CN102427301A - 一种三相pwm整流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三相PWM整流器的控制方法，也适用于电路参数随输入电压、输入电流和输出负载变化而变化的电力电子变换器。先判断系统的输入电压、输出功率是否为额定的，如果不是，则通过计算调节控制器的参数，调节控制器再根据计算得到的参数进行电流环优化控制。采用上述方法后，对不同输入电压和不同负载以及电感值发生变化时控制器的参数进行实时调节，满足在宽输入电压和变电感值条件下具有稳定的输出电压和低电流谐波含量。

Description

一种三相PWM整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相PWM整流器的控制方法，也适用于电路参数随输入电压、输入电流和输出负载变化而变化的电力电子变换器。

背景技术

PWM整流具有高功率因数、低谐波污染、小容量储能环节、恒定直流电压控制等特点而广泛应用于电力系统有源滤波、无功补偿、潮流控制、不间断电源以及交直流传动系统等领域。在三相四象限变频调速系统，高功率通讯电源、服务器电源中，有源功率因数校正环节是必不可少的一个部分。光伏发电和风电技术的发展带动了PWM整流等电能变换技术的快速发展。但是由于其复杂的控制特性，PWM整流器的电流控制是目前三相整流技术的关键和难题之一。

在考虑变换器效率和体积的基础上，直流输出电压调整率和三相输入电流低ATHD是衡量PWM整流控制效果的指标。目前对三相PWM整流器控制的研究主要问题集中在：

(1)对于三相PWM整流系统的控制方法主要有以下三种：单周期控制，电流滞环控制和基于磁场定向的解耦控制。单周期控制在三相系统中没有实现电流、电压的解耦，在不同负载和输入电压下难以提高功率因数。三相电流滞环控制是一种变开关频率的控制策略，因此开关次数没有优化，在高功率应用场合开关损耗大；影响变换器效率。在磁场定向的解耦控制中，需要精确的输入电感值作为控制参数。而高功率密度AC/DC整流器中输入电感常采用铁粉芯作为电感材质，这些材质磁芯的电感值随着输入电压，输入电流和负载的变化而变化。电感值的变化导致电流环增益和控制器参数发生变化。因此，采用传统的PI控制方法比较难满足宽输入电压和变电感量条件下整流器控制性能的要求。

(2)现有文献没有考虑通讯电源，服务器电源和变频器整流级要求的宽输入电压范围工作，在宽输入电压工作条件下流过整流器升压电感的电流发生变化，传统的电流控制器设计不能满足电路参数变化后的控制性能。即当电路参数及负载条件发生变化后控制性能变差，并且输入电感采用矽钢片，体积较大。

(3)文献目前关于控制性能研究主要集中在采用模糊控制等先进控制算法实现电压、电流的控制，由于处理器性能的限制，执行这些先进算法需要开销很多处理器资源，使变换器也难以达到理想的控制效果。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种能够在变电感值和宽输入电压范围以及不同输出功率下三相PWM整流器的控制方法。

为解决上述的技术问题，本发明的三相PWM整流器的控制方法包括以下步骤，

步骤S101：检测输入电压和输入电流的大小，即通过霍尔电压传感器检测三相电网输入电压，通过霍尔电流传感器检测三相电网输入电流，通过锁相环方法计算得电网电压同步相位角；

步骤S102：判断系统的输入电压是否为额定输入电压，

如果是，则进入步骤S103；如果否，则进入步骤S105；

步骤S103：判断系统的输出功率是否为额定输出功率，

如果是，则进入步骤S104；如果否，则进入步骤S105；

步骤S104：计算额定输入电压和输出负载条件下以及按实际电路参数设计时的控制器参数，进入步骤S106；

步骤S105：根据步骤S101检测的输入电流、电压的大小计算其他输入电压或负载功率情形下以及由于电感量变化造成的负载电流变化时的控制器参数；

步骤S106：按照计算出的控制器参数进行电流环优化控制。在上述技术方案的基础上，所述步骤S106还进一步包括以下步骤，

步骤1：通过坐标变换将三相静止坐标系下的电压、电流方程转换为两相正交旋转坐标系下的电压、电流方程；

步骤2：通过定义旋转变换矩阵和S101中检测的电流、电压值计算得到两相旋转坐标系中两个正交轴即直轴分量和交轴分量的电流、电压大小，也即系统输入的有功分量和无功分量；

