CN110892624B - 用于控制谐振功率变换器的控制电路 - Google Patents

用于控制谐振功率变换器的控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于控制谐振功率变换器的控制电路(10)。描述了生成(210)调制信号。生成载波信号(220)，其中，所述载波信号的所述生成包括测量来自所述功率变换器的至少一个信号。生成(230)切换信号，所述切换信号能够用于控制所述谐振功率变换器的至少一个幅度的值。

Description

用于控制谐振功率变换器的控制电路
技术领域
本发明涉及用于控制谐振功率变换器的控制电路、电源、用于控制谐振功率变换器的方法以及计算机程序单元和计算机可读介质。
背景技术
本发明的总体背景是功率转换。切换模式电源变换器在从低功率到高功率的各种功率应用中得到了广泛的应用。存在几种变换器拓扑和控制技术；根据应用，可以使用拓扑和控制的不同组合。脉冲宽度调制(PWM)是最广为人知的控制技术之一。
PWM通过将调制器信号与载波信号进行比较来确定接通和断开的时刻；如果调制器大于载波，则输出为ON；否则为OFF(非逆变PWM)。调制器信号是通过处理一些测得的电路变量和参考信号来生成的，参考信号可以是恒定信号(设定点)也可以是时变信号；其是缓慢变化的信号(通常是带宽受限的信号，其带宽远低于切换频率)。载波信号是在外部生成的，其是周期性的信号，其扫过整个调制器动态范围。以此方式，其强制输出中出现周期性的开-关行为。输出信号的频率对应于载波信号的频率。典型的载波波形是三角形和锯齿形。尽管PWM的固定频率操作在某些应用中是一个优点，但在其中一些应用中它也是限制。量子谐振变换器(自振荡系统)就是这种情况。
谐振变换器在中功率和大功率应用中使用，因为利用它们可以实现高的效率和电压转换比。当然，可以有利地使用电压和电流的固有周期性行为来最小化切换损耗(零电压切换或零电流切换)。遗憾的是，由于定时至关重要，因此要实现完美的软过渡非常困难；此外，如果所有切换事件都被迫在谐振电压或谐振电流的零交叉处发生，则输出的可控制性可能会受到限制(纹波增加)。
谐振变换器的即时谐振频率不仅取决于变换器的尺寸，还取决于其状态(即，存储在电感器和电容器中的能量)和负载。在谐振变换器中使用传统的PWM将迫使变换器遵循载波的切换频率和调制器的占空比。尽管输出电压仍是可控的，但变换器内部将在次优条件下运行(无功功率增加和切换损耗增加)。请注意，载波频率不能适应变换器的即时谐振频率，因为即时频率可能会在一个周期之间变化(特别是在瞬变期间)。下一个周期的频率只能估算。
通过脉宽调制(PFM)的变体部分地克服了谐振变换器的PWM局限性。在用于谐振变换器的PFM中，将恒定占空比(通常接近50％)应用于谐振变换器。通过改变该信号的频率，可以控制输出。与PWM相比，利用合适的谐振变换器，可以确保在较宽的工作范围内进行软切换，但缺点是在相当大的工作范围内，无功功率增加(从而造成切换损耗)。此外，PFM仅可针对高于谐振频率的频率使用。
US 6487099B1描述了一种针对串联谐振功率变换器的电流模式控制器，其具有初级电流、传导时间和脉冲宽度调制器控制器。电流模式控制器具有与初级电流电连通的电流斜变生成器，并且可操作以生成具有与初级电流成比例的电压的电流斜变。电压斜变生成器与功率变换器电连通并且可操作以生成电压斜变。电流模式控制器还包括与电流斜变生成器和电压斜变生成器电连通的乘法器。乘法器可操作以生成时间相关的电流斜变，所述电流斜变具有与功率变换器的导通周期成比例的幅值。可操作以生成受限电压斜变的受限电压斜变生成器与电压斜变生成器电连通。在这方面，电流模式控制器还包括加法器，所述加法器与受限电压斜变生成器和乘法器电连通，并且可操作以生成与受限电压斜变和时间相关电流斜变成比例的控制斜变。这样，加法器与脉冲宽度调制器控制器电连通，从而控制斜变控制功率变换器的导通周期。
发明内容
具有一种包括控制该谐振功率变换器的方式的用于控制谐振功率变换器的改进的控制电路将是有利的。
本发明的目的利用独立权利要求的主题来解决，其中，在从属权利要求中并入了另外的实施例。应当注意，本发明的以下描述的方面和示例也适用于谐振功率变换器、电源、用于控制谐振功率变换器的方法以及计算机程序单元和计算机可读介质。
