CN110868786A - 一种高压宽范围x射线电源动态特性最优化多段控制算法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，该算法以负载、上升沿和下限频率分段的方式充分利用高压电源增益，在全负载范围内实现最优上升沿控制，使kV输出可以兼顾无超调和快速上升，极大地减少曝光期间产生的无用射线，提高成像质量。且本发明控制参数通过模糊算法提前计算，以数据形式保存在控制器中，不需进一步计算，算法运行计算量小，运行快速，硬件资源占用少。

Description

一种高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法。

背景技术

X光以其极强的穿透作用、电离作用、特殊的荧光作用、感光作用和生物特性，X光已被广泛应用于医疗成像检测、安检行业、工业检测、放疗、X射线显微镜等多个场合；但同时X射线会对人体产生一定的损伤，无用的软射线是在X光使用时，不希望其出现的。同时软射线本身也会对成像造成一定影响。

高压电源作为其核心部件，其性能直接决定了X射线的实际工作性能和成像效果；高压电源输出电压的上升沿时间越短，能避免产生会伤害人体且影响成像效果无用的射线。因此现有X光行业内对高压电源的动态指标均提出了很高的要求，尤其是医疗X光机对高压电源的要求很高，上升时间是X光机高压电源的一项核心指标，因此针对动态过程进行最优化，具有极强的实际价值。

但X射线设备(如医用X光机、工业检测)所需要数十～数百kV高稳定度、准确度和良好动态特性的大功率电源(如80kW)，同时其工作模式较多、电压和负载范围很大，实现上述要求，传统PI算法较为困难；高压电源中输出kV质量直接决定了输出X射线的质量，因此对kV的上升速度、超调和控制精度均提出了较高的要求，要求在无超调的条件下，上升时间尽可能快，同时输出控制精度在5％以内。

传统的单数字PI控制算法，在整个设备所有的工作状态下，均采用相同的PI参数；在宽负载范围下，其难以兼容轻载和重载，同时没有难以兼容上升沿对超调和上升速度的要求；因此，其在全负载范围的动态过程较差，难以达到高指标要求。另外，工业界和学术界提出了基于负载分段的PI控制方法，即根据负载轻重不同分段，并确定PI参数值，但该方法并没有给出明确的分段依据和PI参数确定方法，主要依赖工程师的调试经验，同时更无法判断设备的控制稳定程度；此外，其缺乏对上升沿过程的分段控制，虽然在一定程度上兼容了负载特性的影响，提高了动态特性，但是对其上升沿过程没有控制优化，难以在无超调下实现尽可能快的上升速度；相比传统单PI控制，基于负载分段的PI控制方法虽性能有所改善，但仍未能解决超调和上升速度之间的矛盾，其控制效果仍然较差，因此上述控制方法(如PID)难以满足其实际需要，解决不了动态特性最优化的问题。

此外，上述控制算法没有针对下限频率的分段，无法充分利用电路的增益能力，这也是其无法达到最优动态特性控制目标的原因之一。因此，亟需要一套控制算法使得高压电源在全负载范围内，实现无超调的快速上升沿，同时能保证控制稳定裕量充足。

发明内容

鉴于上述，本发明提供了一种高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，对增益特性和上升沿特性进行分段处理，根据分段规则通过模糊算法确定PI参数，通过多重分段有效解决了超调和上升速度之间的矛盾，并实现了全负载范围内的无超调快上升高精度控制。

