CN101588072A - 一种新型节能电力调节器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电力调节电路、调节器及三相交流电路的电压调节方法，其中交流电力调节器，连接于三相交流电力系统的每一相电路的负载侧中，在串联了稳压器及工频变压器对输入电压进行补偿的基础上，还串联了一个可变电容单元，通过调整每一相稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。从而平衡三相电压，进而对负载进行无功补偿，消除了感性负载对电路的影响，很大程度上减少了无功功率的损耗，提高了功率因数。

Description

一种新型节能电力调节器

技术领域

本发明涉及电能转换技术领域，特别涉及一种自身功耗较小、可以调节电压幅值和相角以平衡三相电压的、带有串联可变电容的电力调节器及其电力调节方法。

背景技术

由于电网中的非线性负荷、大功率可控整流装置以及电力电子器件的不断增加，使公用电网的波形产生了严重畸变，这对电网的安全运行或对一些敏感用户的正常生产，产生了较大的影响，尤其是三相不平衡问题。

三相不平衡是指三相电源各相的电压不对称。是各相电源所加的负荷不均衡所致，属于基波负荷配置问题。发生三相不平衡即与用户负荷特性有关，同时与电力系统的规划、负荷分配也有关。三相不平衡问题的负面影响主要体现在以下两点：

1、对用电设备的影响。三相电压不平衡的发生将导致达到数倍电流不平衡的发生。诱导电动机中逆扭矩增加，从而使电动机的温度上升，效率下降，能耗增加，发生震动，输出亏耗等影响。各相之间的不平衡会导致用电设备使用寿命缩短，加速设备部件更换频率，增加设备维护的成本。断路器允许电流的余量减少，当负载变更或交替时容易发生超载、短路现象。中性线中流入过大的不平衡电流，导致中性线增粗。

2、对线损的影响。三相四线制结线方式，当三相负荷平衡时线损最小；当一相负荷重，两相负荷轻的情况下线损增量较小；当一相负荷重，一相负荷轻，而第三相的负荷为平均负荷的情况下线损增量较大；当一相负荷轻，两相负荷重的情况下线损增量最大。当三相负荷不平衡时，无论何种负荷分配情况，电流不平衡度越大，线损增量也越大。

为了解决三相电压不平衡的问题，通常使用基于zig-zag变压器的三相平衡系统，这种方法的不足之处是：大容量的变压器体积很大。

另外，接在电网中的大多数用电设备是利用电磁感应实现能量转换和传递的感性负载。其中有很多大功率电器产品，如变压器、电动机、压缩机、继电器、日光灯等等。感性负载在各种负载中的比例一般占到99％，引起了负载电路中的电压相角的很大变化，必须进行调整以保证电路的足够功率因数。

为了调节电压幅值和相角，就需要在电路中安装稳压器和相角调节器。在使用电容进行无功补偿时，根据电容与负载的联接关系可分为两种补偿方式：并联电容补偿和串联电容补偿。

以感性负载中的变压器为例，如图1所示，在进行电容无功补偿时，现有技术中在变压器输出端首先连接有稳压器(图中未示)通常使用并联电容补偿的方法，在稳压器输出端并联了电容，图1虚线框表示感性负载变压器的等效负载，通过在负载电压输入端并联加入一个固定值的电容C可以提高一些功率因素，但是这种方法的不足在于：因为电容C是并联在负载输入端的，它可以净化电网，保证负载对电网无污染，但是却不能补偿负载回路的电感量，也就不能提高负载回路内部的功率因数。

如图1所示，在使用负载端并联电容补偿的时候，通过调整电容的电流Ic，可以使电网的输出电压和输出电流In达到同相，即电网侧没有无功功率。然而负载的电流I_L本身没有变化，不能解决负载里无功电流的问题。如图2所示，在使用串联电容补偿时，改变电容使In中无功电流减小时，由于负载中的电流就是In，负载中的无功电流同样减小了。然而串联无功补偿的不足之处在于：当调节电容C进行无功补偿时，由于电容是串联在负载回路中的，这会引起负载两端的电压幅值发生变化。所以，虽然串联电容的方法具有补偿负载回路中无功功率的优点，但是还是未得到采用。

因此，如果有一种新技术，既能够解决三相电压幅值不平衡的问题、又能够调节三相电压相角、还具有无功补偿的优点，势必是业界所期望的。

发明内容

本发明的目的是提供一种电力调节电路、调节器及其电力调节方法，通过在三相电路中的稳压器中串联可变电容单元，可以平衡三相电压，即使三相电压既可达到幅度相等，又可相互相角相差120度。

