CN103856045A - 一种基于分层思想的模糊pi双环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种新的基于分层思想的模糊PI双环控制方法及其用TMS320F2812DSP实现的软硬件方案。所述控制方法依据模糊控制理论，将模糊控制方法与传统线性PI的电压、电流双环控制方法结合形成闭环系统，并以给定参数的boost变换器作为实例进行了仿真验证。仿真结果表明，本发明提供的控制方法能够较大的提升系统的动、静态性能，而且能够最好地实现保护，最大限度地快速而不超过保护限值的控制设计；除了过流保护，还有专门的输入涌流限制，最大限度抑制了启动浪涌，并节省了启动涌流功率二极管，对输入变量的分层减少了控制算法的复杂度和计算量，为灵活实现更多附加控制功能提供了可能思路。

Description

一种基于分层思想的模糊PI双环控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源领域的DC-DC升压电路。

背景技术

DC-DC变换器是一种时变的非线性系统，由于各种寄生参数和损耗的存在，其运行的精确模型很难建立。传统的线性PI控制方法是工程中采用最多的，其中的单电压环控制虽然设计方法简单成熟，但动态特性缓慢，已经极少采用；电压、电流双环PI控制具有较好的动态和稳态特性，但由于是在假定变换器为线性系统的基础上进行控制器设计，在性能要求较高的场合仍难达到要求。于是近年来研究者逐步引入基于非线性系统的控制方法来控制功率变换器，模糊控制就是其中的一种。

模糊控制属于智能控制的范畴，它是以模糊集理论、模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的控制方法，具有算法简单直观、易于软件实现、鲁棒性强等特点，在DC-DC变换器中已经有了一定的应用。

单纯的模糊控制的核心是规则表格，表格直接决定了变换器中开关的导通占空比。表格的制定需要较多的仿真或实验的经验积累，经验是模糊控制器的关键。

模糊控制和PI控制结合也是比较常见的思路，可以借鉴变换器小信号模型的一些理论成果，得到比单纯采用PI控制更好的运行特性。目前模糊控制和PI控制结合的形式有两种：(1)电压模糊PI控制，仅以输出电压作为输入控制量，比单电压环的PI控制有更好的动态特性，但响应仍不够好；(2)模糊PI双环控制，模糊控制与电流内环结合，缺点在于系统的动态复杂，难于进行小信号分析，给电压外环设计造成困难。

发明内容

本发明的目的是提供一种新的基于分层的模糊PI双环控制方法，根据模糊控制理论，将模糊控制方法与传统线性PI的电压、电流双环控制方法结合形成闭环系统，变换器具有比传统线性PI双环控制下更好的动、静态性能，而且对输入变量进行分层，能够增加少量计算的情况下最好地实现过流保护和输入涌流限制，最大限度地快速而不超过保护限值的控制设计。本发明通过以下技术方案实现：

一种基于分层的模糊PI双环控制方法，采用Boost升压变换器的电路拓扑结构，及用TMS320F2812DSP实现的软硬件方案，可以达成变换器在宽负载范围内的高性能。

上述的的模糊PI双环控制方法，所述Boost升压变换器的电路拓扑结构包括电感、开关管和二极管，所述电感的一端与直流输入源正极连接，电感的另一端与开关管的漏极连接，开关管的源极与电感电流采样电阻连接，开关管的门极与脉冲驱动电路的输出端连接；同时，电感的另一端与二极管阳极连接，二极管的阴极与负载连接。

上述的模糊PI双环控制方法，所述的一种基于分层的模糊PI双环控制方法，其特征在于根据模糊控制理论，将模糊控制方法与传统线性PI的电压、电流双环控制方法结合形成闭环系统，具体包括：

模糊控制器定义的首要步骤是选择输入变量，为了得到变换器内部能量存储的信息，需要同时采样电压和电流，为了在控制器中加入启动涌流控制和过流保护，把电压、电流信息各定义为两个输入模糊变量，即一共有四个输入变量：输出电压误差ε_u，为限制输入涌流而设定的输出电压u_rush、电感电流误差ε_i、为过流保护而设定的电感电流i_L。

当输入变量增多，规则数会呈指数增长，模糊控制变得非常复杂，运算量巨大。为此采用分层策略，对解耦或部分解耦的一些输入量划分层次，不在同一层次的变量互不相关，令算法的设计和执行得到较大的简化，从而可以给模糊控制器集成更多的智能功能。对四个输入变量分成并列的三个层次，输出电压误差ε_u，电感电流误差ε_i在同一层，其他两个各自成为一层；

