CN110752745A - 阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统 - Google Patents

阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统 Download PDF

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Abstract

阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，属于逆变电源功率控制技术领域。本发明解决了现有感应加热逆变电源无法满足适应不同物料，不同线圈，不同工况加热阻抗匹配要求，造成电源效率低的问题。本发明电源复合功率控制系统包括功率调节系统和因数角控制系统；功率调节系统利用功率调节、电压调节和电流调节的方式对功率指令和反馈的实际功率进行调节，获得斩波触发信号；功率因数角控制系统对逆变电压信号和逆变电流信号进行处理，获取系统实际功率因数角反馈信号，再生成逆变器控制频率指令信号，逆变器控制频率指令信号经逆变触发控制后输入至单相全桥式逆变电路。本发明适用于逆变电源功率控制使用。

Description

阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统
技术领域
本发明涉及阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，属于逆变电源功率控制技术领域。
背景技术
感应加热又称为电磁感应加热，它利用电磁感应原理使被加热材料的内部产生电流，并依靠涡流的能量达到加热的目的，是一种先进的加热技术。感应加热具有加热效率高、速度快、可控性好及易于实现机械化和自动化等优点，目前被广泛应用于冶金、机械、电子等工业领域的熔炼、焊接、热处理、热锻造、外延加工等热加工工艺中，展示了越来越广泛的应用前景。
负载阻抗匹配是感应电源高效工作的前提，而目前市场上的感应电源，通常仅工作在某一特定的工况下，无法适应不同物料，不同线圈，不同工况的复杂加热要求的问题。特别是在物料在加热过程中，存在居里温度点。在居里温度点前后，物料的相对磁导率发生突变，造成加热物料的阻抗突变。若是无法及时调整感应电源的阻抗，将造成电源效率的大幅度降低。
发明内容
本发明是为了解决现有感应加热逆变电源无法满足适应不同物料，不同线圈，不同工况加热阻抗匹配要求，造成电源效率低的问题，提出了一种阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统。
本发明所述的阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路和Buck降压斩波调压单元，所述单相全桥式逆变电路包括两个桥臂，每个桥臂包括两个IGBT单元；Buck降压斩波调压单元包括一个IGBT单元；
电源复合功率控制系统包括功率调节系统1和功率因数角控制系统2；
所述功率调节系统1用于利用功率调节、电压调节和电流调节的方式对功率指令和反馈的实际功率进行调节，获得斩波触发信号；利用所述斩波触发信号对Buck降压斩波调压单元中的IGBT单元进行触发控制；功率调节、电压调节和电流调节均采用PI算法实现；
功率因数角控制系统2用于利用鉴相器对逆变电压信号和逆变电流信号进行处理，获取系统实际功率因数角反馈信号，再通过调整逆变器的工作频率，使逆变器的电压波形同逆变器的电流波形保持固定的相位角即功率因数角指令，最后将功率因数角指令与实际功率因数角反馈信号做差，经串联校正环节及压控振荡器后生成逆变器控制频率指令信号，所述逆变器控制频率指令信号经逆变触发控制后输入至单相全桥式逆变电路，实现对单相全桥式逆变电路中的四个IGBT单元进行触发控制。
进一步地，所述功率调节系统包括功率调节单元101、电压调节单元102、电流调节单元103和斩波触发控制模块104；
所述功率调节单元101接收逆变电源主回路输出的直流母线电压信号和直流母线电流信号，利用乘法器获得实际输出功率，利用际输出功率对功率指令信号进行调节，输出直流母线电压指令信号；
电压调节单元102接收功率调节单元输出的直流母线电压指令信号，利用逆变电源主回路输出的直流母线电压信号对所述直流母线电压指令信号进行调节，输出直流母线电流指令信号；
电流调节单元103接收电压调节单元输出的直流母线电流指令信号，利用逆变电源主回路输出的直流母线电流信号对所述直流母线电流指令信号进行调节，输出斩波触发信号；
斩波触发控制模块104用于将斩波触发信号生成驱动IGBT模块的触发驱动信号，并将所述触发驱动信号发送至Buck降压斩波调压单元的IGBT单元。
进一步地，功率因数角控制系统2包括低通滤波单元210、锁相环控制单元220、MCU控制器230和电流整形单元240；
锁相环控制单元220包括相位比较器221和压控振荡器222；
所述低通滤波单元210用于将输出相位反馈值与相位设定值作差，获得相位偏差信号，并对相位偏差信号进行低通滤波，获得滤波后的直流电压；
所述压控振荡器222用于根据滤波后的直流电压获得输出频率；
所述MCU控制器230用于根据压控振荡器222的输出频率和实际输出的直流母线电流信号获取对单相全桥式逆变电路的四个IGBT单元的逆变触发电压信号；
所述相位比较器221用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流进行相位比较，获得输出相位反馈值；
所述电流整形单元240用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形。
本发明中，功率调节单元101包括第一加法器1011、功率调节器1012、电压限幅器1013和乘法器1014；
第一加法器1011用于对功率指令信号与实际的功率信号作差，获得功率偏差信号；
功率调节器1012采用PI算法对功率偏差信号进行功率调节，获得电压指令信号；