为了实现上述目的，本发明提出了以下几种技术方案：

首先是一种交流电力调节器：

1、一种交流电力调节器，连接于三相交流电力系统的每一相电路的负载侧中，在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节器至少包括：稳压器，具有变压比d’，与所述每一相电路的输出端相连接，用于调节本相电路的输出电压的幅值；在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节器还包括：可变电容单元，串联连接于所述稳压器输出端，所述可变电容单元包括相互并联的具有变压比d的交流斩波器和电容(C1)；以及控制单元，与每一相电路的所述稳压器和所述可变电容单元相连接，通过调整每一相稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。

2、所述稳压器和所述可变电容单元的交流斩波器分别为交流buck/boost斩波器。

3、所述交流buck/boost斩波器包括电力开关管；所述电力开关管由以下晶体管器件之一和二极管组成：双极型结型晶体管、IGBT、金属氧化物场效应管、磁控管、或门控断流器。

4、所述交流buck/boost斩波器由4个固态开关组成，每个所述固态开关包括IGBT和二极管，所述控制器通过产生不同占空比的PWM信号控制这些所述固态开关的导通与断开时间，进而调整所述稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d。

5、在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节器还包括：

变压器，变压比为a，所述可变电容单元串联连接于所述稳压器输出端与所述变压器的初级线圈之间，所述变压器的次级线圈串联在每一相电路和负载之间，用于对本相电路的输入电压进行补偿。

6、所述控制单元还包括：采样电路，采样所述工频变压器一次侧输入电流I2、所述三相交流电力系统的输入电压Vs；信号处理电路，接收所述采样电路所采样的信号并进行模数转换；以及控制电路，分别计算A、B、C相输入电压Vs的相角θa、θb、θc，从而计算出每两者之间的相角差分别为θ_ab、θ_bc、θ_ca，各相需要调整的相角即下面式3中的θ分别为，各相输出电压与输入电压之间的相角差；另一方面，计算出一次侧输入电流I₂中与Vs同相角的分量I_2r，以及比Vs超前90度的分量I_2m，各相输出电压Vout需要调整的幅值即下面式4中的A由三相电系统中的额定电压确定，然后通过下面的式3和式4即可得出需要调整的d和d’的值：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

$A=\sqrt{{[(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

上式中以输入电压Vs的相角为参考相角，即Vs的相角为0，其中L为所述交流斩波器的输出滤波电路中的电感，w为交流电压角频率。

7、一种交流电力调节电路，连接于三相交流电力系统的每一相电路的负载侧中，在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节电路至少包括：稳压器，具有变压比d’，与所述每一相电路的输出端相连接，用于调节本相电路的输出电压的幅值；在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节电路还包括：可变电容单元，串联连接于所述稳压器输出端，所述可变电容单元包括相互并联的具有变压比d的交流斩波器和电容(C1)；以及控制单元，与每一相电路的所述稳压器和所述可变电容单元相连接，通过调整每一相稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。

8、所述稳压器和所述可变电容单元的交流斩波器分别为交流buck/boost斩波器。

9、所述交流buck/boost斩波器包括电力开关管；所述电力开关管由以下晶体管器件之一和二极管组成：双极型结型晶体管、IGBT、金属氧化物场效应管、磁控管、或门控断流器。

10、所述交流buck/boost斩波器由4个固态开关组成，每个所述固态开关包括IGBT和二极管，所述控制器通过产生不同占空比的PWM信号控制这些所述固态开关的导通与断开时间，进而调整所述稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d。

11、在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节电路还包括：变压器，变压比为a，所述可变电容单元串联连接于所述稳压器输出端与所述变压器的初级线圈之间，所述变压器的次级线圈串联在每一相电路和负载之间，用于对本相电路的输入电压进行补偿。

12、所述控制单元还包括：采样电路，采样所述工频变压器一次侧输入电流I₂、所述三相交流电力系统的输入电压Vs信号处理电路，接收所述采样电路所采样的信号并进行模数转换；以及控制电路，分别计算A、B、C相输入电压Vs的相角θa、θb、θc，从而计算出每两者之间的相角差分别为θ_ab、θ_bc、θ_ca，各相需要调整的相角即下面式3中的θ分别为，各相输出电压与输入电压之间的相角差；另一方面，计算出一次侧输入电流I₂中与Vs同相角的分量I_2r，以及比Vs超前90度的分量I_2m，各相输出电压Vout需要调整的幅值即下面式4中的A由三相电系统中的额定电压确定，然后通过下面的式3和式4即可得出需要调整的d和d’的值：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