根据第一方面，提供了一种用于控制谐振功率变换器的控制电路，包括：
调制器信号生成器；
载波信号生成器；以及
脉冲宽度信号生成器。
所述调制器信号生成器被配置为生成调制信号。所述载波信号生成器用于生成载波信号，其中，所述载波信号的生成包括对来自谐振功率变换器的至少一个信号的测量。所述脉冲宽度信号生成器被配置为基于所述调制信号和所述载波信号来生成可用于控制谐振功率变换器的至少一个幅度的值的切换信号。
换句话说，用于控制谐振功率变换器的控制电路类似于功率变换器的众所周知的脉冲宽度调制PWM或功率变换器的脉冲频率调制PFM，但是载波信号是根据变换器本身的电路测量结果生成的而非在外部生成。换句话说，用于控制谐振功率变换器的控制电路从变换器变量中导出载波信号，这也意味着谐振功率变换器可以确定调制频率。
以此方式，用于控制谐振功率变换器的控制电路可以基于载波和调制器信号，例如通过比较那些信号，以类似于常规PWM的方式生成输出。在一个示例中，脉冲宽度信号的产生构成了相交技术，其中，当参考信号小于调制信号时，输出处于低电平状态，否则输出处于高状态，并且其中可以使用比较器。
以此方式，可以提供比PFM可以实现的更好和动态性能，具有更宽的带宽(更快的瞬变)。由于用于控制谐振功率变换器的控制电路类似于PWM，因此可以轻松采用针对PWM开发的建模和控制设计技术，从而简化了控制回路的设计。
另外，还提供了与不同脉冲模式的更大兼容性，其中可以使用序列+1，-1，并且可以使用序列+1，0，并且可以使用序列+1，0，-1，这与只能使用序列+1，-1的PFM形成对比。
此外，由于切换频率(脉冲宽度信号的频率)由变换器设置，并且随着变换器提供的电压/功率的增加，切换频率收敛到谐振频率(最大功率传输点，硬件限制)，因此可以充分利用谐振部件的功率能力。例如，这与PFM不同，在PFM中，必须将外部载波频率设置为大于谐振频率的值，并且设计裕量可以比谐振频率大三分之一的量级，从而当前功率变换器可以使PFM变换器上传输的功率最大化。
在一个示例中，脉冲宽度信号生成器被配置为在调制信号小于载波信号时生成处于低状态的切换信号。
换句话说，操作类似于PWM方法，但是载波频率是内部生成的。
在一个示例中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为基于调制信号和载波信号来生成处于高状态的切换信号。
在一个示例中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为在调制信号大于载波信号时生成处于高状态的切换信号。
换句话说，操作类似于PWM方法，但是载波频率是内部生成的。
在一个示例中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为基于调制信号和载波信号来生成处于中间状态的切换信号，所述中间状态处于低状态与高状态之间。
在第一方面中，所述谐振功率变换器包括脉冲持续时间监测器，所述脉冲持续时间监测器被配置为测量切换信号的至少一个持续时间，其中，所述至少一个持续时间包括：低状态的切换信号的持续时间和高状态的切换信号的持续时间，并且其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为当调制信号大于载波信号并且切换信号的至少一个持续时间小于或等于阈值时，生成处于低状态的切换信号。
因此，如果相继的切换事件之间的距离变得太短(即短脉冲)，则即使这种脉冲的长度甚至可以被延长穿过多个切换周期，以保持相同的平均值，但是生成更宽的脉冲。换句话说，当切换频率变得非常高时，用于控制功率变换器的控制电路可以保持在低状态，以便限制切换到最大切换频率。在一示例中，低状态被维持一个或多个周期。
在一个示例中，从其生成所述载波信号的、来自所述谐振功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电压。
在一个示例中，从其生成所述载波信号的、来自所述谐振功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电流。
在一个示例中，从其生成所述载波信号的、来自所述谐振功率变换器的至少一个信号包括谐振谐振电流的符号乘以电压。