模糊控制器的输出变量有两个，分别是模糊比例(P)控制器和模糊积分(I)控制器的输出；

其次必须对每个输入、输出变量单独定义模糊集，为输入变量ε_u和ε_i选了5个模糊子集：正大(PB)正小(PS)零(ZE)负小(NS)及负大(NB)；i_L只有两个模糊子集：正常运行(NORM)和电流限制(LIMIT)，因为只在过流保护时起作用；为输出变量δ_P和Δδ_I选择了七个模糊子集，以得到平滑的控制效果(PB，PM，PS，ZE，NS，NM，及NB)。选定隶属函数的分区数后，每个输入输出变量都要用适当的比例因子变换到[-1，1]区间。

隶属函数的形状选择也很关键。规则数会随输入个数而指数增长，两个输入分成5段，则有5*5个规则。图4选用三角形隶属函数的优点是，任何时候只有最多两个大于0的隶属度，而且两个隶属度之和为1，大大减少了运算量；输入分段数选择5个，可以表达成为2ⁿ+1的形式，后面运算中的除法可以用移位运算来做；

依照运行要求对模糊规则的设定是模糊控制器的关键：

升压电路的启动涌流控制是一个难题，涌流主要在输出电压低于输入电压情况下发生；一般解决方法是改变拓扑，在升压电路的输入和输出端加入一个功率整流管；经过分析，当输出电压低于输入电压时保持占空比为最小可以最大限度地抑制涌流；

当涌流得到抑制后，按照电感电流情况分为两个工作区域：正常工作和过流保护；

(1)正常工作时，按照输出电压与额定电压的误差分为两种情形：

误差较大时(ε_u为PB或NB)，控制作用必须足够强，即δ_P为PB或NB；Δδ_I应为ZE(取消积分作用)，以防止积分项的积累引起较大的过冲。此时控制主要由电压误差ε_u决定，电流误差ε_i不起作用；

误差较小时(ε_u为PB或NB)，此时电流误差也参与决定占空比，以保证稳定性和较快的动态响应。此时的控制规则可以依据能量平衡分为三种情形：

1)ε_u和ε_i都为ZE。

δ_P和Δδ_I都应为ZE，变换器的稳态特性主要由Δδ_I项决定。

2)ε_u和ε_i符号相同。

ε_u和ε_i同为正，δ_P和Δδ_I都应为正，系统能量增多；ε_u和ε_i同为负，δ_P和Δδ₁都应为负，系统能量减少。

3)ε_u和ε_i符号不同。

δ_P和Δδ_I都应保持为ZE，防止过冲或欠压，等待电感在输出电容上放电。

(2)过流保护情况下：

过流保护情况下禁止了积分，以避免输出电压出现过冲，因此Δδ_I应为ZE；δ_P依据输出电压误差取不同的值：当ε_u为PB，δ_P保持为ZE以限制电流值；相反地，当ε_u为ZE、NS、NB时，δ_P均应为NB；如果ε_u为PS，δ_P应为NS。

规则的执行依靠推理，推理的实质是条件判定，判定当前的输入变量情况符合哪条规则的前提条件，即可依据规则得到相应的输出。

单条规则的输出：

δ_nj＝α_j(ε_u+m_jε_i)，j＝P，I

本文应用中选择的模糊化方法是模糊单点法，Mamdani的最小模糊含义及最大最小推理方法，及选择用中心区域法进行去模糊，化模糊量为精确的输出控制量，因此模糊比例控制器的输出为：

${\mathrm{\δ}}_P=\left({\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{\mathrm{\α}}_j{D}_j\right)/\left({\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{\mathrm{\α}}_j\right)$