$A=\sqrt{{[(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

上式中以输入电压Vs的相角为参考相角，即Vs的相角为0，其中L为所述交流斩波器的输出滤波电路中的电感，w为交流电压角频率。

13、一种三相交流电路的电压调节方法，用于调节如权利要求1-7所述的交流电力调节器三相输出电路的电压幅值和相角，或者用于调节如权利要求8-14所述的电路中的三相输出电路的电压幅值和相角，包括如下步骤：(a)采样所述工频变压器一次侧输入电流I₂、所述三相交流电力系统的输入电压Vs；(b)接收所述采样信号并进行模数转换；(c)通过调整稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。

14、在步骤(c)中所述控制电路通过产生不同占空比的PWM信号控制这些所述固态开关的导通与断开时间，进而调整所述稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d。

15、在步骤(c)中所述控制电路执行下列步骤：

①分别计算A、B、C相输入电压Vs的相角θa、θb、θc，从而计算出每两者之间的相角差分别为θ_ab、θ_bc、θ_ca，各相需要调整的相角即下面式3中的θ分别为，各相输出电压与输入电压之间的相角差；②计算出一次侧输入电流I₂中与Vs同相角的分量I_2r，以及比Vs超前90度的分量I_2m，各相输出电压Vout需要调整的幅值即下面式4中的A由三相电系统中的额定电压确定；③然后通过下面的式3和式4即可得出需要调整的d和d’的值：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

$A=\sqrt{{[(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

上式中以输入电压Vs的相角为参考相角，即Vs的相角为0，其中L为所述交流斩波器的输出滤波电路中的电感，w为交流电压角频率。

16、步骤①中使用锁相环模块计算所述相角；步骤①中通过有效值计算模块计算出各相输入电压Vs的有效值。

本发明通过在交流三相供电电路中，在串联工频变压器对输入电压进行补偿的基础上，串联了一个可变电容单元，可以调整输出端的三相电压的幅值和相角，从而平衡三相电压，进而对负载进行无功补偿，消除了感性负载对电路的影响，很大程度上减少了无功功率的损耗，提高了功率因数。

附图说明

图1是现有技术的并联电容补偿方法的原理示意图。

图2是串联可变电容补偿方法的原理方框图。

图3是本发明的具有串联可变电容补偿电路的电力调节电路的原理方框图。

图4是本发明的基于图3原理的电力调节系统单相的结构示意图。

图5是本发明的节能电力调节电路的三相电路拓扑图。

图6是本发明的节能电力调节器功能方框图。

图7是A相输入电压Vs和工频变压130一次侧电流的幅值和相角的计算方法示意图。

图8是计算各相输入电压之间相角差的计算方法示意图。

具体实施方式

本发明的技术原理主要是：在三相电系统中的负载侧，采用串联工频变压器对输入电压进行补偿，同时串联了一个稳压器、还串联了一个可变电容单元，既可以调整输出端的三相电压的幅值同时还可调节相角，这样不仅稳定了输出电压，而且可以平衡三相电压。

基于上述原理，本发明提出了一种电力调节器电路设计模型如图3所示，需要说明的是，图3所示只是本发明三相电系统中的其中单相负载侧的等效示意图，本发明实际使用中是针对三相电路的。

图3中Vs代表电网供电电压、LS代表电网端变压器等效电感。虚线框即指本发明的电力调节器100，它包括两个部分：稳压器110，用于电压幅值的调节；以及在稳压器110的输出端串联了可变电容120，用于相角的调节。

为了实现图3所示的原理结构，本发明提出了一个具体实施例，如图4为本发明的电力调节电路用于单相电力调节系统的结构示意图，该实施例中采用了交流buck/boost斩波器，下面先就buck/boost电路做出适用于本发明的定义：

其中buck电路的基本原理：电源通过一个电感给负载供电，同时电感储存一部分能量，然后将电源断开，这个过程称之为斩波，只由电感给负载供电。如此周期性的工作，通过调节电源接通的相对时间，来实现输出电压的调节。

而boost电路的基本原理：电源先给电感储能，然后，将储了能的电感，当作电源，与原来的电源串联，从而提高输出电压。如此周期性的重复。

Buck/boost电路是采用斩波的方式实现电压升压和降压调整的电路。根据buck/boost电路工作的输入电压，又分为直流buck/boost电路和交流buck/boost电路。本发明使用的交流buck/boost斩波器由电力开关器件构成，通过控制开关的导通和断开来实现对输入电压的斩波，从而实现对输出电压的控制。对输入电压斩波通常是采用一种脉宽调制(PWM)信号来控制的，信号的占空比D决定了输出电压的大小，设交流buck/boost斩波器的输入电压为Vi，输出电压为Vo，控制开关的PWM信号的占空比为D，则输出电压由下式给出：