在第二方面中，提供了一种电源，包括：
谐振功率变换器；以及
根据第一方面的用于控制谐振功率变换器的控制电路。
在第三方面中，提供了一种用于控制谐振功率变换器的方法，包括：
a)生成调制信号；
b)生成载波信号，其中，所述载波信号的所述生成包括测量来自所述功率变换器的至少一个信号；并且
c)基于所述调制信号和所述载波信号来生成可用于控制所述谐振功率变换器的至少一个幅度的值的切换信号。
在一个示例中，在步骤c)中，当所述调制信号小于所述载波信号时，生成低状态的切换信号。
在一个示例中，所述方法包括步骤d)基于所述调制信号和所述载波信号来生成处于高状态的切换信号。
在第三方面中，所述方法包括步骤e)测量切换信号的至少一个持续时间，其中，所述至少一个持续时间包括低状态的切换信号的持续时间和高状态的切换信号的持续时间，并且其中，所述方法包括步骤f)，当所述调制信号大于所述载波信号并且所述切换信号的至少一个持续时间小于或等于阈值时，生成处于低状态的切换信号。
根据另一方面，提供了一种对如前所述的装置进行控制计算机程序单元，所述计算机程序单元当由处理单元执行时适于执行如前所述的方法的步骤。
根据另一方面，提供了一种存储有如前所述的计算机单元的计算机可读介质。
所述计算机程序单元可以例如是软件程序，但是也可以是FPGA、PLD或任何其他适当的数字器件。
有利地，上述任何方面提供的益处同样适用于所有其他方面，并且反之亦然。
参考下文描述的实施例，上述方面和范例将变得显而易见并将得以阐述。
附图说明
下面将参考附图来描述示范性实施例：
图1示出了用于控制功率变换器的电路的示例的示意性设置；
图2示出了电源的示例的示意性设置；
图3示出了用于控制功率变换器的方法；
图4示出了与功率变换器相关联的波形的示例；并且
图5示出了谐振功率变换器的相关元件的示例。
具体实施方式
图1示出了用于控制谐振功率变换器的控制电路10的示例。控制电路10包括调制器信号生成器20、载波信号生成器30和脉冲宽度信号生成器40。调制器信号生成器20被配置为生成调制信号。载波信号生成器30被配置为生成载波信号。所述载波信号的生成包括对来自谐振功率变换器的至少一个信号的测量。所述脉冲宽度信号生成器40被配置为基于所述调制信号和所述载波信号来生成可用于控制谐振功率变换器的至少一个幅度的值的切换信号。
在一个示例中，基于所述调制信号和所述载波信号生成切换信号包括所述调制信号和所述载波信号的比较。
在一个示例中，所述低状态包括-1的状态。
在一个示例中，所述低状态包括0的状态。
在一个示例中，所述调制信号是从切换信号中导出的(尽管是间接地)。在一个示例中，所述调制信号是从功率变换器的输出电压中导出的，所述输出电压本身是从切换信号中导出的。因此，谐振功率变换器本身确定切换或操作频率。为了进一步说明，切换信号控制变换器的切换，所述切换控制功率流。当功率流过变换器时，会生成内部变换器波形，其中之一就是输出电压。因此，调制信号的波形与切换信号的波形是间接的并且实际上是非常遥远的。在示例中，以类似于常规PWM的方式从比较器的输出电压导出调制信号。以此方式，由于用于控制谐振功率变换器的控制电路依赖于谐振功率变换器的内部波形来生成载波信号和调制信号两者，所以提供了更好的瞬态行为和变换器变量的更好的可控制性。
在一个示例中，谐振功率变换器是串联-并联LCC谐振变换器。在一个示例中，谐振功率变换器是串联LC谐振变换器。在一个示例中，谐振功率变换器是并联LC谐振变换器。
在一个示例中，被控制的谐振功率变换器的至少一个幅值包括电压。在一个示例中，被控制的谐振功率变换器的至少一个幅值包括电流。在一个示例中，被控制的谐振功率变换器的至少一个幅值包括功率。换句话说，控制电路可以控制谐振功率变换器的电压、电流或功率中的一个或多个。
在一个示例中，从其产生载波信号的、来自谐振功率变换器的至少一个信号包括在不同时间具有正值和负值的信号。换句话说，从中导出载波信号的信号具有可以测量的幅度，所述幅度扫过负值和正值两者。在一个示例中，所述信号是周期性的。
根据示例，脉冲宽度信号生成器被配置为在调制信号小于载波信号时生成处于低状态的切换信号。
根据示例，脉冲宽度信号生成器被配置为基于调制信号和载波信号来生成处于高状态的切换信号。