其中D_j是模糊输出变量在第j条规则下的单点输出值，而α_j是用最小运算得到的第j条规则的满足度，可以写为：

α_j＝min{μA_j(ε_i)，μB_j(ε_u)，μC_j(i_L)}

模糊积分控制器的输出也同样采用这两个公式。模糊比例(P)控制器和模糊积分(I)控制器的输出的加和形成正比于占空比的控制信号，用来控制变换器的开关导通和关断。

本发明实现上述模糊PI双环控制方法的控制电路，包括电感电流检测电路、输出电压检测电路、TMS320F2812DSP、辅助电源、采样滤波器、晶振电路和门极脉冲驱动电路；所述电感电流检测电路的电感电流取样电阻为第一电阻，它连接在直流输入电源负极和开关的源极之间，所述第一电阻和直流输入电源负极之间是第一取样点，第一取样点与2812DSP辅助电路中采样滤波器的一个输入端连接；所述输出电压检测电路的输出电压取样电阻连接在Boost升压变换器的电路拓扑结构中二极管的阴极和地之间，输出电压检测电路的输出电压取样电阻为串联的第二电阻和第三电阻，所述第二电阻和第三电阻之间是第二取样点，第二取样点与2812DSP辅助电路中采样滤波器的一个输入端连接；所述2812DSP辅助电路包括辅助电源、采样滤波电路和晶振电路，其中，辅助电源的输出给采样滤波电路、晶振电路及DSP供电；采样滤波电路接收第一取样点、第二取样点的采样信号滤波后送入DSP的A/D转换单元；晶振电路产生振荡脉冲信号并送入DSP作为其工作的时钟信号；门极脉冲驱动电路从2812DSP的PWM模块得到宽度与总的控制输出成正比的脉冲，并将它转化为功率脉冲以驱动开关。

本发明所述控制方法的以TMS320F2812DSP为核心的控制电路，其特征在于软件实现整个算法流程的2812DSP的算法结构，电感电流和输出电压的采样值转换为对应量值的数字量后在DSP内部进行一系列处理：首先要求出当前值与变换器的基准值的误差，输出电压基准是已知的，电感电流基准由采样电流值通过一个数字低通滤波器获得，输出电压和电感电流与基准的差值均被输入模糊比例和模糊积分控制器；其次，从模糊比例和模糊积分控制器分别得到输出，模糊比例控制器的输出与当前周期的误差成正比，模糊积分控制器对当前周期误差仅得到一个变化量，还要和前面周期累加得到的误差量加和，得到本周期的积分控制器输出；最后总的控制输出由模糊比例和模糊积分两个控制器输出的加和得到，再通过2812DSP的PWM模块得到宽度与总的控制输出成正比的脉冲，送入门极脉冲驱动电路。

与现有技术相比本发明具有如下优点：本发明能够较大的提升系统的动、静态性能，而且能够最好地实现保护，最大限度地快速而不超过保护限值的控制设计；除了过流保护，还有专门的输入涌流限制，对输入变量的分层减少了控制算法的复杂度和计算量，为灵活实现更多功能提供了思路。

附图说明

图1是以2812DSP为控制核心、模糊PI双环控制下的升压变换器电路图。

图2是输入输出变量ε_u、ε_i、δ_p、Δδ_I、i_L和U_rush的隶属函数图。

图3是电感电流在正常区时模糊比例控制器的控制作用图。

图4是电感电流在正常区时模糊积分控制器的控制作用图。

图5是2812DSP实现模糊PI控制器的算法结构图。

图6是模糊PI控制下升压变换器起机仿真波形图。

图7是模糊PI控制下升压变换器负载跳变波形图。

具体实施方式

以下是结合模糊PI双环控制的升压电路，如附图1，对本发明技术方案的具体实施作进一步详细说明，但本发明的实施和保护范围不限于此。

传统boost PI控制器的设计采用基于小信号模型的频率响应设计技术，运用系统的bode图，以增益、穿越频率和相位裕度为指标，足够的相位裕度下系统的稳定性和暂态响应都得到保证。但是PI控制器只能在一个额定运行点设计，小信号模型的参数，极点、右半平面零点及频率响应的幅度都跟随占空比变化，因此当运行点变化时PI控制器没有很好的响应。变换器的模型无法精确是传统设计难以解决的另一个问题，因为存在扰动和损耗等情况，严格说来有些参数还是时变的，因为有些参数随时间会发生变动。本发明技术的模糊PI双环控制具有不需要系统的精确模型、鲁棒性强的特点，可以令变换器的特性得到进一步的提升。

因此，本发明提出一种新的基于分层的模糊PI双环控制方法，以实现变换器在宽运行范围内动、静态特性的提升，具体实施方法如下：

基于分层的模糊PI双环控制方法，其特征在于根据模糊控制理论，将模糊控制方法与传统线性PI的电压、电流双环控制方法结合形成闭环系统，具体包括：

模糊控制器定义的首要步骤是选择输入变量，为了得到变换器内部能量存储的信息，需要同时采样电压和电流，为了在控制器中加入启动涌流控制和过流保护，把电压、电流信息各定义为两个输入模糊变量，即一共有四个输入变量：输出电压误差ε_u，为限制输入涌流而设定的输出电压u_rush、电感电流误差ε_i、为过流保护而设定的电感电流i_L。

