CN107769530B - 同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路，其由高边驱动器、低边驱动器、高边辅助单元以及低边辅助单元组成，属于临近空间飞行器能源系统中DC‑DC变换器功率开关管的驱动技术领域。本发明提出的SiC开关管驱动电路，结合同步整流Buck变换器工作原理，并根据高、低边SiC开关管的工作特点，利用高、低边驱动电阻上的电压值，以控制辅助单元中相关晶体管的通断，在高边开关管快速通断的过程中，将低边开关管的栅源极电压钳位于其关断负压处，避免因其驱动信号振荡而引起的误导通或超过最大关断负压值，从而有效实现串扰的抑制。

Description

同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路及方法

技术领域

本发明属于临近空间飞行器能源系统中DC-DC变换器功率开关管的驱动技术领域，具体涉及一种适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路。

背景技术

目前，传统Si功率器件的应用普遍且成熟，但随着临近空间飞行器领域对DC-DC变换器的功率密度、转换效率等技术指标以及环境适应性能力的要求不断提高，因Si材料自身物理特性的限制，使得Si功率器件难以承受更高电压、更高频率以及更为苛刻的温度条件。与Si材料相比，以SiC为典型的宽禁带半导体材料具有更大的禁带宽度、更高的热导率、更快的饱和速率和更高的击穿强度，不仅使功率器件的性能更为优越，且对于DC-DC变换器而言，有利于减小无源器件的体积与数量、降低功率器件的导通损耗、改善功率器件的散热性能，以提高整个变换器的功率密度与转换效率，从而实现满足临近空间飞行器工程应用的高压大功率能源变换。

SiC开关管为同步整流Buck变换器提供了更快的开关速率，但受SiC开关管高开关速度及电路寄生的参数影响，其中一个开关管的快速通断将使另一个开关管的驱动信号产生振荡，即出现串扰现象。由于SiC开关管的正向阈值电压与最大关断负电压均较小，驱动信号的振荡不仅使开关管可能出现误导通的情况，造成变换器输入端短路，而且该振荡可能超过开关管的最大关断负电压值，从而导致器件损坏。

针对同步整流Buck变换器，典型的SiC开关管抑制串扰方法通常包括以下几种：

（1）增大驱动电阻

增大驱动电路中的驱动电阻可以降低开关过程中dv/dt和di/dt，因此流过SiC开关管的栅极电流也相应减小，避免因驱动信号振荡引起的开关管误导通。但是驱动电阻的增加，使得SiC开关管的开关速率下降，开关损耗增大，进而减小了变换器的转换效率。

（2）栅源极间并联外部电容

在SiC开关管栅源极间并联外部电容，可以为栅源极间的寄生电容分担一部分电流，能在一定程度上减小栅源极感应电压，且能够抑制因寄生电感引起的驱动波形振荡。可是，随着并联电容容值的增大，SiC开关管的开关速度明显下降，同时限制了开关管频率的提升。

（3）采取有源抑制方式

在SiC开关管栅源极间额外增加辅助MOSFET，并根据同步整流Buck变换器高、低边开关管的开关时序对该辅助MOSFET进行驱动控制，即在高边SiC开关管开通和关断的瞬态时刻使低边辅助MOSFET导通，而在低边SiC开关管正常导通时关闭低边辅助MOSFET。虽然这种方式具有较好的串扰抑制效果，但需要额外的控制信号，提升了系统控制的复杂程度。

因此，适用于同步整流Buck变换器，为了克服典型SiC开关管抑制串扰方法的缺陷，如何更为有效地抑制在高边开关管快速通断的过程中对低边开关管的串扰，设计相应的驱动电路，对提高变换器的可靠性具有重要意义。

发明内容

本发明的目的是提供一种SiC开关管驱动电路，适用于同步整流Buck变换器，可以克服典型SiC开关管抑制串扰方法的缺陷，更为有效地抑制在高边开关管快速通断的过程中对低边开关管的串扰，有利于提高变换器的可靠性。

为了达到上述目的，本发明提供一种同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路，由高边驱动器、低边驱动器、高边辅助单元以及低边辅助单元组成。

上述的高边驱动器，U _{1_H}和U _{2_H}分别为高边SiC开关管Q _H的导通电压和关断电压，S _{1_H}和S _{2_H}分别为高边SiC开关管Q _H的导通开关和关断开关。

上述的低边驱动器，U _{1_L}和U _{2_L}分别为低边SiC开关管Q _L的导通电压和关断电压，S _{1_L}和S _{2_L}分别为低边SiC开关管Q _L的导通开关和关断开关。