在一个示例中，基于所述调制信号和所述载波信号生成处于高状态的切换信号包括所述调制信号和所述载波信号的比较。
在一个示例中，所述高状态包括+1的状态。
根据示例，所述脉冲宽度信号生成器被配置为在调制信号大于载波信号时生成处于高状态的切换信号。
根据示例，所述脉冲宽度信号生成器被配置为基于所述调制信号和所述载波信号来生成处于中间状态的切换信号，所述中间状态处于低状态与高状态之间。
在一个示例中，所述高状态是+1，所述中间状态是0，并且所述低状态是-1。
根据示例，所述谐振功率变换器包括脉冲持续时间监测器，所述脉冲持续时间监测器被配置为测量切换信号的至少一个持续时间。所述至少一个持续时间包括：低状态的切换信号的持续时间和高状态的切换信号的持续时间。所述脉冲宽度信号生成器被配置为当调制信号大于载波信号并且切换信号的至少一个持续时间小于或等于阈值时，则生成处于低状态的切换信号。
根据示例，从其生成载波信号的、来自谐振功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电压。
根据示例，从其生成载波信号的、来自谐振功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电流。
根据一个示例，从其生成载波信号的、来自谐振功率变换器的至少一个信号包括谐振谐振电流的符号乘以电压。
在一个示例中，谐振电流，无论其是正还是负的，除以其绝对幅值或模数，都会给出谐振电流的符号(+1或-1)，并将其与谐振电压一起使用以生成载波信号。
换句话说，载波信号可以是谐振谐振电流的符号乘以电压。
图2示出了医学仪器100的示例。电源100包括谐振功率变换器110和用于控制谐振功率变换器的控制电路10，如参考图1所述。
在一个示例中，电源用于医学成像系统。
图3示出了用于在其基本步骤中控制谐振功率变换器的方法200。方法200包括：
在生成步骤210，也称为步骤a)中，生成调制信号；
在生成步骤220，也称为步骤b)中，生成载波信号，其中，所述载波信号的生成包括测量来自功率变换器的至少一个信号；并且
在生成步骤230(也称为步骤c)中，基于所述调制信号和所述载波信号生成可用于控制谐振功率变换器的至少一个幅度的值的切换信号。
在该示例中，一些步骤可以在其他步骤之后执行，或者与其他步骤并行执行，或者在时间上与其他步骤交叠。
在一个示例中，利用调制信号生成器来生成调制信号。
在一个示例中，利用载波信号生成器来生成载波信号。
在一个示例中，利用脉冲宽度信号生成器来生成切换信号。
根据示例，在步骤c)中，当所述调制信号小于所述载波信号时，生成低状态的切换信号。
根据示例，所述方法包括步骤d)基于所述调制信号和所述载波信号来生成240处于高状态的切换信号。
在一个示例中，在步骤d)中，当所述调制信号大于所述载波信号时，在高状态下生成所述切换信号。
根据示例，所述方法包括步骤e)测量250切换信号的至少一个持续时间，其中，所述至少一个持续时间包括低状态的切换信号的持续时间和高状态的切换信号的持续时间，并且其中，所述方法包括步骤f)，当所述调制信号大于所述载波信号并且所述切换信号的至少一个持续时间小于或等于阈值时，生成260处于低状态的切换信号。
在一个示例中，从其产生载波信号的至少一个信号包括在不同时间具有正值和负值的信号。
在一个示例中，从其生成载波信号的、来自功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电压。
在一个示例中，从其生成载波信号的至少一个信号包括谐振电流。
在一个示例中，从其生成载波信号的至少一个信号包括谐振电压乘以谐振电流除以谐振电流的大小。
现在结合图4-5更详细地描述用于控制谐振功率变换器的控制电路、电源和用于控制谐振功率变换器的方法。
为了帮助解释用于控制谐振功率变换器的控制电路的操作架构，将其称为谐振变换器的脉冲宽度调制(PWMR)，以与现有的PWM架构形成对比。
PWMR简单且类似于PWM，但其特殊之处在于载波信号是从变换器变量中导出的。因此，变换器确定调制频率，而不是像常规PWM结构中那样反过来确定。PWMR的构建方式与PWM非常相似；但是，在PWMR中，载波信号不是外部生成的。相反，它是根据实际变换器测量的。测得的幅度应具有周期性，但不必在频率上固定，并且必须扫过负值和正值。因此，PWMR对于谐振变换器可能特别重要。对于PWMR，可以像常规PWM一样生成调制器信号。就像传统的PWM一样，通过比较载波信号和调制器信号来生成输出。