电压限幅器1013对所述电压指令信号进行限幅，获得直流母线电压指令；
乘法器1014用于对实际的直流母线电压和实际的直流母线电流相乘，获取实际的功率信号；
电压调节单元102包括第二加法器1021、电压调节器1022和电流限幅器1023；
第二加法器1021用于对直流母线电压指令与实际的直流母线电压信号作差，获得电压偏差信号；
电压调节器1022采用PI算法对电压偏差信号进行电压调节，获得电流指令信号；
电流限幅器1023对所述电流指令信号进行限幅，获得直流母线电流指令；
电流调节单元103包括第三加法器1031和电流调节器1032；
第三加法器1031用于对直流母线电流指令与实际的直流母线电流信号作差，获得电流偏差信号；
电流调节器1032采用PI算法对电流偏差信号进行电流调节，获得斩波控制占空比α。
本发明中，所述MCU控制器230采用与逆变电源主回路同频率的三角波产生PWM驱动脉冲信号，包括：对四个IGBT单元的逆变触发电压信号包括VT1、VT2、VT3和VT4的电平信号；
VT1和VT2分别对应控制单相全桥式逆变电路一个桥臂的两个IGBT单元；
VT3和VT4分别控制单相全桥式逆变电路另一个桥臂的两个IGBT单元；
当三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；
当三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；
VT1和VT2之间设定死区时间τ0；
三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；
三角波的幅值低于T0-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；
VT3和VT4之间设定死区时间τ0；
VT1和VT3的相位差为β；β由T0+Δ和T0-Δ的差值确定；所述T0为二分之一三角波幅值，Δ为功率控制调整参数。
本发明采用三种功率调节模式，调压调功、移相调功和调频调功，复合三种调功模式实现感应加热逆变电源的阻抗自匹配，调压调功采用具有指令限幅功能的功率-电压-电流三闭环控制实现控制斩波信占空比，改变逆变系统直流母线电压，从而改变系统的输出功率，采用对称三角波作为载波，采用中值对称的两个比较信号，生成PWM触发信号。通过调整对称三角波的周期和两个比较信号之间的差，实现逆变系统的调频控制和移相控制，有效的实现了适时调整加热电源的阻抗，实现加热电源的阻抗匹配，提高了电源的加热效率。
附图说明
图1是本发明所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统的原理框图；
图2是功率因数角控制系统的原理框图；
图3是本发明所述控制系统与逆变电源主回路的整体结构示意图；
图4是PWM驱动脉冲的产生过程示意图；
图5是所述低通滤波单元的电路原理图；
图6是所述锁相环控制单元的电路原理图；
图7是本发明的闭环控制信号控制示意图；
图8是本发明所述控制系统的参数设计示意图；
图9是本发明的幅频特性和相频特性曲线图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一：下面结合图1、图2和图3说明本实施方式，本实施方式所述的阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路和Buck降压斩波调压单元，所述单相全桥式逆变电路包括两个桥臂，每个桥臂包括两个IGBT单元；Buck降压斩波调压单元包括一个IGBT单元；
其特征在于，电源复合功率控制系统包括功率调节系统1和功率因数角控制系统2；
所述功率调节系统1用于利用功率调节、电压调节和电流调节的方式对功率指令和反馈的实际功率进行调节，获得斩波触发信号；利用所述斩波触发信号对Buck降压斩波调压单元中的IGBT单元进行触发控制；功率调节、电压调节和电流调节均采用PI算法实现；
功率因数角控制系统2用于利用鉴相器对逆变电压信号和逆变电流信号进行处理，获取系统实际功率因数角反馈信号，再通过调整逆变器的工作频率，使逆变器的电压波形同逆变器的电流波形保持固定的相位角即功率因数角指令，最后将功率因数角指令与实际功率因数角反馈信号做差，经串联校正环节及压控振荡器后生成逆变器控制频率指令信号，所述逆变器控制频率指令信号经逆变触发控制后输入至单相全桥式逆变电路，实现对单相全桥式逆变电路中的四个IGBT单元进行触发控制。
本实施方式中，功率调节系统和功率因数角控制系统在进行功率调节时的过程：功率因数角控制系统2是功率调节控制的基础和前提，即功率调节系统1需要在功率因数角控制完成的前提下工作，因此要求功率因数角控制系统2的响应速度远高于功率调节系统1，换言之就是功率因数角控制系统2的闭环控制带宽远大于功率调节系统1(至少大于其5倍以上)。系统整体工作时，功率因数角控制系统2迅速调节，使逆变系统保持功率因数角恒定，从而确定了逆变系统负载阻抗；然后，功率调节系统1根据此时的负载阻抗，并根据当前的功率指令，自动调整直流母线电压和电流的关系，实现自动阻抗匹配。当然上述过程是在系统指定的电压、电流限幅范围内工作的。
进一步地，本实施方式中，所述功率调节系统包括功率调节单元101、电压调节单元102、电流调节单元103和斩波触发控制模块104；
所述功率调节单元101接收逆变电源主回路输出的直流母线电压信号和直流母线电流信号，利用乘法器获得实际输出功率，利用际输出功率对功率指令信号进行调节，输出直流母线电压指令信号；
电压调节单元102接收功率调节单元输出的直流母线电压指令信号，利用逆变电源主回路输出的直流母线电压信号对所述直流母线电压指令信号进行调节，输出直流母线电流指令信号；
电流调节单元103接收电压调节单元输出的直流母线电流指令信号，利用逆变电源主回路输出的直流母线电流信号对所述直流母线电流指令信号进行调节，输出斩波触发信号；
斩波触发控制模块104用于将斩波触发信号生成驱动IGBT模块的触发驱动信号，并将所述触发驱动信号发送至Buck降压斩波调压单元的IGBT单元。