当输入变量增多，规则数会呈指数增长，模糊控制变得非常复杂，运算量巨大。为此采用分层策略，对解耦或部分解耦的一些输入量划分层次，不在同一层次的变量互不相关，令算法的设计和执行得到较大的简化，从而可以给模糊控制器集成更多的智能功能。对四个输入变量分成并列的三个层次，输出电压误差ε_u，电感电流误差ε_i在同一层，其他两个各自成为一层；

模糊控制器的输出变量有两个，分别是模糊比例(P)控制器和模糊积分(I)控制器的输出；

其次必须对每个输入、输出变量单独定义模糊集，为输入变量ε_u和ε_i选了5个模糊子集：正大(PB)正小(PS)零(ZE)负小(NS)及负大(NB)；i_L只有两个模糊子集：正常运行(NORM)和电流限制(LIMIT)，因为只在过流保护时起作用；为输出变量δ_P和Δδ_I选择了七个模糊子集，以得到平滑的控制效果(PB，PM，PS，ZE，NS，NM，及NB)。选定隶属函数的分区数后，每个输入输出变量都要用适当的比例因子变换到[-1，1]区间。

隶属函数的形状选择也很关键。规则数会随输入个数而指数增长，两个输入分成5段，则有5*5个规则。四个隶属函数的图形见附图2，图2选用三角形隶属函数的优点是，任何时候只有最多两个大于0的隶属度，而且两个隶属度之和为1，大大减少了运算量；输入分段数选择5个，可以表达成为2ⁿ+1的形式，后面运算中的除法可以用移位运算来做。

依照运行要求对模糊规则的设定是模糊控制器的关键：

升压电路的启动涌流控制是一个难题，涌流主要在输出电压低于输入电压情况下发生；一般解决方法是改变拓扑，在升压电路的输入和输出端加入一个功率整流管；经过分析，当输出电压低于输入电压时保持占空比为最小可以最大限度地抑制涌流；

当涌流得到抑制后，按照电感电流情况分为两个工作区域：正常工作和过流保护；

(1)正常工作时，按照输出电压与额定电压的误差分为两种情形：

误差较大时(ε_u为PB或NB)，控制作用必须足够强，即δ_P为PB或NB；Δδ_I应为ZE(取消积分作用)，以防止积分项的积累引起较大的过冲。此时控制主要由电压误差ε_u决定，电流误差ε_i不起作用；

误差较小时(ε_u为PB或NB)，此时电流误差也参与决定占空比，以保证稳定性和较快的动态响应。此时的控制规则可以依据能量平衡分为三种情形：

1)ε_u和ε_i都为ZE。

δ_P和Δδ_I都应为ZE，变换器的稳态特性主要由Δδ_I项决定。

2)ε_u和ε_i符号相同。

ε_u和ε_i同为正，δ_P和Δδ_I都应为正，系统能量增多；ε_u和ε_i同为负，δ_P和Δδ_I都应为负，系统能量减少。

3)ε_u和ε_i符号不同。

δ_P和Δδ_I都应保持为ZE，防止过冲或欠压，等待电感在输出电容上放电。

电感电流在正常区时模糊比例和积分控制器的控制输出分别如附图3和4所示。

(2)过流保护情况下：

过流保护情况下禁止了积分，以避免输出电压出现过冲，因此Δδ_I应为ZE；δ_P依据输出电压误差取不同的值：当ε_u为PB，δ_P保持为ZE以限制电流值；相反地，当ε_u为ZE、NS、NB时，δ_P均应为NB；如果ε_u为PS，δ_P应为NS。

规则的执行依靠推理，推理的实质是条件判定，判定当前的输入变量情况符合哪条规则的前提条件，即可依据规则得到相应的输出。

单条规则的输出：

δ_nj＝α_j(ε_u+m_jε_i)，j＝P，I

本文应用中选择的模糊化方法是模糊单点法，Mamdani的最小模糊含义及最大最小推理方法，及选择用中心区域法进行去模糊，化模糊量为精确的输出控制量，因此模糊比例控制器的输出为：

${\mathrm{\δ}}_P=\left({\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{\mathrm{\α}}_j{D}_j\right)/\left({\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{\mathrm{\α}}_j\right)$