一种高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，包括如下步骤：

(1)获取LCC谐振变换器所需输出的档位，即包括对应的输出电压指令值和输出电流指令值；

(2)根据档位判断其所处档位分段，从多重分段地址库中得到对应负载区间分段定位地址；

(3)根据档位判断其所处档位分段，确定变换器的上限开关频率和下限开关频率；

(4)采集LCC谐振变换器实际的输出电压信号并进行滤波处理，通过与输出电压指令值比较得到电压偏差；

(5)根据电压偏差判断变换器输出电压所属上升沿的分段，从多重分段地址库中得到对应上升沿分段定位地址；

(6)根据负载区间分段定位地址和上升沿分段定位地址，从多重分段数据库中对应提取变换器的PI控制参数；

(7)使电压偏差依次通过PI控制模块和限幅环节后得到当前变换器的开关频率，进而根据开关频率生成变换器中功率开关器件的PWM驱动信号并施加控制。

进一步地，所述步骤(2)的具体实现过程如下：

2.1建立变换器的LCC模型并绘制增益特性曲线，即对应不同负载下电压增益K与开关频率f的变化曲线；

2.2根据上述模型和增益特性曲线，从中提取固定增益下开关频率f随负载的变化曲线L1，所述固定增益即变换器的输出电压指令值/输入电压；

2.3利用k段折线去逼近该曲线L1的变化趋势，k为大于等于3的自然数；

2.4每一段折线即对应一组负载区间及其分段定位地址，折线斜率的倒数越大，其对应的区间负载越轻；根据输出电压指令值/输出电流指令值的大小所在负载区间进行寻址，以获取到对应负载区间分段定位地址。

进一步地，所述步骤(3)的具体实现过程如下：

3.1建立变换器的LCC模型并绘制增益特性曲线，即对应不同负载下电压增益K与开关频率f的变化曲线；

3.2根据上述模型和增益特性曲线，从中提取固定输出电压指令值下下限开关频率随输出电流的变化曲线L2，其中LCC增益特性曲线顶点对应的开关频率f即为下限开关频率，输出电流＝输出电压/负载大小；

3.3利用k段折线去逼近该曲线L2的变化趋势，且保证相同输出电流情况下折线的下限开关频率大于曲线的下限开关频率，k为大于等于3的自然数；

3.4根据档位中的输出电压指令值和输出电流指令值通过折线确定下限开关频率，上限开关频率为给定。

进一步地，所述步骤(5)的具体实现过程为：首先对一定时长变换器实际输出电压信号的上升沿过程按照其特性不同分成五段S1～S5；然后根据变换器当前输出电压偏差及偏差变化量所在区段进行寻址，以获取到对应上升沿分段定位地址；其中：

S1段和S2段，对应e(t)-e(t-1)<0且e(t)>0，S1段与S2段的分割线为输出电压指令值的10％；

S2段，对应的输出电压区间为输出电压指令值的10％～100％，且在该区间内S2段又被均匀分成多个小段；

S3段，对应e(t)-e(t-1)<0且e(t)<0；

S4段，对应e(t)-e(t-1)>0且e(t)<0；

S5段，对应e(t)-e(t-1)>0且e(t)>0；

其中：e(t)和e(t-1)分别为t时刻和t-1时刻的电压偏差，t为大于0的自然数。

进一步地，所述步骤(6)的多重分段数据库中存有变换器在不同负载状况下且输出电压在不同上升沿区段下对应的PI控制参数，其根据负载以及输出电压偏差及偏差变化量所在上升沿区段对于PI控制参数的以下要求通过模糊控制算法计算确定；

S1段对应采用的比例系数和积分系数均为较小值，该区段内负载由轻到重，比例系数逐步减小，积分系数逐步增大；

S2段对应采用的比例系数为较小值，积分系数为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数逐步减小，积分系数逐步增大；S2段区间内的每个小段随输出电压逐步接近指令值，比例系数逐步增大，积分系数则逐步减小；

S3段对应采用的比例系数和积分系数均为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数和积分系数均逐步减小；

S4段对应采用的比例系数为较小值，积分系数为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数逐步减小，积分系数逐步增大；

S5段对应采用的比例系数和积分系数均为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数和积分系数均逐步减小。

进一步地，所述步骤(7)中的PI控制模块根据以下公式计算得到u(t)，进而使上限开关频率减去u(t)后的结果通过限幅环节即得到当前变换器的开关频率；

u(t)＝u(t-1)+P(e(t)-e(t-1))+Ie(t)

其中：e(t)和e(t-1)分别为t时刻和t-1时刻的电压偏差，P和I分别为比例系数和积分系数，u(t)和u(t-1)分别为t时刻和t-1时刻PI控制模块的输出结果，t为大于0的自然数。

进一步地，当变换器实际的输出电压或输出电流超过档位一定比例，则启动过压或过流保护措施。

进一步地，所述PWM驱动信号的占空比为50％。

进一步地，所述比例系数P和积分系数I必须在可使系统闭环稳定的PI参数范围内选取，该PI参数范围通过建立LCC谐振电源的小信号模型和小信号模型基础上的系统闭环传递函数，由控制理论的稳定性判据确定。