LCC谐振变换器
以下涉及作为LCC谐振变换器中的PWMR的具体示例。可以在谐振LCC变换器中实现PWMR，以在导通瞬间实现软切换。这里的软切换是指电压或电流在切换点处接近于零，从而损耗为零或趋于为零。与常规PWM一样，可以从谐振电压波形中导出载波信号，并且可以从输出电压中得出调制器信号。为了实现导通时的软切换，必须通过电感器电流的两个相继的零交叉来定义周期，其中，每个周期以ON(或+1)状态结束并以OFF(或-1)状态开始。由于电感器电流反向，因此逆变器电压应保持恒定以在-1和+1状态之间切换(软切换)。载波应具有诸如锯齿状波形的波形，在谐振电流的每两个相继的零交叉之间从其最小值到其最大值扫描。谐振电容器的谐振电流的符号乘以电压满足这些要求。这可以用作载波信号。注意，载波信号的幅值取决于操作点。这意味着载波动态范围将改变，但是调制器信号的值也会改变。调制器的电平可能在载波之上或之下。在这种情况下，变换器将不会在周期期间切换。图4示出了与用于控制功率变换器的控制电路相关联的代表性波形。顶部窗口示出了输出开-关信号。第二个窗口示出了逆变器电压和谐振电流(虚线)，第三个窗口示出了谐振电压；并且底部窗口显示载波信号(虚线)和调制器信号。
即使基于线性控制，也可以像任何PWM一样生成调制器信号。线性控制器通常在设计时假设切换频率是恒定的。在这种情况下，它不是恒定的，并且因此可能需要调整线性控制器的设计。
在上面的LCC谐振变换器示例中，仅使用了两个水平+1和-1。虽然此序列在每个周期产生无功功率，但它使共模电流最小化(好的EMC行为)。此外，在周期之间转换(需要从-1切换到+1)不需要切换，因为谐振电流反向(软切换)。在非常低的功率下，切换频率可能变得非常高。限制最大切换频率可能是方便的。这可以通过将-1水平扩展一个或多个周期来实现。尽管可控制性可能受到限制，但这通常不是问题，因为在非常低的功率下，纹波已经很小。
如果逆变器由全桥组成，则也可以使用0电平(三电平)。一种可能的实现方式是在由PWMR给定的瞬间从+1切换到0，然后在谐振电流实际过零之前从0切换到-1。
PWMR可以与其他具有其他特征的脉冲序列一起使用。脉冲序列+1，0也可以与PWMR一起使用。利用此序列，可以根据如何实现0水平来生成共模电流，并且从0过渡到+1要求与谐振电流具有非常好的同步，以避免电流尖峰。另一方面，该序列导致低功率下的较低频率。由于PWMR依靠内部波形来生成载波和调制器，因此具有其他脉冲序列的PWMR继续具有更好的瞬态行为和变换器变量的更好可控性。
PWMR可用于任何切换模式谐振变换器。对于中功率和大功率应用(例如用于医学成像系统的电源和电力分布(智能电网，可再生能源))，这尤其有利。
控制电路和用于控制谐振功率变换器的方法的更多细节如参考图5所述。图5示出了用于控制谐振功率变换器的控制电路的示例的最相关的元件。提供了电源切换器M1、M2、M3和M3，它们将谐振回路连接到电源。此处显示的电源切换为晶体管形式。根据实际的拓扑结构，谐振回路后接整流器或变压器。
继续参考图5，以电流为正的情况为例(即，电流从其上节点提供给谐振电路，并由下节点返回至切换器)。然后，在这种情况下，将通过启用切换器M1和M4并禁用M2和M3来生成+1水平。通过启用切换M2和M3器并禁用M1和M4将生成-1水平。水平0可以通过两种不同的方式生成：启用M1和M3并禁用M2和M4；或者启用M2和M4并禁用M1和M3。
上面提到了软切换，并且可以解释如下。当提及切换时，这是指流经晶体管的功率变化，如图5中所示。在+1状态下，晶体管使功率从电源流向谐振回路(即，逆变器电压和谐振电流具有相同的符号)。在-1状态下，晶体管使功率从谐振回路流回电源(即，逆变器电压和谐振电流具有不同的符号)；在0水平时，晶体管将电源从谐振回路分离，以使电源和谐振回路不交换功率。
每当晶体管切换时，切换本身就会消耗或耗散一些功率(切换损耗)。这些损耗与晶体管两端(切换之前和之后)的电压差以及切换时流过晶体管的电流有关(实际上与两者的乘积有关)。如果两个量值之一(几乎)为零，那么耗散的功率也(几乎)为零。在这种情况下，称为“软切换”。在其他情况下(电压和电流均不为零时)称为“硬切换”。“硬切换”中的切换损耗高于“软切换”中的切换损耗；因此，在“软切换”条件下进行操作是有利的。