上述的高边辅助单元，包含驱动电阻R _H、二极管D _H、NPN管T _{1_H}、PNP管T _{2_H}、T _{1_H}基极限流电阻R _{1_H}和T _{2_H}基极限流电阻R _{2_H}，其中，T _{1_H}和T _{2_H}无需外部控制信号，只需为其发射极提供正反向偏置而控制其通断。

上述的低边辅助单元，包含驱动电阻R _L、二极管D _L、NPN管T _{1_L}、PNP管T _{2_L}、T _{1_L}基极限流电阻R _{1_L}和T _{2_L}基极限流电阻R _{2_L}，其中，T _{1_L}和T _{2_L}无需外部控制信号，只需为其发射极提供正反向偏置而控制其通断。

本发明的另一技术方案在于，提供了基于上述的适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路的驱动方法，包含以下工作步骤：

步骤（1），当Q _H处于导通状态且Q _L处于关断状态时，高边驱动器中S _{1_H}导通且S _{2_H}关断，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤（2），在Q _H关断的过程中，高边驱动器中S _{1_H}关断且S _{2_H}导通，高边辅助单元中R _H上的电压使T _{1_H}发射极反偏、T _{2_H}发射极正偏，即T _{1_H}关断且T _{2_H}导通，加快Q _H的关断速度，同时Q _H与Q _L换流，Q _L的寄生电容C _{gd_L}开始放电，放电电流分别流经C _{gs_L}和R _L，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极正偏、T _{2_L}发射极反偏，即T _{1_L}导通且T _{2_L}关断，二极管D _L正向导通，从而使Q _L的栅源极电压钳位于其关断负压U _{2_L}处，避免Q _L的驱动信号因振荡而超过其最大关断负压值，导致器件损坏；

步骤（3），在Q _H与Q _L换流过程结束后，Q _H与Q _L均处于关断状态，高边驱动器中S _{1_H}关断且S _{2_H}导通，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤（4），在Q _L导通的过程中，低边驱动器中S _{1_L}导通且S _{2_L}关断，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极正偏、T _{2_L}发射极反偏，即T _{1_L}导通且T _{2_L}关断，但此时二极管D _L反向截止，其与T _{1_L}的支路处于断路状态，表明辅助单元不工作；

步骤（5），当Q _H处于关断状态且Q _L处于导通状态时，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤（6），在Q _L关断的过程中，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，低边辅助单元中R _L上的电压使T _{1_L}发射极反偏、T _{2_L}发射极正偏，即T _{1_L}关断且T _{2_L}导通，加快Q _L的关断速度；

步骤（7），在Q _H导通的过程中，高边驱动器中S _{1_H}导通且S _{2_H}关断，Q _H与Q _L的体二极管换流，Q _L的寄生电容C _{gd_L}开始充电，充电电流分别流经C _{gs_L}和R _L，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极反偏、T _{2_L}发射极正偏，即T _{1_L}关断且T _{2_L}导通，从而使Q _L的栅源极电压钳位于其关断负压U _{2_L}处，避免Q _L的驱动信号因振荡而引起误导通，造成变换器输入正负端短路。

本发明提供的适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路有益效果为：结合同步整流Buck变换器工作原理，并根据高、低边SiC开关管的工作特点，利用高、低边驱动电阻上的电压值，以控制辅助单元中相关晶体管的通断，在高边开关管快速通断的过程中，将低边开关管的栅源极电压钳位于其关断负压处，避免因其驱动信号振荡而引起的误导通或超过最大关断负压值，从而有效实现串扰的抑制，克服典型SiC开关管抑制串扰方法的缺陷，进而满足临近空间飞行器能源系统对于DC-DC变换器可靠性的苛刻要求。

附图说明

图1是同步整流Buck变换器工作原理图；

图2是本发明的适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路图；

图3是驱动信号及低边开关管漏源极电压v _{ds_L}与栅源极v _{gs_L}波形图；

图4是在Q _H关断的过程中，驱动电路等效工作图；

图5是在Q _H导通的过程中，驱动电路等效工作图。

具体实施方式

下面结合附图与实例对本发明提供的适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路作进一步详细描述。

同步整流Buck变换器工作原理如图1所示，与传统Buck变换器不同，其采用开关管Q _L代替整流二极管，有利于提高整个变换器的转换效率。通过对输出电压U _o采样与处理，控制电路产生可调节的脉宽调制信号PWM _H与PWM _L，并经过驱动电路，输出对应的驱动信号S _H与S _L，分别驱动高、低边开关管Q _H与Q _L，从而使变换器在输入电压U _in调节的情况下，保持输出电压U _o恒定。

