KR102587261B1 - 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법 - Google Patents

듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법은, 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 제어방법에 있어서, 전압제어부에 의한 부하전류보상에 따라 전류 지령을 구하는 단계; 또는 모델기반 2-자유도 변조부에 의해 전류 지령, 입력 전압, 출력 전압에 기반한 알고리즘으로 위상 천이 비율 및 듀티비를 구하는 단계; 중 어느 하나 이상의 단계에 따라 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터를 동적으로 제어하는 것을 특징으로 한다.

Description

듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법 {Model-Based Dynamic Control of Dual Active Half-Bridge Converter}
본 발명은 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터에 있어서, 변압기의 RMS 전류를 최소화시켜 도통 손실을 최소화하고 동적응답특성을 모두 만족시키기 위한 모델 기반 동적 제어 방법에 관한 것이다.
DC-DC 컨버터는 임의 전압의 직류 전원에서 다른 전압의 직류전원으로 변환하는 전자회로 장치이며, 듀얼 액티브 브릿지(Dual Active Bridge, 이하, 'DAB'라고도 함.) 타입과 듀얼 액티브 하프-브릿지(Dual Active Half-Bridge, 이하, 'DAHB'라고도 함.) 타입으로 구분될 수 있다.
DAHB 컨버터는 기존의 DAB 컨버터와 비교하여 스위치 및 스위칭 구동 소자의 개수 감소를 통해 가격과 부피, 무게를 감소시킬 있기 때문에 낮은 전력 레벨에서 선호된다.
DAB 컨버터와 DAHB 컨버터에서 전력 흐름을 조절하기 위해서는, 듀티비를 0.5로 고정시키고 1차측과 2차측 사이의 위상 천이 비율을 제어하여 출력 전압을 조절하는 단일 위상 천이(Single Phase Shift, 이하, 'SPS'라고도 함.) 방식이 사용되고 있다. 하지만 SPS 방식은 변압기에 높은 RMS(Root Mean Square) 전류를 발생시켜 전도 손실을 증가시키기 때문에 디바이스의 높은 전류 정격이 필요하게 된다. 따라서 컨버터의 전력 효율을 향상시키기 위해서는 이와 같은 손실을 최소화할 수 있는 다양한 스위칭 전략이 필요하다.
기존 DAHB 컨버터의 SPS 방식에서 순환전류로 인한 전도 손실을 감소시키기 위해 1차측과 2차측의 듀티비를 다르게 하는 비대칭 듀티 제어 방식이 J.KIM 등 및 S. Chakraborty 등에 의해 제안되었고, 대한민국 공개특허 10-2010-115087를 통해 개시된 바 있다.
이와 같은 비대칭 듀티 제어 방식은 전력 전달 방정식을 통해 변압기 RMS 전류를 최소화하여 회로에서 발생하는 도통 손실을 감소시키게 된다.
양방향 전력 흐름을 위한 DAHB 컨버터는 입력 전압과 부하 조건 변동에 강인한 동적 응답을 가질 것이 요구된다. 그러나 비대칭 듀티 제어 방식은 서로 다른 대역폭(bandwidth)를 가진 두 개의 PI 제어기를 통해 구현되므로 동적 응답 특성이 감소하게 된다. 즉 효율 향상에만 초점을 맞추고 동적 성능은 고려하지 않은 문제점이 있었다.
동적 응답 특성을 개선하기 위해서 비례-적분(Proportional-Integrate, PI) 제어기에 부하 전류 전향 보상(Load Current Feedfoward, LCFF)을 삽입하거나, 모델 기반의 위상 천이 비율을 제어하고 이를 전향 보상 이론으로 분석하기도 한다. 그러나 이와 같은 방법은 위상 천이와 전력 전달 간의 비선형 관계로 인해 선형 동적 특성을 달성하기 어렵기 때문에 룩-업 테이블(Look-up Table, LUT) 이 필요하여 실시간으로 구현하기 어려운 문제점이 있다.