进一步地，通过模糊控制算法计算确定PI控制参数，即将e(t)和e(t)-e(t-1)、不同负载分段内折线斜率的倒数和输出PI进行模糊化，根据上升沿不同区段和负载轻重对PI控制参数的要求，建立模糊规则表，并由模糊规则表求解出模糊蕴含关系矩阵；当前分段内，所处的负载对应折线斜率的倒数和当前偏差和偏差变化量输入其各自模糊化对应的隶属函数中，得到其模糊化结果，再通过模糊蕴含关系矩阵进行模糊推理，得出PI参数模糊矩阵，最后通过解模糊，即可得到需要的PI参数结果；在不同分段区间内，通过上述方法即可得到当前输出电压下所需的所有分段PI的参数表，在其他电压档位下，通过分段和上述PI参数确定，最终可得到全部输出电压电流档位的分段PI参数表。

因为高压电源的增益随输出变化具有很强的非线性特点，传统的单控制参数控制难以满足全负载范围内的控制需求，同时也无法兼顾上升时间和超调指标。因此本发明根据其负载增益曲线特性进行档位分段，在此基础上根据上升沿的不同阶段对控制的不同要求再进行分段，根据其对于控制参数的要求，通过模糊算法得到各段的控制参数，建立控制参数库。当系统工作时，硬件电路的采样结果经过采样滤波模块去除干扰和纹波，与指令电压(以下称kV)一起经过偏差处理模块得到偏差和偏差变化量，根据当前档位的指令kV和指令mA以及偏差结果，即可从控制参数库中得到一组控制参数，通过输出频率计算模块得到硬件电路所需的控制频率，对硬件电路进行闭环控制。另外，因为LCC电路软开关的上下限频率点随输出有很强的非线性，因此本发明根据输出分段建立上下限频率分段库，因为上限频率只要在硬件电路的工作范围内，本身不会影响系统正常工作，因此上限频率采用固定值。此外，本发明还有硬件电路输出保护模块，根据输出判断硬件电路是否安全工作。

本发明的主要特点在于：(1)根据负载特性分段，克服了高压电源输出范围宽，增益非线性变化的问题，实现全功率范围内的有效控制；(2)根据上升沿过程分段，有效兼顾了上升沿的超调和上升时间指标，实现无超调条件下的us级上升时间；(3)对频率保护下限值按输出档位分段设置，在保证软开关条件下充分利用了LCC的增益；(4)通过模糊算法将负载特性分段和上升沿分段综合考虑到一起，并可以提前确定好PI参数表，系统工作时只需查表即可，极大地减少了资源耗费。本发明算法能够实现高压电源的全功率范围内上升沿的优化控制，有效解决超调量和上升沿之间难以协调的难题，实现高压电源的高指标要求。

本发明与现有技术相比的主要优势在于，兼顾了不同功率输出下的闭环输出特性，同时兼顾了上升沿的无超调、快速上升和控制高精度。本发明算法可在全功率范围内，无超调的条件下，实现快速上升沿控制。同时，本发明软启动功能有效避免了启动瞬间的电压电流冲击对硬件电路的不良影响，频率限制模块也对器件的软开关工作起到了有效保证并充分利用了LCC系统的增益。

附图说明

图1为本发明适用于高压电源多段控制算法的系统实现结构框图。

图2为本发明适用于高压电源多段控制算法的流程示意图。

图3为LCC谐振变换器的拓扑结构示意图。

图4为高压电源CCM模式下稳态时域波形图。

图5为高压电源基波等效模型示意图。

图6为本发明多段算法上升沿分段策略示意图。

图7为本发明多段算法档位分段策略示意图。

图8为本发明多段算法下限频率分段策略示意图。

图9为模糊算法的等腰三角形隶属函数示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图2所示，本发明控制算法的具体实施过程如下：

步骤1：控制台向高压电源控制器发送需要输出的档位其对应的电压输出(以下称kV)和电流输出(以下称mA)。

步骤2：高压电源控制器根据需要输出的档位，判断其所处档位分段，从多重分段控制参数地址库中，拿到对应档位分段的Gear address。

步骤3：高压电源控制器根据需要输出的档位，判断其所处档位分段，从输出频率档位分段库中拿到上限和下限频率值。

步骤4：ADC电路对高压电源输出采样电路进行采样，得到的结果经过高压电源控制器中的采样滤波模块滤除噪声，再与指令值相减得到偏差值，偏差值再与上个采样周期的偏差值相减，得到偏差变化量。