步骤3：根据电流内环传递函数，得出负载变化和电流环输出之间的关系式、输入电压变化与电流环输出之间的关系式以及整流器电感值发生变化时的电流环输出的关系式；

步骤4：根据PI控制器的比例系数和积分系数的初始值和步骤3得到的函数关系得出不同输入电压、不同负载和电感值发生变化时PI控制器所需设置的比例系数和积分系数值。

采用上述方法后，对不同输入电压和不同负载以及电感值发生变化时控制器的参数进行实时调节，满足在宽输入电压和变电感值条件下具有稳定的输出电压和低电流谐波含量。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明方法的流程图。

图2为本发明的应用电路。

图3为铁硅铝材质在不同直流偏置下的磁导率变化曲线。

图4为铁硅铝材质电感在不同直流偏置下电感量的变化。

图5为PWM整流器的电流环传递函数。

图6为控制器参数与输入电压关系图。

图7为三相PWM整流系统控制框图。

图8为没有本发明方法控制时宽输入电压范围时输入电流波形。

图9为本发明方法控制时宽输入电压范围时输入电流波形。

图中：201为三相交流输入，202为等效输入电阻，203为电感，204为功率变换器，205输出储能电容，206输出负载

具体实施方式

如图1所示为本发明的三相PWM整流器的控制方法流程图，该流程开始于步骤S101，检测输入电压和输入电流的大小，即通过霍尔电压传感器检测三相电网输入电压，通过霍尔电流传感器检测三相电网输入电流，通过锁相环方法计算得电网电压相位角，便于之后控制器参数的计算。

然后步骤S102和步骤S103是判断系统是不是额定的输入电压和额定输出功率，如果系统的输入电压和输出功率都是额定的，那就通过步骤S104计算额定输入电压和输出负载条件下的控制器参数，然后步骤S106根据步骤S104计算的额定条件下的控制器参数对电流进行优化控制。如果步骤S102判断出系统的输入电压不是额定输入电压或者步骤S103判断出系统的输出功率不是额定输出功率，则通过步骤S105计算其他输入电压或负载功率情形下的调节控制器参数，而电感值发生变化能反映电流波形的变化，最后步骤S106按照计算出的控制器参数进行电流环优化控制。

下面结合图2所示本发明的应用电路来分析步骤S106的计算控制器参数的过程，该电路主要由以下几个部分组成：三相交流电压输入201、输入线路等效电阻202、BOOST电感203、功率变换器204、输出储能电容205和输出负载206。在三相静止坐标系下，由于三相输入电压v_an，v_bn，v_cn以及三相输入电流i_a，i_b，i_c存在耦合。为了便于控制器的设计，需要通过坐标变换将三相系统转换到d-q旋转坐标系下进行控制，其中d轴与三相电压合成矢量方向重合且以角速度ω逆时针同步旋转，q轴超前d轴90°。此时d、q分量均为直流，且d-q坐标系中d轴电流为系统输入有功电流，q轴电流为系统无功电流。这样就可以实现三相PWM整流器网侧有功和无功分量无耦合、独立控制。所以调节器的设计方便，运算简单，而且很容易实现输入功率因数为1。定义旋转变换矩阵：

θ_s为同步相位角。

由此，可以得到在两相d-q旋转坐标系中的电压、电流以及占空比函数：

$\left.\begin{array}{c}{\left[\begin{array}{ccc}{i}_d& i_q& i_0\end{array}\right]}^T=C_{3s/2r}{\left[\begin{array}{ccc}{i}_a& i_b& i_c\end{array}\right]}^T\\ {\left[\begin{array}{ccc}{d}_d& d_q& d_0\end{array}\right]}^T=C_{3s/2r}{\left[\begin{array}{ccc}{d}_1& d_2& d_3\end{array}\right]}^T\\ {\left[\begin{array}{ccc}{V}_d& V_q& V_0\end{array}\right]}^T=C_{3s/2r}{\left[\begin{array}{ccc}{v}_{\mathrm{an}}& v_{\mathrm{bn}}& v_{\mathrm{cn}}\end{array}\right]}^T\end{array}\right\}---\left(2\right)$