또한, 동적 응답 특성을 개선하기 위하여 DAB 컨버터에서 입력전압, 출력전압, 부하전류의 영향을 고려하여 전력전달 방정식을 기반으로 하는 모델 기반 제어가 W. Song 등 및 N. Hou등에 의해 제안되었다. 이와 같은 방식은 보상 부분과 모델 기반 부분의 관계에 따라 병렬 구조와 직렬 구조로 나눌 수 있고, 컨버터의 입력 전압이나 부하 조건이 변경될 때 우수한 동적 특성을 얻을 수 있다. 하지만 측정 잡음(noise)와 제정수에 영향을 크게 받기 때문에 오차가 발생할 경우 전향 보상이 부정확할 수 있는 문제점이 있다.
KR 10-2010-115087 A1, 2010.10.27., 도 2
J. Kim, H. -S. Song and K. Nam, "Asymmetric Duty Control of a Dual-Half-Bridge DC/DC Converter for Single-Phase Distributed Generators," IEEE Trans. Power Electron., vol. 26, no. 3, pp. 973-982, Mar. 2011. S. Chakraborty and S. Chattopadhyay, "Minimum-RMS-Current Operation of Asymmetric Dual Active Half-Bridge Converters With and Without ZVS," IEEE Trans. Power Electron., vol. 32, no. 7, pp. 5132-5145, Jul. 2017 W. Song, N. Hou and M. Wu, "Virtual Direct Power Control Scheme of Dual Active Bridge DC-DC Converters for Fast Dynamic Response," IEEE Trans. Power Electron., vol. 33, no. 2, pp. 1750-1759, Feb. 2018. N. Hou, L. Ding, P. Gunawardena, Y. Zhang and Y. W. Li, "A Comprehensive Comparison of Two Fast-Dynamic Control Structures for the DAB DC- DC Converter," IEEE Trans. Power Electron., vol. 37, no. 6, pp. 6488-6500, Jun. 2022. N. Hou, W. Song, Y. Li, Y. Zhu and Y. Zhu, "A Comprehensive Optimization Control of Dual-Active-Bridge DC-DC Converters Based on Unified Phase-Shift and Power-Balancing Scheme," IEEE Trans. Power Electron., vol. 34, no. 1, pp. 826-839, Jan. 2019.
본 발명은 DAHB 컨버터에서 변압기의 RMS 전류를 최소화시켜 도통 손실을 최소화하고 동적응답특성을 모두 만족시키는 모델기반 동적 제어 방법을 제공하는 것을 그 목적으로 한다.
또한, 본 발명은, 모델에 기반하여 최적의 위상 천이 비율과 듀티비를 결정하기 위한 것을 또 다른 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해 안출된 본 발명은,
듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 제어방법에 있어서,
전압제어부에 의한 부하전류보상에 따라 전류 지령을 구하는 단계;
또는
모델기반 2-자유도 변조부에 의해 전류 지령, 입력 전압, 출력 전압에 기반한 알고리즘으로 위상 천이 비율 및 듀티비를 구하는 단계; 중
어느 하나 이상의 단계에 따라 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터를 동적으로 제어하며,