步骤5：根据偏差值和偏差变化量，判断其输出所属上升沿的分段，从多重分段控制参数地址库中，拿到对应的上升沿分段的Rise address。

步骤6：根据Gear address和Rise address，从多重分段控制参数数据库中，拿到对应的控制参数值。

步骤7：控制台向高压电源控制器发送使能信号，高压电源开始输出。

步骤8：控制参数值和误差及误差变化量，进入输出频率计算模块进行计算。上限频率值减去得到的对应控制参数计算结果，即为输出的逆变工作频率。

步骤9：输出的工作频率经过输出频率上下限保护模块，判断是否存在频率超限，若超出上限，则按上限输出，若超出下限，则按下限输出。

步骤10：高压电源控制器输出对应工作频率的PWM驱动信号，使得硬件电路输出kV和mA，重复步骤4～6及8和9，得到新的闭环输出频率，实现闭环控制。

步骤11：输出保护模块持续工作。由采样电路得到的kV和mA采样信号，经过ADC采样后，给到高压电源控制器，若其输出kV或mA档位要求的+10％，即启动过压或过流保护。

如图1所示，本发明控制算法的系统实现包括以下：

偏差处理模块，用于产生闭环所需的偏差量和偏差变化量；

输出频率计算模块，用于计算输出频率；

上升沿分段模块，根据硬件电路特性和负载变化对上升过程中控制参数的要求建立分段，根据偏差和偏差变化量，确定当前的所处分段；

档位分段模块，LCC电路的增益非线性特性，使得不同输出条件对控制参数提出了不同的要求，根据增益特性对控制参数的要求建立分段，根据输出电压和电流确定当前的所处分段。根据上述二维的分段定位，即可确定闭环所对应的控制参数值；

输出频率上下限模块，根据硬件电路的工作特点，确定输出频率的上下限。根据LCC增益的非线性，对应不同负载工作条件建立其软开关的下限频率库，用来保护系统的软开关并最大限度地利用LCC的增益；

采样滤波模块，根据采样电路的硬件电路特点，建立中位滑窗平均滤波算法，滤除存在的干扰；

输出保护模块，根据采样输出判断系统是否输出异常，如异常，关闭系统输出；

硬件电路模块，闭环算法控制的高压电源硬件电路。包含整流、逆变、LCC谐振腔、高压油箱和球管及其附属电路。

本发明闭环算法的核心是根据负载和上升沿对控制参数不同的需求，在对应的分段区间内使用对应的控制参数，以达到合理的控制效果，因为高压电源kV输出档位间隔通常为10kV，所以按不同kV输出下进行二重分段；按以下方法，即可建立不同输出kV下的分段及其PI参数，得到全负载范围内的PI参数库。

首先根据高压电源电路参数，建立基波等效模型，LCC谐振变换器的拓扑结构如图3所示。L_s和C_s分别为串联谐振电感和串联谐振电容，L_s1'为可由接触器S1分合的串联谐振电感，在轻载工作时切入L_s1'，提高系统工作效率；C_p为并联在变压器副边的并联谐振电容，L_T为变压器原边的漏感等效值，C_pT为变压器副边的分布电容等效值，C_o包括输出滤波电容与线缆电容等，R_o为等效的阻性负载，变压器变比为1:n，V_ab为H桥输出电压，i_Ls为谐振电流。

图4给出了LCC在CCM模式下的稳态时域波形图，对V_ab、i_T和V_cpT1等进行FFT分解，

为V_ab基波和i_ls之间的功率因数角，α为整流桥导通角，θ为整流桥输入相角。

采用基波分析法可以得到LCC简化基波等效模型，如图5所示，其中R_e和C_e为变压器、整流桥、输出电容和阻性负载等效得到的RC网络。

为了实际设计方便，定义以下参数：

其中：Q为定义的品质因数，β为中间变量，X为归一化频率。

推导并整理，得到LCC在CCM模式下的稳态模型如下，其中M为LCC的直流增益。

固定电压档位下(如40kV)，在上述等效模型基础上，40kV输出电压档位下，其工作频率f随不同负载条件变化的曲线，如图6实线所示；根据该曲线即可进行分段线性化如图6虚线所示，将其按负载特性分为若干段。理论上，所分的段数越多，越接近实际曲线，控制的效果越好，但过多的分段一方面需要更多的硬件电路资源，一方面增加了调试工作量。因此根据曲线特点，将其分为三段：0～12.5％，12.5％～62.5％，62.5％～100％，每段增益能力的强弱通过该段直线斜率k的倒数，1/k来表示，1/k越大，直接反映电路在当前负载下，增益能力越强。