本实施方式所述的逆变电源主回路包括：三相桥式不控整流器、Buck降压斩波调压单元、串联负载谐振型单相桥式逆变单元、等效谐振负载电路。串联谐振逆变系统的主回路如图3所示。主回路由单相全桥式逆变电路构成，A模块和B模块分别是全桥逆变的两个桥臂，在中小功率的逆变电路中，逆变桥的两个桥臂分别由IGBT模块构成，每个IGBT模块集成了2个IGBT单元。等效谐振槽路可以等效为串联谐振LCR电路。其中Req为加热系统等效电阻，Leq为加热系统等效电感，C为谐振电容。逆变系统工作时，等效谐振槽路处于感性谐振状态，且系统工况相对稳定，系统的电压电流在某频率下相位差唯一。感应电加热电源的主要调功方式有3种，调频调功、移相调功和调压调功。本发明采用复合调功措施，设计复合调功闭环控制系统，完成感应加热逆变电源的阻抗自匹配。
进一步地，结合图1，本实施方式中，功率因数角控制系统2包括低通滤波单元210、锁相环控制单元220、MCU控制器230和电流整形单元240；
锁相环控制单元220包括相位比较器221和压控振荡器222；
所述低通滤波单元210用于将输出相位反馈值与相位设定值作差，获得相位偏差信号，并对相位偏差信号进行低通滤波，获得滤波后的直流电压；
所述压控振荡器222用于根据滤波后的直流电压获得输出频率；
所述MCU控制器230用于根据压控振荡器222的输出频率和实际输出的直流母线电流信号获取对单相全桥式逆变电路的四个IGBT单元的逆变触发电压信号；
所述相位比较器221用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流进行相位比较，获得输出相位反馈值；
所述电流整形单元240用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形。
调压调功是电源的重要调功模式，其工作原理是采用Buck电路，通过电压-电流闭环控制斩波信号VT0的占空比，实现对Buck降压斩波调压单元中的IGBT单元进行驱动控制，改变逆变系统直流母线电压，从而改变系统的输出功率。
进一步地，本实施方式中，功率调节单元101包括第一加法器1011、功率调节器1012、电压限幅器1013和乘法器1014；
第一加法器1011用于对功率指令信号与实际的功率信号作差，获得功率偏差信号；
功率调节器1012采用PI算法对功率偏差信号进行功率调节，获得电压指令信号；
电压限幅器1013对所述电压指令信号进行限幅，获得直流母线电压指令；
乘法器1014用于对实际的直流母线电压和实际的直流母线电流相乘，获取实际的功率信号；
电压调节单元102包括第二加法器1021、电压调节器1022和电流限幅器1023；
第二加法器1021用于对直流母线电压指令与实际的直流母线电压信号作差，获得电压偏差信号；
电压调节器1022采用PI算法对电压偏差信号进行电压调节，获得电流指令信号；
电流限幅器1023对所述电流指令信号进行限幅，获得直流母线电流指令；
电流调节单元103包括第三加法器1031和电流调节器1032；
第三加法器1031用于对直流母线电流指令与实际的直流母线电流信号作差，获得电流偏差信号；
电流调节器1032采用PI算法对电流偏差信号进行电流调节，获得斩波控制占空比α。
调压调功的过程：
调压调功工作原理是降压斩波电路(Buck)，通过电压-电流闭环控制斩波信号VT0的占空比α，改变逆变系统直流母线电压，从而改变系统的输出功率。调压调功具体结构如图所示。功率控制为三闭环控制控制系统，系统的外环控制指令为功率指令P*，系统的直流母线电压udc和直流母线电流idc的乘积为实际功率的反馈值P，功率控制器根据两者的差值进行功率调节，即功率调节器的输出经过限幅后，作为电压环的电压输入指令
Figure BDA0002254452580000071
三闭环系统的中环为电压环，电压调节器将电压指令和直流母线电压的实际值udc比较的差值进行PI计算，在进行限幅后输出。电压调节器输出并限幅后的值为内环控制指令
Figure BDA0002254452580000073
系统的内环为电流环，电流环的指令输入为
Figure BDA0002254452580000074
与直流母线电流idc的实际测量值作差后，输入电流调节器，电流调节器的输出信号就是斩波控制的占空比α，斩波信号的占空比变化后，直流母线的输出电压就会发生变化，进而改变系统输出功率。
其中，闭环系统的频域响应特性：其中功率闭环、电压闭环、电流闭环回路的调节器都采用比例-积分型调节器，但是三个闭环系统的频域响应特性有所区分；电流环的响应频率为40Hz，电压环的响应频率为6Hz，功率环的响应频率为1Hz。
闭环控制中的限幅值的选取：
电压限幅值的范围：直流母线电压限幅范围应选择为200VDC～480VDC；直流母线电流的限幅仅限制最大值即可，其最大值
Figure BDA0002254452580000075
可以根据最大输出功率与最大输出电压的商确定。
调压调功的阻抗自匹配过程：
调压调功的阻抗自匹配控制通过具有指令限幅功能的功率-电压-电流三闭环控制实现。其具体过程如下，当系统的输出功率设定为P*，直流母线的负载等效电阻Req为正常范围时，根据闭环控制规律，指令和反馈的偏差由闭环系统的误差传递函数决定。由于功率闭环、电压闭环和电力闭环调节器都为PI调节器，因此各子系统的开环传递函数为I型系统，此类系统的稳态误差理论上为0。因此有
Figure BDA0002254452580000081
若Req的值不在正常范围，若系统输出功率设定为P*，必然造成系统的电流指令
Figure BDA0002254452580000082
或电压指令
Figure BDA0002254452580000083
超出正常工作范围。当电流指令
Figure BDA0002254452580000084
超出电流限幅范围时，则其外环(电压闭环控制和功率闭环控制)的控制作用失效，则整个功率控制系统退化为单电流闭环控制，此时电源系统切换到电流控制模式。当电压指令