상기 알고리즘은, 가상 컨덕턴스 지령 Gv,ref와 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr을 비교하여, 가상 컨덕턴스 지령 Gv.ref가 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr보다 크면 1-자유도 변조로, 그렇지 않으면 2-자유도 변조를 하도록 결정하는 것을 특징으로 한다.
전압제어부에 의한 전류지령은, 출력 전압 지령과 출력 전압의 차를 억제하기 위한 비례-적분 제어기에 기반하여 비례-적분 제어기의 출력으로 구해지는 것이 바람직하다.
상기 전압제어부는 제한기에 의해 출력 전류를 동작 범위 내로 제한하고, 안티 와인드업 기법에 의해 제어 성능 저감을 방지하는 것이 바람직하다.
상기 비례-적분 제어기를 적분-비례 제어기 또는 비례-적분-미분 제어기로 대신하는 것도 바람직하다.
부하전류보상은 급격한 출력 전류 변동에 의한 출력 전압 변동을 억제하기 위해 부하 전류 측정을 통해 이루어지는 것도 바람직하다.
모델기반 2-자유도 변조부에 의한 위상 천이 비율 및 듀티비는 RMS전류를 최소화하도록 구해지는 것도 바람직하다.
삭제
삭제
가상 컨덕턴스 지령 Gv.ref와 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr는 아래 식에 의해 구해지는 것것도 바람직하다.
1-자유도 변조 및 2-자유도 변조에 의해 구해지는 듀티비 지령 Dref 및 위상 천이 비율 지령 Dφ,ref는 각각 [0,0.5]의 범위, [-0.25, 0.25] 범위 내인 것도 바람직하다.
1-자유도 변조 및 2-자유도 변조에 의해 구해지는 듀티비 지령 Dref 의 급격한 변동으로 인한 공진을 억제하기 위해 적분 제어기를 이용한 저역통과필터를 사용하는 것도 바람직하다.
본 발명에 의하면, DAHB컨버터에서 변압기의 RMS 전류를 최소화시켜 도통 손실을 최소화하고 동적응답특성을 모두 만족시킬 수 있으며, 모델에 기반하여 최적의 위상 천이 비율과 듀티비를 얻을 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명 일 실시예 DAHB컨버터를 나타낸 도.
도 2는 2-자유도 변조시, 게이트 신호, 변압기 전압 및 전류의 일반적인 동작 파형을 나타낸 도.
도 3은 최소 RMS전류를 위한 알고리즘을 나타낸 순서도.
도 4는 전류지령에 따른 위상 천이 지령과 듀티비 지령의 관계를 나타낸 그래프.
도 5는 동적 응답특성을 개선하기 위한 제어 방법을 설명하는 도.
도 6은 최대 전류의 30%까지 부하 단계가 변화할 때 출력전압과 변조 지령 파형의 관계를 나타낸 도.
도 7은 출력 전압 지령과 입력 전압이 정격 전압의 10%씩 증가 또는 감소할 때 과도 응답의 형태를 나타낸 도.
이하, 본 발명을 그 실시예에 따라 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다.
도 1과 같은 형태의 본 실시예 DAHB컨버터는,
입력전압 Vin에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제 1 커패시터 C1과 제 2 커패시터 C2, 및
상기 제 1 커패시터 C1와 상기 제 2 커패시터 C2에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제 1 스위치 S1과 제 2 스위치 S2를 구비하는 1 차측 회로;
출력전압 Vout에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제 3 커패시터 C3과 제 4 커패시터 C4, 및
상기 제 3 커패시터 C3와 상기 제 4 커패시터 C4에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제 3 스위치 S3과 제 4 스위치 S4를 구비하는 2 차측 회로;
상기 제 1 커패시터 C1와 상기 제 2 커패시터 C2 사이의 제 1 접점 N1, 상기 제 1 스위치 S1와 상기 제 2 스위치 S2 사이의 제 2 접점 N2에,