上升沿分段，则主要依据不同阶段对控制参数的需要不同分段，如图7所示，按照对控制参数要求不同的总特点可以分为5段：S1软启动阶段，e(t)<10％指令kV，该阶段e(t)-e(t-1)<0，e(t)>0，此时需要输出缓慢变化，因此需要小P小I值。S2上升阶段，需要速度越快越好，以减少上升时间，该阶段e(t)-e(t-1)<0，e(t)>0，采用小P值和大I值，随着接近指令值，应逐步增大P值减小I值。S3超调上升阶段，该阶段e(t)-e(t-1)<0，e(t)<0，此时希望超调尽可能的小，因此希望控制参数增量为负，以控制超调，需要最大P值和最大的I值来抑制超调。在S3阶段结束时，超调量达到最大，并开始重新接近指令值，S4超调下降阶段，该阶段e(t)-e(t-1)>0，e(t)<0，该阶段期望其迅速接近指令值，以减小超调时段，因此需要小P值和大I值，但是过小的P值和过大的I值，会引发下一阶段的向下尖峰，在逐渐接近指令值时，需要P值变大而I值变小，以避免造成新的向下尖峰，如其仍然存在小于指令值的尖峰，即进入S5阶段。S5阶段，该阶段e(t)-e(t-1)>0，e(t)>0，希望其反向尖峰尽可能小，因此需要大P值和大I值。显然，在5段中，S2最重要，一方面S2时间的长短决定了上升时间，另一方面其S2积累的误差也决定了S3、S4和S5阶段的超调振荡抑制压力。因此根据S2的渐变需要，将S2段根据e(t)的大小，按照10％指令kV一段，再等分为9段，其余的S1、S3、S4和S5各成一段。同时，根据球管的非线性特性，灯丝电流不变的条件下，随kV增大，mA输出随着增大，且增大的速度越来越慢，该特性也对控制参数提出了要求，在上升过程的9段中，随着kV越来越大，需要的I值要比纯阻负载条件下偏大一些，P值比纯阻负载条件下偏小一些，需要对分段控制参数值进一步修正。且输出kV越大，修正也要越大。

根据增益特性公式，可绘制不同负载下的增益特性，显然由于非线性的影响，不同负载段其增益特性有明显的非线性特征；在重载段表现较好的控制参数，在轻载段会引发严重的超调甚至不稳定。在上述模型基础上，首先根据输出kV档位建立kV分段点，而后在固定kV输出增益的条件下，绘制负载等效电阻和工作频率之间的关系曲线，对其进行分段线性化，分段点等效电阻对应的mA即为mA分段点，将上述kV和mA分段结合，即得到负载分段点。根据该段增益特性对PI参数的要求，在上升沿的S2段，重载条件相比轻载条件，增益能力更弱，就需要更小的P和更大的I，加快上升速度；在S3段更小的P和I值就足以抑制超调；在S4段就需要更小P和更大的I，来加速接近指令值；S5段就需要更小的P和I值；而软启动S1段，重载条件下因为增益特性，启动会更软，若要保证启动速度不变，需要更大的I和更小的P，保证软启动的速度，避免启动过软。