Figure BDA0002254452580000085
超出限幅范围时，则电压环的外环控制(功率闭环控制)失效，则整个功率控制系统退化为电压-电流双闭环控制。
进一步地，结合图5，所述低通滤波单元210还包括串联校正模块211，所述串联校正模块211包括电阻R21、电阻R23、电阻R25、电阻R26、电阻R45、电阻R53、电阻R59、电阻R60、电阻R62、电阻R64、电阻R90、电容C19、电容C20、电容C39、电容C37、电容C43、电容C45、运算放大器IC17A、运算放大器IC1A、运算放大器IC1B，
所述电解电容C16的正极连接运算放大器IC1B的同相输入端，运算放大器IC1B的反相输入端与输出端之间连接电阻R45，运算放大器IC1B的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC1B的正电源端与模拟地之间连接电容C19；运算放大器IC1B的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC1B的负电源端与模拟地之间连接电容C20；
运算放大器IC1B的输出端与运算放大器IC17A的同相输入端之间连接电阻R90，运算放大器IC17A的反相输入端连接电阻R60的一端，电阻R60的另一端连接相位比较器210的输出相位反馈值输出端，所述输出相位反馈值输出端与+5V电源之间连接电阻R59，输出相位反馈值输出端与模拟地之间连接电阻R64；
运算放大器IC17A的反相输入端与输出端之间依次串联电容C39和电阻R53，电容C37与电阻R53并联；运算放大器IC17A的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC17A的正电源端与模拟地之间连接电容C43；运算放大器IC17A的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC17A的负电源端与模拟地之间连接电容C45；
运算放大器IC17A的输出端与运算放大器IC1A的同相输入端之间连接电阻R23，运算放大器IC1A的同相输入端与模拟地之间连接电阻R21，运算放大器IC1A的反相输入端与运算放大器IC1B的输出端之间连接电阻R26，运算放大器IC1A的反相输入端与输出端之间连接电阻R25；运算放大器IC1A的输出端连接电阻R62的一端，电阻R62的另一端作为滤波后的直流电压输出端。
进一步地，结合图6，所述锁相环控制单元220包括芯片CD4046A、电阻R52、电阻R63、电阻R65、电容C41、电容C46、电解电容C38、稳压二极管U16、三极管Q15及运算放大器IC17B，
芯片CD4046A的1脚与+5V电源之间连接电阻R52，芯片CD4046A的3脚用于输入逆变触发电压信号，芯片CD4046A的4脚用于输出所述输出频率；芯片CD4046A的6脚和7脚之间连接电容C46；
芯片CD4046A的16脚连接+5V电源，电解电容C38的正极连接+5V电源，负极连接模拟地，电容C41与电解电容C38并联；
芯片CD4046A的14脚连接作为所述逆变触发电压信号的输入端，芯片CD4046A的13脚作为所述输出相位反馈值输出端；
芯片CD4046A的12脚连接三极管Q15的集电极，三极管Q15的发射极与模拟地之间连接电阻R65，三极管Q15的基极连接运算放大器IC17B的输出端，运算放大器IC17B的反相输入端与三极管Q15的发射极连接；运算放大器IC17B的同相输入端连接电阻R63的一端，电阻R63的另一端连接稳压二极管U16负极连接端，稳压二极管U16的负极连接端作为滤波后的直流电压输入端，稳压二极管U16的正极连接端连接模拟地。稳压二极管U16的作用是输出电压限幅，防止控制信号积分过饱和。
本实施方式所述的控因数角控制系统由四部分组成，其中锁相环控制单元220以CD74HC4046芯片为核心；CD74HC4046芯片内部集成了相位比较器(鉴相器或PD)和压控振荡器(VCO)，鉴相器的功能是将逆变电压波形和整形后的逆变电流波形进行相位比较；压控振荡器的输出频率由输入电压控制；MCU控制器230接收压控振荡器的输出脉冲，提取频率信息，作为IGBT逆变器输出频率。低通滤波单元(LPF)的功能是将鉴相器输出信号进行低通滤波，并将滤波后的直流电压，作为VCO的输入。
由前面的分析可知，图4中，逆变电压波形UAB与电流波形IAB应保持固定相位φ0，特别地当UAB与电流波形IAB同相位时，逆变器的功率输出仅与β有关。本发明的功率因数角控制在锁相环频率跟踪控制的基础上，保持系统的功率因数角为设定值。系统的功率因数角即为逆变电压频率与逆变电流输出的相位差，当功率因数角接近于0时，系统的输出功率最大。感应加热过程恒功率因数角控制的最大优势在于，可以自适应物料参数的变化。例如物料在加热过程中，物料参数如电阻率和相对磁导率往往发生变化，本发明系统可以自适应物料参数的变化，使加热系统保持最佳的工作状态。
进一步地，所述MCU控制器230采用与逆变电源主回路同频率的三角波产生PWM驱动脉冲信号，包括：对四个IGBT单元的逆变触发电压信号包括VT1、VT2、VT3和VT4的电平信号；
VT1和VT2分别对应控制单相全桥式逆变电路一个桥臂的两个IGBT单元；
VT3和VT4分别控制单相全桥式逆变电路另一个桥臂的两个IGBT单元；
当三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；
当三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；
VT1和VT2之间设定死区时间τ0；
三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；
三角波的幅值低于T0-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；
VT3和VT4之间设定死区时间τ0；