상기 제 3 커패시터 C3와 상기 제 4 커패시터 C4사이의 제 3 접점 N3, 및 상기 제 3 스위치 S3와 상기 제 4 스위치 S4 사이의 제 4 접점 N4에 전기적으로 연결되되,
상기 제 2 접점 N2측에 전기적으로 연결된 누설 인덕터 Llk를 구비하는 변압기;
상기 제 1 스위치 S1 내지 제 4 스위치 S4의 동작을 제어하기 위한 제어부(도시하지 않음);로 이루어져 있다.
본 발명은 하프-브릿지 구조의 양방향 DC-DC 컨버터의 Neutral-Point-Clamped 또는 Active Neutral-Point-Clamped 구조에도 적용할 수 있다.
DAHB 컨버터에서 1차측과 2차측 사이의 위상 천이 비율을 제어하여 출력 전압을 조절하는 방식을 1-자유도(1-DOF) 변조라 하고, 1차측과 2차측의 스위칭 시간을 다르게 하여 비대칭적인 듀티비를 통해 커패시터에 평균 전압을 다르게 하는 2-자유도(2-DOF) 변조라 한다.
도 2는 2-자유도 변조가 적용될 때, 게이트 신호, 변압기 전압 및 전류의 일반적인 동작 파형을 나타낸 것이다.
Low-side 스위치에 대한 듀티비는 D 로 정의되고, 위상 천이는 위상 천이 비율 Dφ에 스위칭 시간 Tsw (=1/fsw)를 곱한 Dφ Tsw로 정의된다. 이때 2-DOF 변조에서 스위칭 시간 Tsw 동안 평균 유효 전력 P는 식 (1)로 나타낼 수 있다.
...식 (1)
여기서,
P > 0 인 경우 전력이 1차측 회로에서 2차측 회로로 전달됨을 의미하고 P < 0 인 경우 전력이 2차측 회로에서 1차측 회로로 전달되는 것이다.
1차측 회로의 RMS 전류 Ip(rms)는 식 (2)와 같이 정의되며, 이는 도 2의 전류 파형에서 D 와 Dφ 의 함수로 도출된다.
...식(2)
여기서,
본 실시예에서의 최소 RMS전류는 도 3과 같은 알고리즘을 통해 얻게 된다.
RMS전류를 최소화하기 위해 식(3)과 같은 가상 컨덕턴스(Virtual conductance) Gv의 개념을 도입하여 구하게 된다.
...식 (3)
Gv(Dref, Dφ,ref) 및 Gv,ref는 다음 식 (4) 및 식 (5)에 의해 구해진다.
... 식(4)
... 식(5)
가상 컨덕턴스 지령 Gv,ref는 식 (5)와 같이 출력 전압 Vout의 영향이 제거된 입력 전압 Vin에 대한 출력 전류 지령 Iref의 함수이다.
라그랑주 승수법에 의해 식 (3)을 풀면 위상 천이 지령 Dφ,ref 와 듀티비 지령 Dref을 구할 수 있게 된다.
아래 식 (6)에 따른 Gv,cr은 1-자유도 변조와 2-자유도 변조 사이의 변조 기준이 된다. 도 3의 순서도와 같이 가상 컨덕턴스 지령 Gv,ref와 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr을 비교하여, Gv.ref가 Gv,cr보다 크면 1-자유도 변조로, 그렇지 않으면 2-자유도 변조를 하도록 결정하는 것이다.
...식 (6)
식 (6)의 Dφ는 다음 식 (7)에 의해 구해진다.
... 식 (7)
여기서,
1-자유도 변조의 경우에는 전력 전달을 최대화하기 위해 Dref를 0.5로 고정하고 Gv,cr를 따라가기 위해 Dφ,ref를 다음 식(8)과 같이 계산하게 된다.
... 식(8)
2-자유도 변조의 경우에는 다음과 같은 연립방정식 식 (9) 및 식 (10)을 풀어 식 (11) 및 식 (12)와 같은 해 Dφ,ref와 Dref의 해를 얻게 된다.
... 식 (9)
... 식 (10)
식 (9)는 전류 출력과 전류 지령이 일치할 때 즉 최소 전류 작동을 나타낸다. 식 (10)은 식 (3)의 조건으로부터 유도된 가상 컨덕턴스 방정식을 나타낸 것으로 변수 Dref를 제거한 식을 식 (9)에 대입하여 변수 Dφ,ref의 3차 방정식 형태로 나타낸 것이다.