其中D_j是模糊输出变量在第j条规则下的单点输出值，而α_j是用最小运算得到的第j条规则的满足度，可以写为：

α_j＝min{μA_j(ε_i)，μB_j(ε_u)，μC_j(i_L)}

模糊积分控制器的输出也同样采用这两个公式。模糊比例控制器和模糊积分控制器的输出的加和形成正比于占空比的控制信号，用来控制变换器的开关导通和关断。

所述Boost升压变换器的电路拓扑结构1包括电感、开关管和二极管，所述电感的一端与直流输入源正极连接，电感的另一端与开关管的漏极连接，开关管的源极与电感电流采样电阻连接，开关管的门极与脉冲驱动电路6的输出端连接；同时，电感的另一端与二极管阳极连接，二极管的阴极与负载连接。

本发明实现上述模糊PI双环控制方法的控制电路，包括电感电流检测电路2、输出电压检测电路3、TMS320F2812DSP、辅助电源、采样滤波器、晶振电路和门极脉冲驱动电路；所述电感电流检测电路的电感电流取样电阻为第一电阻，它连接在直流输入电源负极和开关的源极之间，所述第一电阻R₁和直流输入电源负极之间是第一取样点a，第一取样点a与2812DSP辅助电路中采样滤波器的一个输入端连接；所述输出电压检测电路的输出电压取样电阻连接在Boost升压变换器的电路拓扑结构中二极管的阴极和地之间，输出电压检测电路的输出电压取样电阻为串联的第二电阻R₂和第三电阻R₃，所述第二电阻R₂和第三电阻R₃之间是第二取样点b，第二取样点b与2812DSP辅助电路中采样滤波器的一个输入端连接；所述2812DSP辅助电路包括辅助电源、采样滤波电路和晶振电路，其中，辅助电源的输出给采样滤波电路、晶振电路及DSP供电；采样滤波电路接收第一取样点、第二取样点的采样信号滤波后送入DSP的A/D转换单元；晶振电路产生振荡脉冲信号并送入DSP作为其工作的时钟信号；门极脉冲驱动电路从2812DSP的PWM模块得到宽度与总的控制输出成正比的脉冲，并将它转化为功率脉冲以驱动开关。

本发明所述控制方法的以TMS320F2812DSP为核心的控制电路，其特征在于软件实现整个算法流程2812DSP的算法结构(见附图5)，电感电流和输出电压的采样值转换为对应量值的数字量后在DSP内部进行一系列处理：首先要求出当前值与变换器的基准值的误差，输出电压基准是已知的，电感电流基准由采样电流值通过一个数字低通滤波器获得，输出电压和电感电流与基准的差值均被输入模糊比例和模糊积分控制器；其次，从模糊比例和模糊积分控制器分别得到输出，模糊比例控制器的输出与当前周期的误差成正比，模糊积分控制器对当前周期误差仅得到一个变化量，还要和前面周期累加得到的误差量加和，得到本周期的积分控制器输出；最后总的控制输出由模糊比例和模糊积分两个控制器输出的加和得到，再通过2812DSP的PWM模块得到宽度与总的控制输出成正比的脉冲，送入门极脉冲驱动电路。

为了验证上述设计过程的实用性，下面对一个主电路设计完备的boost变换器进行仿真验证。变换器的主要参数见下表1。

表1.boost变换器的主电路参数

图6是升压变换器零状态起机的电感电流i_L和输出电压U_o的MATLAB仿真波形，最初输出电压低于输入电压时，涌流抑制的控制下电感电流上升到理想的最小涌流值；输出电压高于输入电压后，脱离了涌流区，此时的电感电流处在过流保护区，在保护的限制下逐渐回落，输出电压较快到达设定值附近，而且过冲极小。图7是变换器在负载从稳态的满载跳变到轻载时的仿真波形，电感电流和输出电压的过冲控制和响应速度都较快。

经上述分析，将这种基于分层的模糊PI双环控制方法应用于DC-DC变换器，能够较大的提升系统的动、静态性能，而且能够最好地实现保护，最大限度地快速而不超过保护限值的控制设计；除了过流保护，还有专门的输入涌流限制，最大限度抑制了启动浪涌，并节省了启动涌流功率二极管，对输入变量的分层减少了控制算法的复杂度和计算量，为低成本实现更多控制功能提供了思路和方案。

Claims (5)