VT1和VT3的相位差为β；β由T0+Δ和T0-Δ的差值确定；所述T0为二分之一三角波幅值，Δ为功率控制调整参数。
串联谐振逆变器在感性条件下，工作过程如下：对称三角波的频率为逆变系统的频率，为实现逆变桥功率器件PWM驱动脉冲，采用2个比较值，即T0+Δ和T0-Δ。其中，T0+Δ的值对应A桥臂开关器件VT1和VT2，T0-Δ的值对应B桥臂开关器件VT3和VT4。即当三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，当三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平。对于A桥臂的下桥臂VT2，其逻辑与VT1正好相反。为了防止上下桥臂同时导通，需要在VT1和VT2之间设定死区时间τ0。B桥臂功率器件PWM驱动脉冲由T0-Δ的值决定。当三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，反之为低电平；VT3的逻辑与VT4正好相反。与A桥臂相同，B桥臂也需要防止上下桥臂同时导通，设置了死区时间τ0。由图可知，VT1和VT3的相位差为β，其值由两个桥臂比较值，即T0+Δ和T0-Δ，的差决定，即由Δ决定。Δ越大则β越大。
由上述控制过程可知：改变对称三角波T的频率，即可改变逆变器输出的频率；改变比较信号的Δ值，即可改变逆变电压波形正负半周信号的相位β，实现移相调功。
逆变系统在加热过程中，常发生电阻率、相对磁导率、物料形态等变化，这些变化必然对串联谐振系统带来影响。因此，为保证系统稳定地处于弱感性状态，需要逆变电压波形UAB与逆变电流IAB保持同相位，即通过改变逆变输出频率的方法，控制逆变回路的功率因数角，保证系统处于串联谐振状态，降低系统参数变化对电源加热性能的影响。
进一步地，结合图7所示，所述相位比较器210包括鉴相器，所述鉴相器在芯片CD4046A内部实现；
所述鉴相器的增益KP为：
式中，Vcc为芯片CD4046A的电源电压；式中Vcc为芯片CD4046A的电源电压，此处可以选择为5V电压；
Figure BDA0002254452580000112
是单位，即电压的单位为伏特(V)，4π为相位角度，单位为弧度(rad)。
所述鉴相器接收的为频率信号，输出的为相位信号，因此，所述鉴相器的数学模型为积分环节，即：
Figure BDA0002254452580000113
s表示算子；
CD4046的压控振荡器的外围电路采用压控电流源控制模式，压控端为Uo，三极管Q15的集电极接到CD4046的R2引脚，控制内部电流，进而控制VCO输出(CD4046的4脚)频率f。输出频率f被接到MCU处理器中。处理器根据VCO输出f信号的频率来设置逆变器的频率。
VCO的线性区间范围如下：输入电压范围：0.9～2.3V，输出频率范围：9kHz～20kHz，所述压控振荡器222在芯片CD4046A内部实现；
压控振荡器222的增益KV为：
Figure BDA0002254452580000114
MCU模块接收到VCO的输出脉冲后，提取其频率信息，并输出到逆变器中，因此对于频率输出而言，其可认为是纯滞后环节，但由于其滞后时间非常小，不到0.01us，远小于系统的时间常数，可以忽略不计。所以该环节的传递函数近似为1。
进一步，结合图7所示，所述控制系统形成的闭环控制系统，将整形后的逆变电流fc作为外部干扰项，相位设定值Ur作为闭环控制系统的相位差输入，输出相位反馈值Ui为输出反馈项，则低通滤波单元210中除串联校正模块以外部分的等效传递函数Go(s)为：
Figure BDA0002254452580000121
串联校正模块的整体传递函数Gc(s)是闭环控制系统设计的核心。
再进一步，结合图4及图6所示，根据运算放大器IC17A得到：
Figure BDA0002254452580000122
式中U1为运算放大器IC17A的输出端电压；
使R21＝R23＝R25＝R26＝5.1k，根据运算放大器IC1B得到：
Uo＝U1-Ur，
式中Uo为滤波后的直流电压；
进而，得到串联校正模块的整体传递函数为：
由CD74HC4046的特性可知，fv、fc的相差为0状态下，Ui＝Vcc/2。当fv、fc的相差不为0时，Ui的电压波形就会出现脉动，其脉动频率与fv、fc有关，脉动的直流分量叠加在Vcc/2上，从而影响VCO的输出频率，这种干扰即为图6中的d。LPF环节的作用就是将脉动分量滤除，防止脉动的交流分量对VCO环节造成干扰。感应加热频率跟踪范围是7kHz～25kHz之间，因此Ui的电压波形脉动频率也在此之间。为有效滤除Ui的交流分量，需要使LPF滤波环节的截止频率最大为7kHz/10＝700Hz，即：系统的剪切频率满足ωc≤700×2π＝4398.2rad/s。
从控制理论上讲，ωc越大则系统的响应速度越快，但是在KV、KP的值确定的情况下，若要提高剪切频率ωc，则需提高Gc(s)的增益，其结果必然会使LPF对PC2引脚输出脉冲波动的抑制作用降低，导致LPF的输出信号中的交流分量d增加。这种情况在系统功率因数角(即fv、fc相差)小时，表现尚不明显。这是因为CD74HC4046的PC2引脚几乎输出高阻抗，此时LPF的输入信号Ui电压为直流Vcc/2。但是，在过渡过程和功率因数角较大时，CD74HC4046的PC2的输出脉冲宽度较大，此时若LPF的低通滤波特性较差，则VCO的输入信号扰动问题就会比较突出。因此，在设计带宽时，需要在系统快速性和脉动干扰抑制二者之间折衷。这里取，ωc＝2200rad/s。
校正系统参数设计过程如图8所示。图中绘出了校正环节Gc(s)自身的渐近特性，VCO、鉴相器等其他环节的渐近特性Go(s)，以及串联校正后的开环系统渐近特性Gc(s)Go(s)。校正后的开关渐进特性的剪切频率为ωc，其中频段的转折频率分别为ωl和ωh。它们的关系如下：ωl＜ωc＜ωh。
Go(s)为纯积分环节，其与0db线的交点为其自身增益KVKP。Gc(s)为I型系统，按其传递函数分为三段，转折频率分别为ωl和ωh。ωc应分布在ωl和ωh之间的平坦区，以使串联校正后特性曲线穿越0db线的斜率为-20db/dec，确保闭环系统稳定。