3차 방정식은 분석적 또는 수치적 접근을 사용하여 그 해를 구할 수 있는데, 마이크로 컨트롤러(Micro Controller, MCU)에서 디지털 방식으로 구현되는 3차 방정식을 풀기 위해서는 카르다노 공식으로 알려진 분석 방법이 적용될 수 있다. 3차방정식의 실근은 식 (11)과 같이 얻어진다.
...식(11)
여기서,
Dφ,ref가 구해지면, Dref 는 수식(10)의 2차 방정식으로부터 구해진다.
... 식(12)
여기서,
상기와 같은 과정을 통해 얻어진 전류지령 Iref와 Dφ,ref와 Dref의 관계는 도 4와 같이 매우 비선형적이며, 작동조건에 따라 변경된다.
본 실시예에서의 Dref는 [0,0.5]의 범위 내에서 변경되고, Dφ,ref는 [-0.25, 0.25] 범위 내에서 최대 전력을 양방향으로 전달하게 된다.
본 실시예의 제어부에는 도 5와 같이 부하 전류 보상(Load Current Feedforward, LCFF)을 포함한 전압 제어부와 모델 기반 2-자유도 변조부가 포함되어, 제어부는 듀티비 D 와 위상 천이 비율 Dφ에 따라 DAHB 컨버터를 제어하게 된다.
본 발명의 다른 실시예에서는 상기 전압 제어부 또는 모델 기반 2-자유도 변조부 중 하나만 제어부에 포함될 수도 있을 것이다.
본 실시예에 따른 모델 기반 구조에서는 전류 지령, 입력 전압 및 출력 전압을 직접 적용하여 짧은 시간에 지령을 추적하기 때문에 2-자유도 변조로 통합된 전압 제어기는 입력 전압 및 부하 전류 변화에서 강인한 동적 응답 특성을 나타낸다. 그러나 듀티비 지령이 급격하게 변화하게 되면 캐패시터에 LC 공진이 발생되된다. 이를 방지하기 위해 듀티비 지령에 적분 제어기를 이용한 저역통과필터를 추가하여 듀티비 지령을 [0, 0.5] 이내로 제한하는 것이 바람직하다. 듀티비 지령을 내보내는 제어기의 전달함수는 식 (13)으로 정의할 수 있으며, 여기서 동적 응답 특성은 적분 이득 Kid에 의해 결정된다.
... 식 (13)
한편, 부하 전류 보상을 포함한 전압 제어부는 부하 전류 전향 보상 및 안티-와인드업 방식을 사용하여 조절된 전류 지령 Iref 를 출력하게 된다.
전압 제어부는 출력 전압 지령과 출력 전압의 차를 억제하기 위한 비례-적분 제어기를 구비하고 있다. 상기 비례-적분 제어기는 적분-비례 제어기 또는 비례-적분-미분 제어기로 대체하여 사용할 수도 있을 것이다.
급격한 출력 전류 변동에 의한 출력 전압 변동을 억제하기 위해 부하 전류 측정을 통한 부하 전류 전향 보상이 이루어지게 된다.
먼저 PI 제어기를 통해 피드백 전류 iFB를 출력하여 출력 전압 오류를 보상한다. 여기서 비례 이득 kpv는 출력 오류에 빠르게 반응하고 적분 이득 kiv를 통해 오류를 0으로 만들게 된다.
부하는 저항 특성을 갖고 출력되기 때문에 출력 전압의 변동에 따라 부하 전류가 변화하게 된다. 따라서 서로 영향을 주지 않게 하여 전향 보상의 안정도를 높이기 위해서는 식 (14)와 같이 전압 지령과 출력 전압사이의 비를 곱하거나 반대로 곱하여 구한 iFF 전류를 출력하게 된다.
... 식 (14)
전류 지령은 출력 제한기에 의해 최대 전류 Imax 로 제한된다. Imax 는 DAHB 컨버터에 사용되는 스위치의 최대 전류 제한 및 외부 온도와 같은 여러 조건에 의하여 변경될 수 있다.
또한, 실현 가능한 범위 내에서 출력 전압 지령을 제한하기 위해 안티 와인드업 (Anti Windup) 방식이 적용되며, 이는 안티 와인드업 이득 kav에 의해 조정된다.
상기와 같은 전압 제어부와 모델 기반 2-자유도 변조부를 적용한 제어기법을 적용하였을 때, 최대 전류의 30%까지 부하 단계가 변화할 때 출력전압과 변조 지령 파형의 관계를 나타낸 도 6, 출력 전압 지령과 입력 전압이 정격 전압의 10%씩 증가 또는 감소할 때 과도 응답의 형태를 나타낸 도 7에 도시된 바와 같이, 본 실시예에 따른 DAHB 컨버터의 동적 응답특성은 매우 우수한 것으로 나타났다.
본 발명은 하나의 DAHB 컨버터뿐만 아니라 여러 개의 DAHB 컨버터를 병렬 운전하거나, 인터리브드 기법에 의해 운용되는 경우에도 적용될 수 있음은 물론이다.