与Si材料开关管相比，SiC开关管性能更为优越，适合在高压、高温、高频的场合应用，满足临近空间飞行器工程应用的高压大功率能源变换。

因此，结合同步整流Buck变换器工作原理，本发明提出了一种适用于同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路，如图2所示，其由高边驱动器、低边驱动器、高边辅助单元以及低边辅助单元组成。

在高边驱动器中，U _{1_H}和U _{2_H}分别为高边SiC开关管Q _H的导通电压和关断电压，S _{1_H}和S _{2_H}分别为高边SiC开关管Q _H的导通开关和关断开关。

在低边驱动器中，U _{1_L}和U _{2_L}分别为低边SiC开关管Q _L的导通电压和关断电压，S _{1_L}和S _{2_L}分别为低边SiC开关管Q _L的导通开关和关断开关。

在高边辅助单元中，包含驱动电阻R _H、二极管D _H、NPN管T _{1_H}、PNP管T _{2_H}、T _{1_H}基极限流电阻R _{1_H}和T _{2_H}基极限流电阻R _{2_H}，其中，T _{1_H}和T _{2_H}无需外部控制信号，只需为其发射极提供正反向偏置而控制其通断。

在低边辅助单元中，包含驱动电阻R _L、二极管D _L、NPN管T _{1_L}、PNP管T _{2_L}、T _{1_L}基极限流电阻R _{1_L}和T _{2_L}基极限流电阻R _{2_L}，其中，T _{1_L}和T _{2_L}无需外部控制信号，只需为其发射极提供正反向偏置而控制其通断。

根据高、低边SiC开关管的工作特点，并对如图3所示的驱动信号及低边开关管漏源极电压v _{ds_L}与栅源极v _{gs_L}波形进行分析，该同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路包含以下工作步骤：

步骤（1），当Q _H处于导通状态且Q _L处于关断状态，即t ₀时刻前，高边驱动器中S _{1_H}导通且S _{2_H}关断，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤（2），在Q _H关断的过程中，即t ₀至t ₁阶段，高边驱动器中S _{1_H}关断且S _{2_H}导通，高边辅助单元中R _H上的电压使T _{1_H}发射极反偏、T _{2_H}发射极正偏，即T _{1_H}关断且T _{2_H}导通，加快Q _H的关断速度，同时Q _H与Q _L换流，Q _L的漏源极电压v _{ds_L}迅速下降，其寄生电容C _{gd_L}开始放电，放电电流分别流经C _{gs_L}和R _L，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极正偏、T _{2_L}发射极反偏，即T _{1_L}导通且T _{2_L}关断，二极管D _L正向导通，从而使Q _L的栅源极电压v _{gs_L}钳位于其关断负压U _{2_L}处，避免Q _L的驱动信号因振荡而超过其最大关断负压值，导致器件损坏，等效工作电路如图4所示；

步骤（3），在Q _H与Q _L换流过程结束后，即t ₁至t ₂阶段，Q _H与Q _L均处于关断状态，高边驱动器中S _{1_H}关断且S _{2_H}导通，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤（4），在Q _L导通的过程中，即t ₂至t ₃阶段，低边驱动器中S _{1_L}导通且S _{2_L}关断，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极正偏、T _{2_L}发射极反偏，即T _{1_L}导通且T _{2_L}关断，但此时二极管D _L反向截止，其与T _{1_L}的支路处于断路状态，表明辅助单元不工作；

步骤（5），当Q _H处于关断状态且Q _L处于导通状态，即t ₃至t ₄阶段，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤（6），在Q _L关断的过程中，即t ₄至t ₅阶段，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，低边辅助单元中R _L上的电压使T _{1_L}发射极反偏、T _{2_L}发射极正偏，即T _{1_L}关断且T _{2_L}导通，加快Q _L的关断速度；

步骤（7），在Q _H导通的过程中，即t ₄至t ₆阶段，高边驱动器中S _{1_H}导通且S _{2_H}关断，Q _H与Q _L的体二极管换流，Q _L的漏源极电压v _{ds_L}迅速上升，其寄生电容C _{gd_L}开始充电，充电电流分别流经C _{gs_L}和R _L，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极反偏、T _{2_L}发射极正偏，即T _{1_L}关断且T _{2_L}导通，从而使Q _L的栅源极电压钳位于其关断负压U _{2_L}处，避免Q _L的驱动信号因振荡而引起误导通，造成变换器输入正负端短路，等效工作电路如图5所示。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (1)