Vo＝Vi×D

正如本领域的技术人员所知，交流buck/boost斩波器的拓扑结构和控制方法是多种多样的，本发明中采用的交流buck/boost斩波器并不局限于某一种拓扑结构和控制方法。

为了说明本发明的技术方案，本发明采用了向量的方法表示电压和电流。需要说明的是，本发明采用的是有效值向量的表示方法，即电压或电流在用复数向量表示时，向量的模为电压或电流的幅值，电压或电流的幅值为有效值的

倍。

图4为本发明的一个实施例，是本发明的电力调节电路用于单相电力调节系统的结构示意图，在该实施例中，本发明通过将一个交流buck/boost斩波器和一个电容并联，而起到一个可变电容的作用。

其中稳压器110由交流buck/boost斩波器A实现，工频变压器130将稳压器产生的补偿电压串联到电网与负载之间，采用补偿式稳压的方法。而可变电容120则由交流buck/boost斩波器B与电容C1并联实现，交流buck/boost斩波器B的作用是将输入电压改变后输出，我们设交流buck/boost斩波器B的输入电压为V₁、输入电流为I₁，输出电压为V₂，输出电流为I₂，交流buck/boost斩波器B输出端等效电容为C2，即交流buck/boost斩波器B可以相当于一种变压器，输入输出电压V₁，V₂比值为1∶d，即 $\frac{V1}{V2}=\frac{1}{d};$ 交流buck/boost斩波器B输入阻抗为 $Z1=\frac{1}{\mathrm{jwC}1},$ 输出等效阻抗为 $Z2=\frac{1}{\mathrm{jwC}2}.$ 其中j是虚数单位，w是交流电压角频率，那么可以得到以下各式：

根据变压器的性质可得：

V₁×I₁＝V₂×I₂

因为： $Z1=\frac{V1}{I1},Z2=\frac{V2}{I2}$

所以： $\frac{{V1}^2}{Z1}=\frac{{V2}^2}{Z2}$

$Z2=Z1\×d^2=\frac{d^2}{\mathrm{jwC}1}=\frac{1}{\mathrm{jwC}2}$

$C2=\frac{C1}{d^2}$

可以看到，当C1和交流电压角频率w为固定值时，交流buck/boost斩波器B输出端等效阻抗Z2是根据变压比d变化的，所以说可以通过改变交流buck/boost斩波器B的变压比d，来改变电容C2的大小。交流buck/boost斩波器B输出端就是一个等效的可变电容，也就得到了可变电容120，其值即C2。

在图4中V3是交流buck/boost斩波器A的输入电压，V3等于电网输入电压Vs，V4是交流buck/boost斩波器A的输出电压。交流buck/boost斩波器A的变压比为 $\frac{V3}{V4}=\frac{1}{d}.$

由上述内容可得：C1和交流buck/boost斩波器B构成可变电容C2，现在设输入电压向量Vs的相角为0，由于补偿回路中的电流I2由有功电流和无功电流两部分组成，I₂与Vs之间就有一个相角差，用复数的形式表示向量I₂可以得到：I₂＝I_2r+jI_2m其中I_2r分量为与Vs同相位电流分量，I_2m分量为比Vs相位超前90度的电流分量。那么可以得出补偿电压V_pri由V4、V2和电感上电压V_L三部分构成，具体如下：

V₄＝d′V₃＝d′V_S $V_2=I_2\·\frac{1}{\mathrm{jwC}2}$ V_L＝I₂·jwL

将上述三者相加，得到补偿电压V_pri：

$V_{\mathrm{pri}}=V_4+V_2+V_L=d^{\′}{V}_s+I_2\·(\frac{1}{\mathrm{jwC}2}+\mathrm{jwL})$

其中L是：斩波器的输出滤波电路中的电感，如图4所示。

将I2用虚数表示，则V_pri：

$V_{\mathrm{pri}}=d^{\′}{V}_s+I_{2m}(\frac{1}{\mathrm{wC}2}-\mathrm{wL})+j{I}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{1}{\mathrm{wC}2})$ (式1)

设工频变压器130的变压比为a，那么工频变压器二次侧电压V_sec＝aV_pri，根据图4所示，并代入式1可以得出电力调节器输出电压为Vout：

$\mathrm{Vout}=V_S+V_{\sec }=\mathrm{Vs}+a{V}_{\mathrm{pri}}=(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{1}{\mathrm{wC}2}-\mathrm{wL})+\mathrm{ja}{I}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{1}{\mathrm{wC}2})$