各个分段内PI参数的确定采用模糊数学的方法进行，负载分段对控制的要求：绘制固定电压增益条件下，负载等效电阻和工作频率之间的曲线，其不同负载下增益能力的强弱，利用其分段线性化后的各段斜率k的倒数来描述，1/k越大，对应负载越轻，电路增益能力越强，将1/k值进行模糊化，进行模糊分割，建立其隶属函数及其模糊论域。其次根据之前的分析，上升沿过程中的特性不同，是根据e(t)和e(t)-e(t-1)分段的，其中e(t)-e(t-1)参与分段的只有正负，对e(t)和e(t)-e(t-1)通过建立隶属函数，进行模糊化，其中e(t)-e(t-1)根据其正负直接采用精确分界(精确分界本身也是模糊分割的一种)，e(t)进行正常的模糊分割。由LCC小信号模型，通过朱利判据，可以建立PI参数的稳定区间，结合仿真和理论计算，选取合适的PI参数初始值(K_p0和K_i0)，将稳定区间内的PI参数的ΔK_p和ΔK_i进行模糊分割，并建立其隶属函数；根据前述建立的分段规则及其对PI参数的要求，可以建立模糊规则表，并由规则表生成模糊蕴含矩阵，来表示增益特性和上升沿特性对PI参数的影响。确定各段PI参数时，需要将当前分段内的e(t)、e(t)-e(t-1)和负载特性对应的斜率1/k，输入模糊算法内，即可得到ΔK_p和ΔK_i的模糊结果，再通过解模糊操作，即可得到ΔK_p和ΔK_i，最终根据K_p＝K_p0+ΔK_p，K_i＝K_i0+ΔK_i，即可得到该分段内的PI结果。

本实施方式中PI参数的确定，首先建立LCC的小信号模型，而后建立闭环系统的传递函数，根据朱利判据，确定PI的稳定区间。K_pmax、K_imax是稳定条件下最大值，K_pmin、K_imin是最小值，即：

K_p∈[K_pmin,K_pmax]，K_i∈[K_imin,K_imax]

e(t)论域定为(-6,6)并将其划为NB、NM、NS、ZE、PS、PM、PB典型的七个分割域。e(t)选择等腰三角形隶属函数，如图9所示，而e(t)-e(t-1)根据符号分为N、Z、P，采用精确分割对应正、零和负。

对不同负载下增益能力大小分段线性化，如图6所示，分段性线性化后的斜率1/k结果，进行模糊化，建立其隶属函数，其论域定为(-6,6)，故将其划为NB、NM、NS、ZE、PS、PM、PB七段，其隶属函数选择和e一样的等腰三角形。

由K_p和K_i的取值范围，K_p和K_i的初值取稳定区间的中心值，K_p0＝(K_pmax+K_pmin)/2，K_i0＝(K_imax+K_imin)/2可以得到ΔK_p和ΔK_i的取值区间为[(K_pmin-K_pmax)/2，(K_pmax-K_pmin)/2]、[(K_imin-K_imax)/2，(K_imax-K_imin)/2]。确定ΔKp和ΔKi，建立起对应的隶属度函数，划分为7类，分别为NB、NM、NS、ZE、PS、PM、PB，其隶属函数同样选为等腰三角形。根据负载特性对于PI的要求，可以建立ΔK_p和ΔK_i关于1/k的模糊规则表；根据上升沿对于PI的要求，可以建立ΔK_p和ΔK_i关于e(t)和e(t)-e(t-1)的模糊规则表。

根据之前不同负载水平下其增益能力和上升过程的各个阶段建立的模糊规则表，ΔK_p和ΔK_i可得到两类模糊蕴含关系，通过Mamdani法建立输入输出之间关系的模糊蕴含关系矩阵R_e1，…R_e14。据此可以建立共计14条模糊蕴含关系，则e(t)、e(t)-e(t-1)输入时，将其带入隶属度函数中，可以求得其隶属度矩阵E'、C'，并进行并行模糊推理，求解出的K_p'矩阵。根据隶属函数可以得到各个模糊分割下，隶属度u对应的论域值uΔK_e(u)，通过加权平均法解模糊，可求出精确的ΔK_pe值。

同样的方法，根据增益特性分段的1/k，可以建立7条模糊蕴含关系R_k1,…R_k7。将当前负载条件下对应增益的1/k值代入，可以得到K'矩阵，进行并行模糊推理，可以得到输出ΔK_p的模糊矩阵K_k'。

根据求解出的K_k'矩阵，根据隶属函数可以得到各个模糊分割下，隶属度u对应的论域值uΔK_k(u)。通过加权平均法解模糊，可求出精确的ΔK_pk值。

ΔK_p＝ΔK_pe+ΔK_pk K_p＝K_p0+ΔK_p

类似的，可以得到ΔK_i模糊蕴含关系，通过相同的矩阵公式求解出最终的结果。

ΔK_i＝ΔK_ie+ΔK_ik K_i＝K_i0+ΔK_i

根据上述算法，即可得到各个分段区间内的PI参数值，建立分段PI参数库。但是因为理论和仿真相比实际中仍然存在一定的偏差，得到的控制参数结果并不能完全作为最终的控制参数，且负载非线性特性也难以得到有效仿真，需要实验调试进行微调得到最终的参数控制表。

