠加后不会超过碳化硅MOSFET的可承受最大负电压；同时，减小上管反激式电源占空比，为上管碳化硅MOSFET关断做准备；
06.当下管碳化硅MOSFET处于关断状态，上管碳化硅MOSFET处于稳定关断状态下，增大上管反激式电源的占空比，将上管的栅源负电压减小，使得下管开通时，在上管栅源处产生的正压串扰与上管栅源负电压叠加后不会超过碳化硅MOSFET的开通门槛电压；
其中，栅源负电压不低于碳化硅MOSFET可承受最大负电压，栅源正电压不高于碳化硅MOSFET可承受最大正电压。
2.根据权利要求1所述的一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，上管或下管的稳定开通的判断依据为栅源电压变为正电压后延时Δt1时间；其中，Δt1大于正向电压串扰的周期，所述周期由半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数确定。
3.根据权利要求1所述的一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，上管或下管处于开通状态并且准备关断前的判断依据为下管或上管栅极的关断信号触发延迟设定时间Δt2后，驱动电路输出负电压。
4.根据权利要求1所述的一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，上管或下管的稳定关断的判断依据为栅源电压变为负电压后延时Δt3时间，Δt3大于负向电压串扰的周期，所述周期由半桥电路中碳化硅MOSFET的寄生参数确定。
5.根据权利要求1所述的一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，增大的反激式电源占空比根据半桥电路中使用的碳化硅MOSFET可承受最大负压和反激式电源的变压器参数决定。
6.根据权利要求1所述的一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，减小的反激式电源占空比根据半桥电路中使用的碳化硅MOSFET开通门槛电压和反激式电源的变压器参数决定。
7.根据权利要求1-6任一项所述的一种用于碳化硅MOSFET驱动的反激式电源控制方法，其特征在于，反激式电源的工作频率远高于碳化硅MOSFET构成的半桥电路的工作频率。
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