将 $C2=\frac{C1}{d^2}$ 代入，则

$\mathrm{Vout}=(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})+\mathrm{ja}{I}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})$ (式2)

在式2中，Vs是电网电压由采样装置测得，电流I2是工频变压器一次侧电流也由采样装置测得，C1是固定电容。根据式2，在已知I2向量的情况下，控制d和d’即可控制Vout的幅值和相角。

根据向量的相角和幅值的定义，以输入电压Vs的相角为参考相角，Vs相角为0，输出电压Vout的相角θ——即本发明需要调整的角度——由下式给出：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

输出电压Vout幅值A为

$A=\sqrt{{[(1+{\mathrm{ad}}^{\′})\mathrm{Vs}+{\mathrm{aI}}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

由式3和式4可以得出：使用本发明的电力调节器，可以通过调整交流buck/boost斩波器A和B的变压比d’和d，来改变输出电压的相角和幅值。其中式3中的θ是输出电压相对于输入电压需要调整的角度，而式4中的A则是输出电压的幅值。

图4是一个单相的电路框图，只是用来解释调压和调相的原理的，是图5的一部分，因为在本发明中，调相的主要目的是使三相电压平衡(幅度相等，角度相差120度)，对单相电路来说是没有意义的，所以图5才是本发明在实际应用中的示意图，当然，本发明还需要通过比如控制电路(图4和图5中未示)对三相的可变电容120都进行总体控制，容后再述。

图5为本发明的电力调节电路用于三相电力调节系统的结构示意图，其中交流buck/boost斩波器A的具体电路如图5中110所示，图5中120由电容和交流buck/boost斩波器B构成，其中buck/boost斩波器B与110电路相同。现以图5中110为例说明一种适用于本发明的交流buck/boost斩波器的电路结构。图5中交流buck/boost斩波器A，交流buck/boost斩波器B中的电力开关管可以通过晶体管器件和二极管组合实现，如BJT(双极型结型晶体管)，IGBT，或MOSFET(金属氧化物场效应管)晶体管，甚至是晶体闸流管如MET(磁控管)或GTO(门控断流器)。在这里图5中我们使用了IGBT作为开关进行说明，但也可以使用其他种类的晶体管作为开关。在本发明的一个实施例中交流buck/boost斩波器由4个固态开关组成，固态开关采用IGBT和二极管组成，二极管并联于IGBT的集电极和发射极之间，二极管的阴极与IGBT的集电极连接，我们称这一端为开关的阴极；二极管的阳极与IGBT的发射极连接，我们称这一端为开关的阳极。那么，开关就可以控制从阴极到阳极方向的电流导通和断开。构成交流buck/boost斩波器的4个开关连接方式如下：开关S1的阳极与开关S2的阴极相连；开关S2的阳极与开关S3的阳极相连；开关S4的阳极与开关S3的阴极相连；开关S1和S4的阴极为交流buck/boost斩波器的输入端；开关S1和S4的阳极为交流buck/boost斩波器的输出端。控制器通过控制这些开关的导通与断开时间来控制交流buck/boost斩波器的变压比，在实施过程中可以使用PWM信号来控制开关的导通与断开，PWM信号的占空比就决定了交流buck/boost斩波器的变压比，即控制电路通过产生不同占空比的PWM信号控制交流buck/boost斩波器的变压比。

以上是本发明的带有串联可变电容的电力调节电路的详细说明，下面进一步提出了带有这样的电路的电力调节器。

请看图6是本发明的电力调节器功能方框图。仍然需要说明的是，图6只是单相示意图，实际应用中三相分别包含了图7所示的电路，即图6中的信号处理和控制电路要同时对三相进行数据采集并控制。根据图6，本发明的电力调节器主要包括：

采样电路(1、2)，采样工频变压器130一次侧输入电流I2、电网输入电压Vs。当然，在实际应用中，该采样电路还采集包括电力调节器实际输出电压Vout在内的其他信号，因与本发明的方法关系不大，在此略去。

信号处理电路，接收上述采样信号并进行模数转换等处理；

控制电路，通过接收到的各相的输入电压计算出各相需要补偿的电压幅值和相角，根据前面的公式3和4计算出交流斩波器的变压比d和d’，并确定输出PWM的斩控比以控制各组电力开关管的通断时间。从而达到调压的目的；本实施例中该控制电路采用了microchip公司的dispc6010作为控制器。