根据上述建立的分段控制参数库，建立分段地址库和分段数据库，将其存入FPGA中，其中地址库的地址分为两部分，高位地址由档位分段决定，低位地址由上升沿分段决定，控制参数数据库则按照得到的控制参数结果填入即可。

采样滤波模块采用软件算法的方式以滤除采样带来的干扰，干扰通常包括瞬间毛刺干扰和周期性干扰，采用中位数法滤除毛刺干扰，采用滑窗平均减小周期干扰。但越复杂的算法，所引起的采样滞后也就越多，过多的滞后拍数会对控制效果产生直接影响，简洁有效的中位滑窗滤波可以解决多数情况下的滤波需求，但如果ADC和控制器速度充足，可采用更复杂的滤波方法如傅里叶滤波等方式。

频率上下限保护模块是在LCC电路的增益特性曲线上获得的，固定kV档位下，随着负载变重，整个工作频率段也在向下移动。而上限频率选择系统最大工作频率，并不会影响系统安全工作，但会影响软启动时间。但软启动也可以通过更改S1段的控制参数值来实现。因此上限频率选择固定值或者随输出不同选择不同的频率都是可以的，下限频率的选择上，根据增益特性曲线可以建立下限频率和负载的曲线，根据该曲线在保留一定裕量的基础上进行分段线性化，各分段内下限频率和mA成线性关系，即可根据控制台发送的kV和mA要求，得到需要的下限频率值。

本实施方式根据LCC电路的工作频率范围，上限频率固定为硬件电路的最大工作频率(如300kHz)，下限则根据LCC增益曲线确定，绘制其mA和下限频率值之间的关系，如图8实线所示，对该曲线进行分段线性化如图8虚线所示，同一段内，根据mA指令即可迅速得出所需的下限频率。

依次类推，可以建立不同电压输出档位下的多段控制参数库。

上述程序编写完成后，输出实际的kV和mA，对参数进行实际调试。根据实际的上升时间和超调情况，按照上升沿分段要求和球管非线性特点调整参数，得到最终的控制参数。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，包括如下步骤：

(1)获取LCC谐振变换器所需输出的档位，即包括对应的输出电压指令值和输出电流指令值；

(2)根据档位判断其所处档位分段，从多重分段地址库中得到对应负载区间分段定位地址；

(3)根据档位判断其所处档位分段，确定变换器的上限开关频率和下限开关频率；

(4)采集LCC谐振变换器实际的输出电压信号并进行滤波处理，通过与输出电压指令值比较得到电压偏差；

(5)根据电压偏差判断变换器输出电压所属上升沿的分段，从多重分段地址库中得到对应上升沿分段定位地址；

(6)根据负载区间分段定位地址和上升沿分段定位地址，从多重分段数据库中对应提取变换器的PI控制参数；

(7)使电压偏差依次通过PI控制模块和限幅环节后得到当前变换器的开关频率，进而根据开关频率生成变换器中功率开关器件的PWM驱动信号并施加控制。

2.根据权利要求1所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：所述步骤(2)的具体实现过程如下：

2.1建立变换器的LCC模型并绘制增益特性曲线，即对应不同负载下电压增益K与开关频率f的变化曲线；

2.2根据上述模型和增益特性曲线，从中提取固定增益下开关频率f随负载的变化曲线L1，所述固定增益即变换器的输出电压指令值/输入电压；

2.3利用k段折线去逼近该曲线L1的变化趋势，k为大于等于3的自然数；

2.4每一段折线即对应一组负载区间及其分段定位地址，折线斜率的倒数越大，其对应的区间负载越轻；根据输出电压指令值/输出电流指令值的大小所在负载区间进行寻址，以获取到对应负载区间分段定位地址。

3.根据权利要求1所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：所述步骤(3)的具体实现过程如下：

3.1建立变换器的LCC模型并绘制增益特性曲线，即对应不同负载下电压增益K与开关频率f的变化曲线；

3.2根据上述模型和增益特性曲线，从中提取固定输出电压指令值下下限开关频率随输出电流的变化曲线L2，其中LCC增益特性曲线顶点对应的开关频率f即为下限开关频率，输出电流＝输出电压/负载大小；