通过上述坐标变化可以得到在d-q坐标系下整流器的基尔霍夫电压方程为：

$v_d=L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+V_{\mathrm{drec}}---\left(3\right)$

$v_q=L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+V_{\mathrm{qrec}}---\left(4\right)$

V_drec，V_qrec分别为整流器输入端电压的d、q-轴分量。式子(3)，(4)中，d-轴电流和q-轴电流是相互耦合的，为了得到比较理想的电流控制效果，电流环采用前馈PI控制，其控制器传递函数为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_d^{*}=-(K_{\mathrm{dP}}+\frac{K_{\mathrm{dI}}}{S})(i_d^{*}-i_d)+v_d+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{eq}}{i}_q\\ V_q^{*}=-(K_{\mathrm{qP}}+\frac{K_{\mathrm{qI}}}{S})(i_q^{*}-i_q)+v_q-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{eq}}{i}_d\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，K_dP和K_dI是d-轴PI控制器的比例系数和积分系数；K_qp和K_qI为q-轴PI控制器的比例系数和积分系数；L_ed和L_eq三相输入BOOST电感在d-q坐标系下的等效电感，电流环的输入是d-q轴电流的参考信号(电压环输出)与实际检测信号之差，输出近似为整流器储能电感的反电动势e_Ld，由式(5)可以看出，负载的变化正比于电流环的输出，而电流环的输出反比于输入电压，其关系满足：

Δi_d＝f(i_d)·e_Ld    (6)

$e_{\mathrm{Ld}}=\frac{1}{f_1\left(v_{\mathrm{in}}\right)}---\left(7\right)$

其中，f(i_d)和f₁(v_in)分别为与有功电流和输入电压有关的函数。

因此合理设计电感量对系统性能影响很重要，电感量过小引起电流上升过快，动态调节容易引起过流；而电感量过大将影响输入电流的过零点速率。为了在稳态时输入电流跟踪输入电压，电感的设计需要满足式子：

${\mathrm{\Δi}}_a=\frac{v_{\mathrm{an}}-V_{\mathrm{AM}}-V_{\mathrm{Mn}}}{L_s{f}_s}\≤0.2I_s---\left(8\right)$

$\frac{{\mathrm{\Δi}}_a}{\mathrm{dt}}=\frac{\sqrt{2}{I}_a\sin \left(\mathrm{\ωTs}\right)}{\mathrm{Ts}}\≤\frac{V_{\mathrm{dc}}}{3\mathrm{Ls}}---\left(9\right)$

其中，I_S是输入电流的有效值，V_dc直流母线输出总电压，f_S为开关频率。在矢量控制三相PWM整流中，需要精确固定的电感值，目前在AC/DC变换器中通常采用铁氧体和矽钢片磁芯等，体积较大。所述控制方法电感采用铁硅铝材质时，电感量随着流过电感上的电流的变化而变化，而不同输入电压和不同输出负载将引起电感电流的变化，因此可以将输入电压的变化和输出负载的变化转化为BOOST电感量的变化。由式(8)-(9)可以得出，电感值的变化改变了电流环的增益，从而改变了传统控制下按初始设计电感值的电流环参数。图3所示为AC/DC变换器中采用铁硅铝材质时不同直流偏置下的磁导率磁特性，其感量随输入电流非线性变化。图4为铁硅铝材质电感在加直流偏置时实验测得的电感特性，随着流过电感电流的增大，电感量将逐渐变小。由于整流器的输入电流为正弦波形，而实验比较难模拟正弦电流，因此图4为采用加直流偏置方法近似模拟所测的电感材质特性。