稳压器110，由交流buck/boost斩波器A电路实现，根据控制电路发出的指令调整其输出和输出的电压比d’；

可变电容120，由交流buck/boost斩波器B与电容C1并联，交流buck/boost斩波器B根据控制电路发出的指令调节其输出和输出的电压比d，从而改变可变电容120的电容量。

工频变压器(130)，将产生的补偿电压串联到电网和负载之间，其一次侧电压为Vpri，二次侧电压为Vsec。

控制电路通过对d和d’的控制达到对其中每一相电压的幅值和相角的控制，如前所述，在此不再赘述。

其基本工作原理：采样电路(1、2)采样工频变压器130一次侧输入电流I2、电网输入电压Vs，这些采样得到的值——每一相工频变压器130一次侧输入电流I2和电网输入电压Vs都是向量，需要经过信号处理后，才能得到各自的幅值和相角信息，并将这些信息传送至控制电路。

以下以A相为例说明如何计算输入电压·Vs(即Va)和工频变压器一次侧电流I2(即Ia)的幅值和相角。然后将计算出的Va和Ia的幅值和相角数值代入式2，进而可表明：A相输出电压向量Vout的幅值和相角可以通过d和d’来确定。

图7是A相输入电压Vs和工频变压130一次侧电流I2的幅值和相角的计算方法，B相和C相的计算方法相同。图7中Va是A相的输入电压信号Vs，由采样电路2获取。Ia是A相工频变压器130一次侧电流I2，由采样电路1获取。通过有效值计算模块801计算出电压信号Va即Vs的有效值Varms，

即电压Va即Vs的幅值。同时使用锁相环(PLL)模块802计算出电压Va的相角wt。

根据有效值计算模块801和锁相环(PLL)模块802的计算结果，可以将图7中的Va用三角函数表示成 $\mathrm{Va}=\sqrt{2}\mathrm{VarmsSin}\left(\mathrm{wt}\right),$ w是输入电压的角频率。同理也可以得到B相和C相的输入电压 $\mathrm{Vb}=\sqrt{2}\mathrm{VbrmsSin}(\mathrm{wt}-\mathrm{\θ}1),\mathrm{Vc}=\sqrt{2}\mathrm{VcrmsSin}(\mathrm{wt}-\mathrm{\θ}2).$

电流Ia的角频率w与Va的相同，两者相角相差

则Ia用三角函数可以表示为：AIa为电流Ia的幅值，

为Ia与Va同相的分量，

为Ia超前Va相位90度的分量。由于电流信号变化较快而且含有谐波，在计算电流的幅值和相角时采用下述方法：首先使用一个带通滤波器滤除Ia中的谐波。然后通过下述方法计算Ia与Va同相的分量以及Ia超前Va相位90度的分量。

根据三角函数公式可得：

将Ia与Sin(wt)相乘可得：

从上式可以看出Ia与Sin(wt)相乘后，其中

为直流分量，因此将Ia与Sin(wt)相乘后再通过一个低通滤波器就可以得到

再乘以2就得到

同理，将Ia与Cos(wt)相乘再通过一个低通滤波器并乘以2就可以得到公式如下：

如果以Va的相角为参考相角，即设Va的相角为0，A相输入电压Vs(即Va)和工频变压器一次侧电流I2(即Ia)的值为：V_s＝Varms；

将这些计算得出的Vs和I2带入式2后，A相输出电压向量Vout的幅值和相角就可以通过d和d’来确定了。

根据得到的A、B、C相输入电压 $\mathrm{Va}=\sqrt{2}\mathrm{VarmsSin}\left(\mathrm{wt}\right),$ $\mathrm{Vb}=\sqrt{2}\mathrm{VbrmsSin}(\mathrm{wt}-\mathrm{\θ}1),$ $\mathrm{Vc}=\sqrt{2}\mathrm{VcrmsSin}(\mathrm{wt}-\mathrm{\θ}2),$ 可以计算出各相之间的相角差，计算方法如图8所示其中θa、θb、θc，分别为A、B、C相的相角，其中θ1＝θa-θb，θ2＝θa-θc。A相与B相电压相角相减得到A相和B相之间的相角差θ_ab，同理可得其他各相之间的相角差θ_bc、θca。由于三相电平衡时，应当是θab＝θbc＝θca＝120°，而当三相输入电压之间相角差不为120°时，可以通过调整输出电压与输入电压之间的相角θ(即式3中的θ)，而使输出电压之间相角平衡(相角相差120°)，例如，以A相输入电压相角为参考相角，假设通过上述计算得出：θ1＝122°、θ2＝242°，AB相之间相角偏差122°，而BC相之间相差120°，可以将A相输出电压相角减小2°，即A相需要调整的角度为-2°，使得输出电压的θ_ab＝θ_bc＝θ_ca＝120°。所以通过上述方法可以确定各相电压需要调整的相角。