3.3利用k段折线去逼近该曲线L2的变化趋势，且保证相同输出电流情况下折线的下限开关频率大于曲线的下限开关频率，k为大于等于3的自然数；

3.4根据档位中的输出电压指令值和输出电流指令值通过折线确定下限开关频率，上限开关频率为给定。

4.根据权利要求1所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：所述步骤(5)的具体实现过程为：首先对一定时长变换器实际输出电压信号的上升沿过程按照其特性不同分成五段S1～S5；然后根据变换器当前输出电压偏差及偏差变化量所在区段进行寻址，以获取到对应上升沿分段定位地址；其中：

S1段和S2段，对应e(t)-e(t-1)<0且e(t)>0，S1段与S2段的分割线为输出电压指令值的10％；

S2段，对应的输出电压区间为输出电压指令值的10％～100％，且在该区间内S2段又被均匀分成多个小段；

S3段，对应e(t)-e(t-1)<0且e(t)<0；

S4段，对应e(t)-e(t-1)>0且e(t)<0；

S5段，对应e(t)-e(t-1)>0且e(t)>0；

其中：e(t)和e(t-1)分别为t时刻和t-1时刻的电压偏差，t为大于0的自然数。

5.根据权利要求1所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：所述步骤(6)的多重分段数据库中存有变换器在不同负载状况下且输出电压在不同上升沿区段下对应的PI控制参数，其根据负载以及输出电压偏差及偏差变化量所在上升沿区段对于PI控制参数的以下要求通过模糊控制算法计算确定；

S1段对应采用的比例系数和积分系数均为较小值，该区段内负载由轻到重，比例系数逐步减小，积分系数逐步增大；

S2段对应采用的比例系数为较小值，积分系数为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数逐步减小，积分系数逐步增大；S2段区间内的每个小段随输出电压逐步接近指令值，比例系数逐步增大，积分系数则逐步减小；

S3段对应采用的比例系数和积分系数均为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数和积分系数均逐步减小；

S4段对应采用的比例系数为较小值，积分系数为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数逐步减小，积分系数逐步增大；

S5段对应采用的比例系数和积分系数均为较大值，该区段内负载由轻到重，比例系数和积分系数均逐步减小。

6.根据权利要求1所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：所述步骤(7)中的PI控制模块根据以下公式计算得到u(t)，进而使上限开关频率减去u(t)后的结果通过限幅环节即得到当前变换器的开关频率；

u(t)＝u(t-1)+P(e(t)-e(t-1))+Ie(t)

其中：e(t)和e(t-1)分别为t时刻和t-1时刻的电压偏差，P和I分别为比例系数和积分系数，u(t)和u(t-1)分别为t时刻和t-1时刻PI控制模块的输出结果，t为大于0的自然数。

7.根据权利要求1所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：当变换器实际的输出电压或输出电流超过档位一定比例，则启动过压或过流保护措施。

8.根据权利要求6所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：所述比例系数P和积分系数I必须在可使系统闭环稳定的PI参数范围内选取，该PI参数范围通过建立LCC谐振电源的小信号模型和小信号模型基础上的系统闭环传递函数，由控制理论的稳定性判据确定。

9.根据权利要求5所述的高压宽范围X射线电源动态特性最优化多段控制算法，其特征在于：通过模糊控制算法计算确定PI控制参数，即将e(t)和e(t)-e(t-1)、不同负载分段内折线斜率的倒数和输出PI进行模糊化，根据上升沿不同区段和负载轻重对PI控制参数的要求，建立模糊规则表，并由模糊规则表求解出模糊蕴含关系矩阵；当前分段内，所处的负载对应折线斜率的倒数和当前偏差和偏差变化量输入其各自模糊化对应的隶属函数中，得到其模糊化结果，再通过模糊蕴含关系矩阵进行模糊推理，得出PI参数模糊矩阵，最后通过解模糊，即可得到需要的PI参数结果；在不同分段区间内，通过上述方法即可得到当前输出电压下所需的所有分段PI的参数表，在其他电压档位下，通过分段和上述PI参数确定，最终可得到全部输出电压电流档位的分段PI参数表。

Images