1.一种同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路的驱动方法，其特征在于，所述同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路由高边驱动器、低边驱动器、高边辅助单元以及低边辅助单元组成；

所述高边驱动器，其中U _{1_H}和U _{2_H}分别为高边SiC开关管Q _H的导通电压和关断电压，S _{1_H}和S _{2_H}分别为高边SiC开关管Q _H的导通开关和关断开关；

所述低边驱动器，其中U _{1_L}和U _{2_L}分别为低边SiC开关管Q _L的导通电压和关断电压，S _{1_L}和S _{2_L}分别为低边SiC开关管Q _L的导通开关和关断开关；

所述高边辅助单元，包含驱动电阻R _H、二极管D _H、NPN管T _{1_H}、PNP管T _{2_H}、T _{1_H}基极限流电阻R _{1_H}和T _{2_H}基极限流电阻R _{2_H}，其中，只需为T _{1_H}和T _{2_H}发射极提供正反向偏置而控制其通断；

所述低边辅助单元，包含驱动电阻R _L、二极管D _L、NPN管T _{1_L}、PNP管T _{2_L}、T _{1_L}基极限流电阻R _{1_L}和T _{2_L}基极限流电阻R _{2_L}，其中只需为T _{1_L}和T _{2_L}发射极提供正反向偏置而控制其通断；

通过对输出电压U _o采样与处理，控制电路产生可调节的脉宽调制信号PWM _H与PWM _L，并经过驱动电路，输出对应的驱动信号S _H与S _L，分别驱动高、低边SiC开关管Q _H与Q _L，从而使变换器在输入电压U _in调节的情况下，保持输出电压U _o恒定；所述同步整流Buck变换器的SiC开关管驱动电路的驱动方法包含以下工作步骤：

步骤1），当Q _H处于导通状态且Q _L处于关断状态时，高边驱动器中S _{1_H}导通且S _{2_H}关断，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤2），在Q _H关断的过程中，高边驱动器中S _{1_H}关断且S _{2_H}导通，高边辅助单元中R _H上的电压使T _{1_H}发射极反偏、T _{2_H}发射极正偏，即T _{1_H}关断且T _{2_H}导通，加快Q _H的关断速度，同时Q _H与Q _L换流，Q _L的寄生电容C _{gd_L}开始放电，放电电流分别流经C _{gs_L}和R _L，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极正偏、T _{2_L}发射极反偏，即T _{1_L}导通且T _{2_L}关断，二极管D _L正向导通，从而使Q _L的栅源极电压钳位于其关断负压U _{2_L}处，避免Q _L的驱动信号因振荡而超过其最大关断负压值，导致器件损坏；

步骤3），在Q _H与Q _L换流过程结束后，Q _H与Q _L均处于关断状态，高边驱动器中S _{1_H}关断且S _{2_H}导通，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤4），在Q _L导通的过程中，低边驱动器中S _{1_L}导通且S _{2_L}关断，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极正偏、T _{2_L}发射极反偏，即T _{1_L}导通且T _{2_L}关断，但此时二极管D _L反向截止，其与T _{1_L}的支路处于断路状态，表明辅助单元不工作；

步骤5），当Q _H处于关断状态且Q _L处于导通状态时，驱动回路中无电流流过，即R _H与R _L上的电压值为0，使T _{1_H}、T _{2_H}、T _{1_L}和T _{2_L}处于截止状态，辅助单元不工作；

步骤6），在Q _L关断的过程中，低边驱动器中S _{1_L}关断且S _{2_L}导通，低边辅助单元中R _L上的电压使T _{1_L}发射极反偏、T _{2_L}发射极正偏，即T _{1_L}关断且T _{2_L}导通，加快Q _L的关断速度；

步骤7），在Q _H导通的过程中，高边驱动器中S _{1_H}导通且S _{2_H}关断，Q _H与Q _L的体二极管换流，Q _L的寄生电容C _{gd_L}开始充电，充电电流分别流经C _{gs_L}和R _L，在低边辅助单元中，R _L上的电压使T _{1_L}发射极反偏、T _{2_L}发射极正偏，即T _{1_L}关断且T _{2_L}导通，从而使Q _L的栅源极电压钳位于其关断负压U _{2_L}处，避免Q _L的驱动信号因振荡而引起误导通，造成变换器输入正负端短路。

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