按式子(8)和(9)设计电感时，当输入电压由额定输入电压上升到110％额定电压时，整流器的电流控制性能将差，电流过零点斜率平滑。

为了设计出理想的动态调节性能，需要进行优化设计电流环参数K_dP和K_qp，使之满足式子(6)和(7)，考虑到数字控制中采样延时和PWM驱动延时，电流环的d-轴传递函数可以表示为图5所示的传递函数，q-轴的传递函数与d-轴传递函数一样，如图5所示，由图5可以推出d-轴电流环开环传递函数为：

$G_{\mathrm{Oi}}\left(S\right)=\frac{K_{\mathrm{dP}}{K}_{\mathrm{RL}}{K}_{\mathrm{if}}(1+T_{i}S)}{T_{i}S(1+T_{L}S)(1+2T_{S}S)}---\left(10\right)$

式中T_L＝Ls/Rs，K_RL＝1/R_S，K_if为电流环反馈系数。为了简化式(10)，选取积分常数T_i＝T_L，根据控制理论和计算机控制，系统阻尼系数为：

$\mathrm{\ξ}=\frac{1}{4\sqrt{K_{\mathrm{dP}}{K}_{\mathrm{RL}}{K}_{\mathrm{if}}{T}_s{T}_i}}=0.707---\left(11\right)$

由式(11)可以计算出K_dp和K_dI的初始值，结合式(6)和(7)，可以计算出在不同输入电压和不同负载时的K_dp和K_dI值，其中K_dI＝K_dp·T_s/T_i，K_qI＝K_qp·T_s/T_i。图6为本系统的K_dp，K_qp与输入电压关系曲线，在实际程序中采用分段线性化方法，先解算出每一段方程，然后根据输入电压计算实际的K_dp，K_qp以及K_dI，K_qI。图7为典型的三相PWM整流控制系统框图，其中电流环为优化的控制器。通过控制的优化控制后，当输入电压由额定电压上升到110％额定电压时，图8为没有电流优化控制时的输入电流波形，图中电流过零点发生畸变。图9为采用本发明方法时整流器输入电流波形，由图可以看出整流器的电流控制性能保持不变，电流过零点斜率提高，电流正弦度提高，THD降低。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本技术领域内的熟练技术人员应当理解，这些仅是举例说明，可以对本实施方式做出多种变更或修改，而不背离本发明的原理和实质。

Claims (2)

1.一种三相PWM整流器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤，

步骤S101：检测输入电压和输入电流的大小，即通过霍尔电压传感器检测三相电网输入电压，通过霍尔电流传感器检测三相电网输入电流，通过锁相环方法计算得电网电压同步相位角；

步骤S102：判断系统的输入电压是否为额定输入电压，

如果是，则进入步骤S103；如果否，则进入步骤S105；

步骤S103：判断系统的输出功率是否为额定输出功率，

如果是，则进入步骤S104；如果否，则进入步骤S105；

步骤S104：计算额定输入电压和输出负载条件下以及按实际电路参数设计时的控制器参数，进入步骤S106；

步骤S105：根据步骤S101检测的输入电流、电压的大小计算其他输入电压或负载功率情形下以及由于电感量变化造成的负载电流变化时的控制器参数；

步骤S106：按照计算出的控制器参数进行电流环优化控制。

2.按照权利要求1所述的一种三相PWM整流器的控制方法，其特征在于，所述步骤S105包括以下步骤，

步骤1：通过坐标变换将三相静止坐标系下的电压、电流方程转换为两相正交旋转坐标系下的电压、电流方程；

步骤2：通过定义旋转变换矩阵和S101中检测的电流、电压值计算得到两相旋转坐标系中两个正交轴即直轴分量和交轴分量的电流、电压大小，也即系统输入的有功分量和无功分量；

步骤3：根据电流内环传递函数，得出负载变化和电流环输出之间的关系式、输入电压变化与电流环输出之间的关系式以及整流器电感值发生变化时的电流环输出的关系式；

步骤4：根据PI控制器的比例系数和积分系数的初始值和步骤3得到的函数关系得出不同输入电压、不同负载和电感值发生变化时PI控制器所需设置的比例系数和积分系数值。

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