进一步，结合图7所示，计算所述等效传递函数Go(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure BDA0002254452580000131
串联校正模块的整体传递函数Gc(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure BDA0002254452580000132
式中ωl为Gc(s)的第一转折频率；
根据剪切频率的定义，得到|G0(jωc)Gc(jωc)|＝1，
则：
Figure BDA0002254452580000133
为了设计方便，对于Gc(s)，做如下假设，假设C39>>C37，选择C39＝1uF，则R60＝10R53；
根据对称整定法，Gc(s)的两个转折频率ωl、ωh对称分布，此时，系统相角裕度φm有最大值，则：
Figure BDA0002254452580000141
式中ωh为Gc(s)的第二转折频率；
令则
Figure BDA0002254452580000143
则系统的相角裕度φm与α的关系为：
Figure BDA0002254452580000144
所述相角裕度φm用于表征系统离不稳定还有多远。
选取φm＝50°时，α＝7.55，则ωh＝6042(rad/s)，ωl＝800(rad/s)，
对于Gc(s)，有：
Figure BDA0002254452580000145
使C39＝1uF，则求得R53＝1.25k，取R53＝1.2k，得到C37＝0.132uF；取C37＝0.1uF，R60＝12k，则得到：
Figure BDA0002254452580000146
将Go(s)、Gc(s)以及串联校正后的特性，用matlab工具画出，得到系统的幅频特性和相频特性如图9所示。校正后的系统相角裕度为51.9°，剪切频率为2410rad/s。满足设计要求。
上述的移相调功过程：
对于移相调功，由于其调功范围较窄，且移相过程影响逆变输出的功率因数角，所以将移相角β作为被动调功的操作变量，以确保系统在额定输出电流范围内工作。具体做法是把电源系统允许直流母线电流的上限
Figure BDA0002254452580000147
作为闭环指令输入，实际直流母线电流作为反馈量，系统控制器采用PI调节器。当实际工作电流小于系统工作电流上限时，系统的正偏差信号在PI调节器的作用下，很快积分到控制器最大值输出，即图2中的Δ＝0，使移相角β＝0。当系统的实际工作电流大于系统工作电流上限
Figure BDA0002254452580000148
时，系统在PI调节器的作用下，调整移相角β，最终使系统输出电流达到系统的输出电流上限。由于控制器对PWM移相角β输出调节，仅发生在系统工作电流超过上限值的情况，因此该控制模式属于被动调功范畴。
上述的调频调功过程：
调频调功是感应加热电源的调功手段之一。其原理如下：在系统谐振槽路一定的情况下，当改变逆变系统运行频率时，系统输出电压和电流的相位差发生改变，即系统的功率因数发生变化，从而改变了系统的有用功的输出。调频调功虽然简单方便，但是由于调频调功破坏系统的谐振状态，使串联谐振失配，导致系统功率器件无法工作在ZVS状态，造成器件的热损耗增大。为保证电源系统高效率运行，应保持频率输出稳定，尽量避免调频调功方式。
但是，逆变系统在加热过程中，常发生电阻率、相对磁导率、物料形态等变化，这些变化必然对串联谐振系统带来影响。因此，为保证系统稳定地处于弱感性状态，需要逆变电压波形UAB与逆变电流IAB保持同相位，即通过改变逆变输出频率的方法，控制逆变回路的功率因数角，保证系统处于串联谐振状态，降低系统参数变化对电源加热性能的影响。此时的调频操作的目的已经不是输出功率调节，而是保证串联谐振条件稳定的阻抗匹配手段。本发明采用功率因数角闭环控制的方法实现这一过程的。
综上所述，本发明所述的功率控制系统，即采用功率-电压-电流三闭环直流母线斩波控制器实现主动调压调功；将直流母线电流允许的上限作为控制指令，将直流母线电流作为反馈，采用PI调节器控制逆变波形的移相角，实现被动移相调功；提出感应加热过程功率因数角控制方法实现调频调功。同时采用逆变触发控制方法，采用对称三角波作为载波，采用中值对称的两个比较信号，生成PWM触发信号。通过调整对称三角波的周期和两个比较信号之间的差，可以实现逆变系统的调频控制和移相控制。又提出串联谐振逆变电源功率因数角闭环控制电路拓扑结构，给出了控制器参数设计方法。有效的实现对阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (10)

1.阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路和Buck降压斩波调压单元，所述单相全桥式逆变电路包括两个桥臂，每个桥臂包括两个IGBT单元；Buck降压斩波调压单元包括一个IGBT单元；
其特征在于，电源复合功率控制系统包括功率调节系统(1)和功率因数角控制系统(2)；
所述功率调节系统(1)用于利用功率调节、电压调节和电流调节的方式对功率指令和反馈的实际功率进行调节，获得斩波触发信号；利用所述斩波触发信号对Buck降压斩波调压单元中的IGBT单元进行触发控制；功率调节、电压调节和电流调节均采用PI算法实现；
功率因数角控制系统(2)用于利用鉴相器对逆变电压信号和逆变电流信号进行处理，获取系统实际功率因数角反馈信号，再通过调整逆变器的工作频率，使逆变器的电压波形同逆变器的电流波形保持固定的相位角即功率因数角指令，最后将功率因数角指令与实际功率因数角反馈信号做差，经串联校正环节及压控振荡器后生成逆变器控制频率指令信号，所述逆变器控制频率指令信号经逆变触发控制后输入至单相全桥式逆变电路，实现对单相全桥式逆变电路中的四个IGBT单元进行触发控制。