Claims (11)

  1. 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 제어방법에 있어서,

    전압제어부에 의한 부하전류보상에 따라 전류 지령을 구하는 단계;
    또는
    모델기반 2-자유도 변조부에 의해 전류 지령, 입력 전압, 출력 전압에 기반한 알고리즘으로 위상 천이 비율 및 듀티비를 구하는 단계; 중

    어느 하나 이상의 단계에 따라 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터를 동적으로 제어하며,

    상기 알고리즘은, 가상 컨덕턴스 지령 Gv,ref와 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr을 비교하여, 가상 컨덕턴스 지령 Gv.ref가 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr보다 크면 1-자유도 변조로, 그렇지 않으면 2-자유도 변조를 하도록 결정하는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    전압제어부에 의한 전류지령은, 출력 전압 지령과 출력 전압의 차를 억제하기 위한 비례-적분 제어기에 기반하여 비례-적분 제어기의 출력으로 구해지는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 전압제어부는 제한기에 의해 출력 전류를 동작 범위 내로 제한하고, 안티 와인드업 기법에 의해 제어 성능 저감을 방지하는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    비례-적분 제어기를 적분-비례 제어기 또는 비례-적분-미분 제어기로 대신하는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    부하전류보상은 급격한 출력 전류 변동에 의한 출력 전압 변동을 억제하기 위해 부하 전류 측정을 통해 이루어지는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    모델기반 2-자유도 변조부에 의한 위상 천이 비율 및 듀티비는 RMS전류를 최소화하도록 구해지는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    가상 컨덕턴스 지령 Gv.ref와 가상 컨덕턴스 기준 Gv,cr는 아래 식에 의해 구해지는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.



  9. 제 1 항에 있어서,
    1-자유도 변조 및 2-자유도 변조에 의해 구해지는 듀티비 지령 Dref 및 위상 천이 비율 지령 Dφ,ref는 각각 [0,0.5]의 범위, [-0.25, 0.25] 범위 내인 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  10. 제 1 항 또는 제 9 항에 있어서,
    1-자유도 변조 및 2-자유도 변조에 의해 구해지는 듀티비 지령 Dref 의 급격한 변동으로 인한 공진을 억제하기 위해 적분 제어기를 이용한 저역통과필터를 사용하는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터는,
    입력전압 Vin에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제 1 커패시터 C1과 제 2 커패시터 C2, 및
    상기 제 1 커패시터 C1와 상기 제 2 커패시터 C2에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제 1 스위치 S1과 제 2 스위치 S2를 구비하는 1 차측 회로;

    출력전압 Vout에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제 3 커패시터 C3과 제 4 커패시터 C4, 및
    상기 제 3 커패시터 C3와 상기 제 4 커패시터 C4에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제 3 스위치 S3과 제 4 스위치 S4를 구비하는 2 차측 회로;

    상기 제 1 커패시터 C1와 상기 제 2 커패시터 C2 사이의 제 1 접점 N1, 상기 제 1 스위치 S1와 상기 제 2 스위치 S2 사이의 제 2 접점 N2에,
    상기 제 3 커패시터 C3와 상기 제 4 커패시터 C4사이의 제 3 접점 N3, 및 상기 제 3 스위치 S3와 상기 제 4 스위치 S4 사이의 제 4 접점 N4에 전기적으로 연결되되,
    상기 제 2 접점 N2측에 전기적으로 연결된 누설 인덕터 Llk를 구비하는 변압기;

    상기 제 1 스위치 S1 내지 제 4 스위치 S4의 동작을 제어하기 위한 제어부;로 이루어지는 것을 특징으로 하는 듀얼 액티브 하프-브릿지 컨버터의 모델 기반 동적 제어 방법.
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