载波和调制器比较
现在解释关于载波和调制器信号比较的更多细节。如图4所示，每个周期在谐振电流为零时开始，并在其再次达到零时结束。所有循环都以+1状态开始，以-1状态结束，并且可以包括序列+1，0。这是在载波信号不连续的最下方终图中捕获的。与传统的PWM不同，其中，载波的频率是外部产生的(与变换器的实际状态无关)，在本方法中，载波频率(即开始和停止事件)由变换器确定；在该示例中，是由谐振电流确定的，其波形是产生载波信号的基础。由于频率是由变换器设置的，因此控制输出的唯一自由度是占空比(或切换器关事件)。在每个周期内，控制器(控制电路)比较载波信号和调制器信号，并在它们交叉时触发切换器。
线性控制
如上所述，可以以许多不同的方式生成调制器信号。在基于PWM的控制器中，通常通过比较输出信号和参考信号来生成调制器信号，并最终进行一些滤波/补偿。调制器信号的生成也可能涉及其他信号(例如，输出电压和内部电流)。例如，可以通过简单地评估输出信号与参考值之间的差异来生成非常简单的调制器信号。
在另一示范性实施例中，提供了一种计算机程序或计算机程序单元，其特征在于，其被配置为在合适的系统上执行根据前述实施例中的一个的方法的方法步骤。
计算机程序单元因此可以存储在计算单元上，其也可以是实施例的一部分。该计算单元可以被配置为执行上述方法的步骤或引起上述方法的步骤的执行。此外，其可以被配置为操作上述装置和/或系统的部件。计算单元可以被配置为自动操作和/或执行用户的命令。计算机程序可被加载到数据处理器的工作存储器中。数据处理器因此可以被配备为执行根据前述实施例中的一项的方法。
本发明的该示范性实施例覆盖正好从开始就使用本发明的计算机程序以及借助于更新而将现有程序转变为使用本发明的程序的计算机程序两者。
另外，计算机程序单元可以能够提供所有必要的步骤来完成如以上所描述的方法的示范性实施例的流程。
根据本发明的另一范例性实施例，提出了一种计算机可读介质，诸如CD-ROM，USB棒等，其中，所述计算机可读介质具有存储在其上的计算机程序单元，所述计算机程序单元由前一部分所描述。
计算机程序可以存储和/或分布在适合的介质上，例如与其他硬件一起被提供或作为其他硬件的部分被提供的光学存储介质或固态介质，但是计算机程序也可以以其他形式分布，例如经由因特网或其他的有线或无线的电信系统分布。
然而，计算机程序也可以通过如万维网的网络来提供并且可以被从这样的网络下载到数据处理器的工作存储器中。根据本发明的另外的示范性实施例，提供了一种用于使得计算机程序单元可供下载的介质，所述计算机程序单元被布置为执行本发明的先前描述的实施例中的一个。
必须指出，本发明的实施例参考不同主题进行描述。尤其地，一些实施例是参考方法型权利要求来描述的，而其他实施例是参考设备型权利要求来描述的。然而，本领域技术人员以上和以下描述可以得出，除非另行指出，除了属于同一类型的主题的特任的任何组合之外，涉及不同主题的特征之间的任何组合也被认为由本申请公开。然而，所有特征能够被组合，提供超过所述特征的简单加和的协同效应。
尽管已经在附图和前面的描述中详细图示和描述了本发明，但是这样的图示和描述应当被认为是说明性或示范性的，而非限制性的。本发明不限于所公开的实施例。本领域技术人员通过研究附图、公开内容以及从属权利要求，在实践请求保护的本发明时能够理解并且实现对所公开的实施例的其他变型。
在权利要求中，“包括”一词不排除其他元件或步骤，并且词语“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现在权利要求中记载的若干项目的功能。尽管在互相不同的从属权利要求中列举了特定措施，但是这并不指示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求书中的任何附图标记不应被解释为对范围的限制。

Claims (8)

1.一种用于控制谐振功率变换器的控制电路(10)，包括：
调制器信号生成器(20)；
载波信号生成器(30)；
脉冲宽度信号生成器(40)；