2.根据权利要求1所述的阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述功率调节系统包括功率调节单元(101)、电压调节单元(102)、电流调节单元(103)和斩波触发控制模块(104)；
所述功率调节单元(101)接收逆变电源主回路输出的直流母线电压信号和直流母线电流信号，利用乘法器获得实际输出功率，利用际输出功率对功率指令信号进行调节，输出直流母线电压指令信号；
电压调节单元(102)接收功率调节单元输出的直流母线电压指令信号，利用逆变电源主回路输出的直流母线电压信号对所述直流母线电压指令信号进行调节，输出直流母线电流指令信号；
电流调节单元(103)接收电压调节单元输出的直流母线电流指令信号，利用逆变电源主回路输出的直流母线电流信号对所述直流母线电流指令信号进行调节，输出斩波触发信号；
斩波触发控制模块(104)用于将斩波触发信号生成驱动IGBT模块的触发驱动信号，并将所述触发驱动信号发送至Buck降压斩波调压单元的IGBT单元。
3.根据权利要求1所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，功率因数角控制系统(2)包括低通滤波单元(210)、锁相环控制单元(220)、MCU控制器(230)和电流整形单元(240)；
锁相环控制单元(220)包括相位比较器(221)和压控振荡器(222)；
所述低通滤波单元(210)用于将输出相位反馈值与相位设定值作差，获得相位偏差信号，并对相位偏差信号进行低通滤波，获得滤波后的直流电压；
所述压控振荡器(222)用于根据滤波后的直流电压获得输出频率；
所述MCU控制器(230)用于根据压控振荡器(222)的输出频率和实际输出的直流母线电流信号获取对单相全桥式逆变电路的四个IGBT单元的逆变触发电压信号；
所述相位比较器(221)用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流进行相位比较，获得输出相位反馈值；
所述电流整形单元(240)用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形。
4.根据权利要求2所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，功率调节单元(101)包括第一加法器(1011)、功率调节器(1012)、电压限幅器(1013)和乘法器(1014)；
第一加法器(1011)用于对功率指令信号与实际的功率信号作差，获得功率偏差信号；
功率调节器(1012)采用PI算法对功率偏差信号进行功率调节，获得电压指令信号；
电压限幅器(1013)对所述电压指令信号进行限幅，获得直流母线电压指令；
乘法器(1014)用于对实际的直流母线电压和实际的直流母线电流相乘，获取实际的功率信号；
电压调节单元(102)包括第二加法器(1021)、电压调节器(1022)和电流限幅器(1023)；
第二加法器(1021)用于对直流母线电压指令与实际的直流母线电压信号作差，获得电压偏差信号；
电压调节器(1022)采用PI算法对电压偏差信号进行电压调节，获得电流指令信号；
电流限幅器(1023)对所述电流指令信号进行限幅，获得直流母线电流指令；
电流调节单元(103)包括第三加法器(1031)和电流调节器(1032)；
第三加法器(1031)用于对直流母线电流指令与实际的直流母线电流信号作差，获得电流偏差信号；
电流调节器(1032)采用PI算法对电流偏差信号进行电流调节，获得斩波控制占空比α。
5.根据权利要求3所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述低通滤波单元(210)还包括串联校正模块(211)，所述串联校正模块(211)包括电阻R21、电阻R23、电阻R25、电阻R26、电阻R45、电阻R53、电阻R59、电阻R60、电阻R62、电阻R64、电阻R90、电容C19、电容C20、电容C39、电容C37、电容C43、电容C45、运算放大器IC17A、运算放大器IC1A、运算放大器IC1B，
所述电解电容C16的正极连接运算放大器IC1B的同相输入端，运算放大器IC1B的反相输入端与输出端之间连接电阻R45，运算放大器IC1B的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC1B的正电源端与模拟地之间连接电容C19；运算放大器IC1B的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC1B的负电源端与模拟地之间连接电容C20；
运算放大器IC1B的输出端与运算放大器IC17A的同相输入端之间连接电阻R90，运算放大器IC17A的反相输入端连接电阻R60的一端，电阻R60的另一端连接相位比较器(210)的输出相位反馈值输出端，所述输出相位反馈值输出端与+5V电源之间连接电阻R59，输出相位反馈值输出端与模拟地之间连接电阻R64；
运算放大器IC17A的反相输入端与输出端之间依次串联电容C39和电阻R53，电容C37与电阻R53并联；运算放大器IC17A的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC17A的正电源端与模拟地之间连接电容C43；运算放大器IC17A的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC17A的负电源端与模拟地之间连接电容C45；
运算放大器IC17A的输出端与运算放大器IC1A的同相输入端之间连接电阻R23，运算放大器IC1A的同相输入端与模拟地之间连接电阻R21，运算放大器IC1A的反相输入端与运算放大器IC1B的输出端之间连接电阻R26，运算放大器IC1A的反相输入端与输出端之间连接电阻R25；运算放大器IC1A的输出端连接电阻R62的一端，电阻R62的另一端作为滤波后的直流电压输出端。