1.一种基于分层的模糊PI双环控制方法，其特征在于，采用Boost升压变换器的电路拓扑结构和TMS320F2812DSP的软硬件控制方案，根据模糊控制理论，将模糊控制方法与传统线性PI的电压、电流双环控制方法结合形成闭环系统，而且对输入变量进行分层，能够增加少量计算的情况下最好地实现过流保护和输入涌流限制，最大限度地快速而不超过保护限值的控制设计。

2.如权利要求1所述的一种基于分层的模糊PI双环控制方法，其特征在于所述Boost升压变换器的电路拓扑结构(1)包括电感(L)、开关管(S)和二极管(D)，所述电感(L)的一端与直流输入源正极连接，电感(L)的另一端与开关管(S)的漏极连接，开关管(S)的源极与电感电流采样电阻(R₁)连接，开关管(S)的门极与脉冲驱动电路(6)的输出端连接；同时，电感(L)的另一端与二极管(D)阳极连接，二极管(D)的阴极与负载连接。

3.如权利要求1所述的一种基于分层的模糊PI双环控制方法，其特征在于根据模糊控制理论，将模糊控制方法与传统线性PI的电压、电流双环控制方法结合形成闭环系统，具体包括：

模糊控制器设计的首要步骤是选择输入变量，为了得到变换器内部能量存储的信息，需要同时采样电压和电流，为了在控制器中加入启动涌流控制和过流保护，把电压、电流信息各定义为两个输入模糊变量，即一共有四个输入变量：输出电压误差ε_u，为限制输入涌流而设定的输出电压u_rush、电感电流误差ε_i、为过流保护而设定的电感电流i_L。

当输入变量增多，规则数会呈指数增长，模糊控制变得非常复杂，运算量巨大。为此采用分层策略，对解耦或部分解耦的一些输入量划分层次，不在同一层次的变量互不相关，令算法的设计和执行得到较大的简化，从而可以给模糊控制器集成更多的智能功能。对四个输入变量分成并列的三个层次，输出电压误差ε_u，电感电流误差ε_i在同一层，其他两个各自成为一层；

模糊控制器的输出变量有两个，分别是模糊比例(P)控制器和模糊积分(I)控制器的输出；

其次必须对每个输入、输出变量单独定义模糊集，为输入变量ε_u和ε_i选了5个模糊子集：正大(PB)正小(PS)零(ZE)负小(NS)及负大(NB)；u_rush只有两个模糊子集：低(LOW)和中(MID)，因为只在启动涌流时起作用；i_L也只有两个模糊子集：正常运行(NORM)和电流限制(LIMIT)，因为只在过流保护时起作用；为输出变量δ_P和Δδ_I选择了七个模糊子集，以得到平滑的控制效果(PB，PM，PS，ZE，NS，NM，及NB)。选定隶属函数的分区数后，每个输入输出变量都要用适当的比例因子变换到[-1，1]区间。

隶属函数的形状选择也很关键。规则数会随输入个数而指数增长，两个输入分成5段，则有5*5个规则。图4选用三角形隶属函数的优点是，任何时候只有最多两个大于0的隶属度，而且两个隶属度之和为1，大大减少了运算量；输入分段数选择5个，可以表达成为2ⁿ+1的形式，后面运算中的除法可以用移位运算来做；

依照运行要求对模糊规则的设定是模糊控制器的关键：

升压电路的启动涌流控制是一个难题，涌流主要在输出电压低于输入电压情况下发生；一般解决方法是改变拓扑，在升压电路的输入和输出端加入一个功率整流管；经过分析，当输出电压低于输入电压时保持占空比为最小可以最大限度地抑制涌流；

当涌流得到抑制后，按照电感电流情况分为两个工作区域：正常工作和过流保护；

(1)正常工作时，按照输出电压与额定电压的误差分为两种情形：

误差较大时(ε_u为PB或NB)，控制作用必须足够强，即δ_P为PB或NB；Δδ_I应为ZE(取消积分作用)，以防止积分项的积累引起较大的过冲。此时控制主要由电压误差ε_u决定，电流误差ε_i不起作用；