其中，所述调制器信号生成器被配置为生成调制信号；
其中，所述载波信号生成器被配置为生成载波信号，其中，所述载波信号的所述生成包括对来自所述谐振功率变换器的至少一个信号的测量，其中，从其生成所述载波信号的、来自所述谐振功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电流的符号乘以谐振电压，并且其中，所述谐振电流的所述符号为+1或-1并且由所述谐振电流，不管其为正还是为负，除以其绝对幅值或模来给出；
其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为基于所述调制信号和所述载波信号来生成能够用于控制所述谐振功率变换器的至少一个幅度的值的切换信号；
其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为在所述调制信号大于所述载波信号时生成处于高状态的切换信号；并且
其中，所述谐振功率变换器包括脉冲持续时间监测器(50)，所述脉冲持续时间监测器被配置为测量所述切换信号的至少一个持续时间，其中，所述至少一个持续时间包括切换周期的持续时间，并且其中，所述切换周期的所述持续时间是处于低状态的切换信号的持续时间和处于所述高状态的切换信号的持续时间，并且
其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为当所述调制信号大于所述载波信号并且所述切换周期的所述持续时间等于阈值时，不生成处于所述高状态的切换信号，并且
其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为当所述调制信号大于所述载波信号并且所述切换周期的所述持续时间等于所述阈值时，生成处于所述低状态的切换信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为在所述调制信号小于所述载波信号时生成处于所述低状态的切换信号。
3.根据权利要求1-2中的任一项所述的控制电路，其中，所述脉冲宽度信号生成器被配置为基于所述调制信号和所述载波信号来生成处于中间状态的切换信号，所述中间状态处于所述低状态与所述高状态之间。
4.一种电源(100)，包括：
谐振功率变换器(110)；以及
根据权利要求1至3中的任一项所述的用于控制谐振功率变换器的控制电路(10)。
5.一种用于控制谐振功率变换器的方法(200)，包括：
a)生成调制信号；
b)生成载波信号，其中，所述载波信号的所述生成包括测量来自所述功率变换器的至少一个信号；并且其中，从其生成所述载波信号的、来自所述谐振功率变换器的所述至少一个信号包括谐振电流的符号乘以谐振电压，并且其中，所述谐振电流的所述符号为+1或-1并且由所述谐振电流，不管其为正还是为负，除以其绝对幅值或模来给出；并且
c)基于所述调制信号和所述载波信号来生成能够用于控制所述谐振功率变换器的至少一个幅度的值的切换信号；
d)在所述调制信号大于所述载波信号时生成处于高状态的切换信号；
e)测量所述切换信号的至少一个持续时间，其中，所述至少一个持续时间包括切换周期的持续时间，并且其中，所述切换周期的所述持续时间是处于低状态的切换信号的持续时间和处于高状态的切换信号的持续时间；
当所述调制信号大于所述载波信号并且所述切换周期的所述持续时间等于阈值时，不生成处于所述高状态的切换信号，并且
f)当所述调制信号大于所述载波信号并且所述切换周期的所述持续时间等于所述阈值时，生成处于所述低状态的切换信号。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，当所述调制信号小于所述载波信号时，生成处于低状态的切换信号。
7.根据权利要求5-6中的任一项所述的方法，还包括基于所述调制信号和所述载波信号来生成处于所述高状态的切换信号。
8.一种存储有计算机程序的计算机可读介质，所述计算机程序用于根据权利要求1-3中的任一项所述的用于控制谐振功率变换器的控制电路和/或根据权利要求4所述的电源，所述计算机程序在由处理器运行时被配置为执行权利要求5-7中的任一项所述的方法。
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