6.根据权利要求3或5所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述锁相环控制单元(220)包括芯片CD4046A、电阻R52、电阻R63、电阻R65、电容C41、电容C46、电解电容C38、稳压二极管U16、三极管Q15及运算放大器IC17B，
芯片CD4046A的1脚与+5V电源之间连接电阻R52，芯片CD4046A的3脚用于输入逆变触发电压信号，芯片CD4046A的4脚用于输出所述输出频率；芯片CD4046A的6脚和7脚之间连接电容C46；
芯片CD4046A的16脚连接+5V电源，电解电容C38的正极连接+5V电源，负极连接模拟地，电容C41与电解电容C38并联；
芯片CD4046A的14脚连接作为所述逆变触发电压信号的输入端，芯片CD4046A的13脚作为所述输出相位反馈值输出端；
芯片CD4046A的12脚连接三极管Q15的集电极，三极管Q15的发射极与模拟地之间连接电阻R65，三极管Q15的基极连接运算放大器IC17B的输出端，运算放大器IC17B的反相输入端与三极管Q15的发射极连接；运算放大器IC17B的同相输入端连接电阻R63的一端，电阻R63的另一端连接稳压二极管U16负极连接端，稳压二极管U16的负极连接端作为滤波后的直流电压输入端，稳压二极管U16的正极连接端连接模拟地。
7.根据权利要求3、4或5所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述MCU控制器(230)采用与逆变电源主回路同频率的三角波产生PWM驱动脉冲信号，包括：对四个IGBT单元的逆变触发电压信号包括VT1、VT2、VT3和VT4的电平信号；
VT1和VT2分别对应控制单相全桥式逆变电路一个桥臂的两个IGBT单元；
VT3和VT4分别控制单相全桥式逆变电路另一个桥臂的两个IGBT单元；
当三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；
当三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；
VT1和VT2之间设定死区时间τ0；
三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；
三角波的幅值低于T0-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；
VT3和VT4之间设定死区时间τ0；
VT1和VT3的相位差为β；β由T0+Δ和T0-Δ的差值确定；所述T0为二分之一三角波幅值，Δ为功率控制调整参数。
8.根据权利要求7所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述相位比较器(210)包括鉴相器，所述鉴相器在芯片CD4046A内部实现；
所述鉴相器的增益KP为：
Figure FDA0002254452570000041
式中，Vcc为芯片CD4046A的电源电压；
所述鉴相器的数学模型为积分环节，即：
Figure FDA0002254452570000042
s表示拉普拉斯算子；
所述压控振荡器(222)在芯片CD4046A内部实现；
压控振荡器(222)的增益KV为：
Figure FDA0002254452570000043
9.根据权利要求8所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述控制系统形成的闭环控制系统，将整形后的逆变电流fc作为外部干扰项，相位设定值Ur作为闭环控制系统的相位差输入，输出相位反馈值Ui为输出反馈项，则低通滤波单元(210)中除串联校正模块(211)以外部分的等效传递函数Go(s)为：
Figure FDA0002254452570000051
根据运算放大器IC17A得到：
式中U1为运算放大器IC17A的输出端电压；
使R21＝R23＝R25＝R26＝5.1k，根据运算放大器IC1B得到：
Uo＝U1-Ur，
式中Uo为滤波后的直流电压；
进而，得到串联校正模块(211)的整体传递函数为：
Figure FDA0002254452570000053
10.根据权利要求9所述阻抗自匹配型感应加热逆变电源复合功率控制系统，其特征在于，所述串联校正模块(211)的整体传递函数计算过程包括：
计算所述等效传递函数Go(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure FDA0002254452570000054
串联校正模块(211)的整体传递函数Gc(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure FDA0002254452570000055
式中ωl为Gc(s)的第一转折频率；
根据剪切频率的定义，得到|G0(jωc)Gc(jωc)|＝1，
则：
Figure FDA0002254452570000061
对于Gc(s)，假设C39>>C37，选择C39＝1uF，则R60＝10R53；
根据对称整定法，Gc(s)的两个转折频率ωl、ωh对称分布，则：
Figure FDA0002254452570000062
式中ωh为Gc(s)的第二转折频率；
令
Figure FDA0002254452570000063
则
Figure FDA0002254452570000064
则系统的相角裕度φm与α的关系为：
Figure FDA0002254452570000065
选取φm＝50°时，α＝7.55，则ωh＝6042(rad/s)，ωl＝800(rad/s)，
对于Gc(s)，有：
Figure FDA0002254452570000066
使C39＝1uF，则求得R53＝1.25k，取R53＝1.2k，得到C37＝0.132uF；取C37＝0.1uF，R60＝12k，则得到：
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