误差较小时(ε_u为PB或NB)，此时电流误差也参与决定占空比，以保证稳定性和较快的动态响应。此时的控制规则可以依据能量平衡分为三种情形：

1)ε_u和ε_i都为ZE。

δ_P和Δδ_I都应为ZE，变换器的稳态特性主要由Δδ_I项决定。

2)ε_u和ε_i符号相同。

ε_u和ε_i同为正，δ_P和Δδ_I都应为正，系统能量增多；ε_u和ε_i同为负，δ_P和Δδ_I都应为负，系统能量减少。

3)ε_u和ε_i符号不同。

δ_P和Δδ_I都应保持为ZE，防止过冲或欠压，等待电感在输出电容上放电。

(2)过流保护情况下：

过流保护情况下禁止了积分，以避免输出电压出现过冲，因此Δδ_I应为ZE；δ_P依据输出电压误差取不同的值：当ε_u为PB，δ_P保持为ZE以限制电流值；相反地，当ε_u为ZE、NS、NB时，δ_P均应为NB；如果ε_u为PS，δ_P应为NS。

规则的执行依靠推理，推理的实质是条件判定，判定当前的输入变量情况符合哪条规则的前提条件，即可依据规则得到相应的输出。

单条规则的输出公式：

δ_nj＝α_j(ε_u+m_jε_i)，j＝P，I

本文应用中选择的模糊化方法是模糊单点法，Mamdani的最小模糊含义及最大最小推理方法，及选择用中心区域法进行去模糊，化模糊量为精确的输出控制量，因此模糊比例控制器的输出为：

${\mathrm{\δ}}_P=\left({\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{\mathrm{\α}}_j{D}_j\right)/\left({\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{\mathrm{\α}}_j\right)$

其中D_j是模糊输出变量在第j条规则下的单点输出值，而α_j是用最小运算得到的第j条规则的满足度，可以写为：

α_j＝min{μA_j(ε_i)，μB_j(ε_u)，μC_j(i_L)}

模糊积分控制器的输出也同样采用这两个公式。模糊比例(P)控制器和模糊积分(I)控制器的输出的加和形成正比于占空比的控制信号，用来控制变换器的开关导通和关断。

4.实现权利要求1所述控制方法的控制电路，其特征在于包括电感电流检测电路(2)、输出电压检测电路(3)、TMS320F2812 DSP及其辅助电路(4)、和门极脉冲驱动电路(6)；所述电感电流检测电路(2)的电感电流取样电阻为第一电阻(R₁)，它连接在直流输入电源负极和开关(S)的源极之间，所述第一电阻(R₁)和直流输入电源负极之间是第一取样点(a)，第一取样点(a)与2812 DSP辅助电路(5)中采样滤波器的一个输入端连接；所述输出电压检测电路(3)的输出电压取样电阻连接在Boost升压变换器的电路拓扑结构(1)中二极管(D)的阴极和地之间，输出电压检测电路(3)的输出电压取样电阻为串联的第二电阻(R₂)和第三电阻(R₃)，所述第二电阻(R₂)和第三电阻(R₃)之间是第二取样点(b)，第二取样点(b)与2812DSP辅助电路(5)中采样滤波器的一个输入端连接；所述2812DSP辅助电路(5)包括辅助电源、采样滤波电路和晶振电路，其中，辅助电源的输出给采样滤波电路、晶振电路及DSP供电；采样滤波电路接收第一取样点(a)、第二取样点(b)的采样信号滤波后送入DSP的A/D转换单元；晶振电路产生振荡脉冲信号并送入DSP作为其工作的时钟信号；门极脉冲驱动电路(6)从2812DSP的PWM模块得到宽度与总的控制输出成正比的脉冲，并将它转化为功率脉冲以驱动开关(S)。

5.实现权利要求1所述控制方法的以TMS320F2812DSP为核心的控制电路，其特征在于软件实现整个算法流程2812DSP的算法结构图(5)，电感电流和输出电压的采样值转换为对应量值的数字量后在DSP内部进行一系列处理：

首先要求出当前值与变换器的基准值的误差，输出电压基准是已知的，电感电流基准由采样电流值通过一个数字低通滤波器获得，输出电压和电感电流与基准的差值均被输入模糊比例和模糊积分控制器；其次，从模糊比例和模糊积分控制器分别得到输出，模糊比例控制器的输出与当前周期的误差成正比，模糊积分控制器对当前周期误差仅得到一个变化量，还要和前面周期累加得到的误差量加和，得到本周期的积分控制器输出；最后总的控制输出由模糊比例和模糊积分两个控制器输出的加和得到，再通过2812DSP的PWM模块得到宽度与总的控制输出成正比的脉冲，送入门极脉冲驱动电路(6)。

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