根据得到的各相输入电压Vs和工频变压器一次侧电流I₂，以及各相输出电压Vout需要调整的幅值和相角，通过式3和式4即可得出需要调整的d和d’的值。现以计算A相中d和d’为例，说明具体的计算过程。设A相输出电压Vout需要调整的相角为θ3，A相输出电压Vout的额定电压的有效值为220V。当以Varms的相角为参考相角0时，式3、式4中的各向量为：V_s＝Varms；

带入式3、4则可以算出需要调整的d和d’。公式如下：

B、C两相的电压调整方法与上述过程相同。

综上所述，本发明的电力调节器与市场上多数电力调节器相比，通过串联了可变电容，不仅可以调节三相电压幅值，还可调节三相电压的相角，这样从根本上达到平衡电压的目的，消除了感性负载对电路的影响，很大程度上减少了无功功率的损耗，提高了功率因素，是真正意义上的节能电力调节器。

虽然本发明已经参考其中的具体实施例进行了描述，但是本领域的技术人员仍然可进行很多变通，改进等等。只要不超出本发明精神，都应该在本发明的范围内。

Claims (16)

1、一种交流电力调节器，连接于三相交流电力系统的每一相电路的负载侧中，在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节器至少包括：稳压器，具有变压比d’，与所述每一相电路的输出端相连接，用于调节本相电路的输出电压的幅值；

其特征是：在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节器还包括：可变电容单元，串联连接于所述稳压器输出端，所述可变电容单元包括相互并联的具有变压比d的交流斩波器和电容(C1)；以及

控制单元，与每一相电路的所述稳压器和所述可变电容单元相连接，通过调整每一相稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。

2、如权利要求1所述的交流电力调节器，其特征是：所述稳压器和所述可变电容单元的交流斩波器分别为交流buck/boost斩波器。

3、如权利要求2所述的交流电力调节器，其特征是：所述交流buck/boost斩波器包括电力开关管；所述电力开关管由以下晶体管器件之一和二极管组成：双极型结型晶体管、IGBT、金属氧化物场效应管、磁控管、或门控断流器。

4、如权利要求3所述的交流电力调节器，其特征是：所述交流buck/boost斩波器由4个固态开关组成，每个所述固态开关包括IGBT和二极管，所述控制器通过产生不同占空比的PWM信号控制这些所述固态开关的导通与断开时间，进而调整所述稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d。

5、如权利要求1或4所述的交流电力调节器，其特征是：在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节器还包括：

变压器，变压比为a，所述可变电容单元串联连接于所述稳压器输出端与所述变压器的初级线圈之间，所述变压器的次级线圈串联在每一相电路和负载之间，用于对本相电路的输入电压进行补偿。

6、如权利要求5所述的交流电力调节器，其特征是：所述控制单元还包括：

采样电路，采样所述工频变压器一次侧输入电流I₂、所述三相交流电力系统的输入电压Vs；

信号处理电路，接收所述采样电路所采样的信号并进行模数转换；以及

控制电路，分别计算A、B、C相输入电压Vs的相角θa、θb、θc，从而计算出每两者之间的相角差分别为θ_ab、θ_bc、θ_ca，各相需要调整的相角即下面式3中的θ分别为，各相输出电压与输入电压之间的相角差；另一方面，计算出一次侧输入电流I₂中与Vs同相角的分量I_2r，以及比Vs超前90度的分量I_2m，各相输出电压Vout需要调整的幅值即下面式4中的A等于三相电系统中的额定电压的幅值，然后通过下面的式3和式4即可得出需要调整的每一相的d和d’的值：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+a{d}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

$A=\sqrt{{[(1+a{d}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[a{I}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

上式中以输入电压Vs的相角为参考相角，即Vs的相角为0，其中L为所述交流斩波器的输出滤波电路中的电感，w为交流电压角频率。

7、一种交流电力调节电路，连接于三相交流电力系统的每一相电路的负载侧中，在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节电路至少包括：

稳压器，具有变压比d’，与所述每一相电路的输出端相连接，用于调节本相电路的输出电压的幅值；

其特征是：在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节电路还包括：可变电容单元，串联连接于所述稳压器输出端，所述可变电容单元包括相互并联的具有变压比d的交流斩波器和电容(C1)；以及

控制单元，与每一相电路的所述稳压器和所述可变电容单元相连接，通过调整每一相稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。

8、如权利要求7所述的交流电力调节电路，其特征是：所述稳压器和所述可变电容单元的交流斩波器分别为交流buck/boost斩波器。

9、如权利要求8所述的交流电力调节电路，其特征是：所述交流buck/boost斩波器包括电力开关管；所述电力开关管由以下晶体管器件之一和二极管组成：双极型结型晶体管、IGBT、金属氧化物场效应管、磁控管、或门控断流器。

10、如权利要求9所述的交流电力调节电路，其特征是：所述交流buck/boost斩波器由4个固态开关组成，每个所述固态开关包括IGBT和二极管，所述控制器通过产生不同占空比的PWM信号控制这些所述固态开关的导通与断开时间，进而调整所述稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d。

11、如权利要求7或10所述的交流电力调节电路，其特征是：在所述每一相电路的负载侧所述交流电力调节电路还包括：

变压器，变压比为a，所述可变电容单元串联连接于所述稳压器输出端与所述变压器的初级线圈之间，所述变压器的次级线圈串联在每一相电路和负载之间，用于对本相电路的输入电压进行补偿。

12、如权利要求11所述的交流电力调节电路，其特征是：所述控制单元还包括：

采样电路，采样所述工频变压器一次侧输入电流I₂、所述三相交流电力系统的输入电压Vs；

信号处理电路，接收所述采样电路所采样的信号并进行模数转换；以及

控制电路，分别计算A、B、C相输入电压Vs的相角θa、θb、θc，从而计算出每两者之间的相角差分别为θ_ab、θ_bc、θ_ca，各相需要调整的相角即下面式3中的θ分别为，各相输出电压与输入电压之间的相角差；另一方面，计算出一次侧输入电流I₂中与Vs同相角的分量I_2r，以及比Vs超前90度的分量I_2m，各相输出电压Vout需要调整的幅值即下面式4中的A等于三相电系统中的额定电压的幅值，然后通过下面的式3和式4即可得出需要调整的每一相的d和d’的值：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+a{d}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

$A=\sqrt{{[(1+a{d}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[a{I}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

上式中以输入电压Vs的相角为参考相角，即Vs的相角为0，其中L为所述交流斩波器的输出滤波电路中的电感，w为交流电压角频率。

13、一种三相交流电路的电压调节方法，用于调节如权利要求1-7所述的交流电力调节器三相输出电路的电压幅值和相角，或者用于调节如权利要求8-14所述的电路中的三相输出电路的电压幅值和相角，其特征是：包括如下步骤：

(a)采样所述工频变压器一次侧输入电流I₂、所述三相交流电力系统的输入电压Vs；

(b)接收所述采样信号并进行模数转换；

(c)通过调整稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d，而使三相电路的输出电压具有相同幅值以及相互之间的相角差为120度。

14、如权利要求13所述的电压调节方法，在步骤(c)中所述控制电路通过产生不同占空比的PWM信号控制这些所述固态开关的导通与断开时间，进而调整所述稳压器的变压比d’和所述交流斩波器的变压比d。

15、如权利要求13或14所述的电压调节方法，所述控制电路执行下列步骤：

①分别计算A、B、C相输入电压Vs的有效值，以及A、B、C相输入电压Vs的相角θa、θb、θc，从而计算出每两者之间的相角差分别为θ_ab、θ_bc、θ_ca，各相需要调整的相角即下面式3中的θ分别为，各相输出电压与输入电压之间的相角差；

②计算出一次侧输入电流I₂中与Vs同相角的分量I_2r，以及比Vs超前90度的分量I_2m，各相输出电压Vout需要调整的幅值即下面式4中的A由三相电系统中的额定电压确定；

③然后通过下面的式3和式4即可得出需要调整的d和d’的值：

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{aI}}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})}{(1+a{d}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})}\right)$ (式3)

$A=\sqrt{{[(1+a{d}^{\′})\mathrm{Vs}+a{I}_{2m}(\frac{d^2}{\mathrm{wC}1}-\mathrm{wL})]}^2+{\left[a{I}_{2r}(\mathrm{wL}-\frac{d^2}{\mathrm{wC}1})\right]}^2}$ (式4)

上式中以输入电压Vs的相角为参考相角，即Vs的相角为0，其中L为所述交流斩波器的输出滤波电路中的电感，w为交流电压角频率。

16、如权利要求15所述的电压调节方法，其特征是：步骤①中使用锁相环模块计算所述相角；步骤①中通过有效值计算模块计算出各相输入电压Vs的有效值。

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