CN110880787B - 一种适用于lcl型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法 - Google Patents

一种适用于lcl型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法 Download PDF

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Abstract

一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法，包括以下步骤：a.电流控制器参考值获取，电网电压us经过锁相环可得到电网电压的相位信息θ，与电网电流的幅值I*合成可得网侧电流控制参考值iref；b.网侧单环延迟反馈控制，步骤a得到的iref和网侧电流i2的差值经过延迟反馈环节，得到新的网侧电流
Figure DDA0002286697960000011
；c.逆变器侧电压参考值获取，步骤b所得的
Figure DDA0002286697960000012
经电流控制器Gc(z)，得到逆变器侧电压参考值uinv；d.逆变器侧电压输出，将步骤c获取的逆变器侧电压参考值uinv作为并网逆变器的控制信号，经过空间矢量调制器，从而控制IGBT管开通与关断，产生逆变器侧电压。本发明满足设计简单，利于工程实现的要求，提高了系统的鲁棒性。

Description

一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法
技术领域
本发明涉及并网逆变器控制的技术领域，具体涉及一种LCL型并网逆变器的网侧单环延迟反馈控制方法。
背景技术
随着光伏和风能等新能源技术的发展，并网逆变器的应用越来越广泛。基于DSP的数字控制的并网逆变器采用脉冲宽度调制技术(PWM)，会产生高次谐波，要通过L滤波器或者LCL滤波器滤除。相比同感值的L滤波器，LCL滤波器具有更好的滤波效果，然而LCL滤波器自身为三阶系统，在其谐振频率处存在谐振尖峰，从而导致系统不稳定。
针对这种情况，一般通过无源阻尼或有源阻尼的方法来抑制谐振峰。无源阻尼方法控制简单，但电容支路上的阻尼电阻上会消耗额外的功率导致设备发热，从而限制了其的应用场合。有源阻尼方法主要通过在电流环中增加额外的控制变量反馈形成虚拟阻尼，以此来抵消LCL滤波器引起的谐振峰。目前常用的有源阻尼方法包括滤波电容电流反馈，滤波电容电压反馈，逆变器侧电感电流反馈，网侧电感电流反馈等，其中滤波电容电流反馈控制对谐振峰抑制效果较好，实现容易，应用最为广泛。然而，上述方法，需要额外增加一组传感器采集相应的状态变量，这无疑增加了系统硬件设计的复杂性和制造成本。
因此需要提供一种有效的控制策略，满足设计简单，利于工程实现的要求，同时要有较好的鲁棒性。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明提出一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法，采用网侧电流反馈的单环控制，合理设计LCL型滤波器相关的参数，在网侧电流反馈支路上引入适当的延迟补偿环节，扩大并网逆变器的稳定带宽，使LCL滤波器自身构成的谐振峰不会影响系统的稳定。
为了解决上述的技术问题，本发明提供如下的技术方案，
一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法，所述方法包括以下步骤：
a.电流控制器参考值获取
电网电压us经过锁相环可得到电网电压的相位信息θ，与电网电流的幅值I*合成得网侧电流控制参考值iref；
b.网侧单环延迟反馈控制
步骤a得到的网侧电流控制参考值iref和电流传感器所采集的网侧电流i2的差值经过延迟反馈环节，得到新的网侧电流
Figure BDA0002286697940000026
c.逆变器侧电压参考值获取
步骤b所得的
Figure BDA0002286697940000027
经电流控制器Gc(z)，得到逆变器侧电压参考值uinv；
d.逆变器侧电压输出
将步骤c获取的逆变器侧电压参考值uinv作为并网逆变器的控制信号，经过空间矢量调制器，从而控制IGBT管开通与关断，产生逆变器侧电压。
所述步骤b中，所述网侧单环延时反馈控制方法，网侧电流控制参考值iref和电流传感器所采集的网侧电流i2的差值，经过延迟环节，得到新的网侧电流i2*。经过延迟环节反馈的网侧电流，使系统的稳定范围扩大，避免了LCL滤波器谐振峰带来的影响，不需要采用额外增加一组传感器的有源阻尼方法，大大降低系统硬件设计的复杂性和制造成本的同时，提高系统的鲁棒性。
进一步，所述的网侧单环延时反馈控制方法的z域下的闭环传递函数
Figure BDA0002286697940000021
为：
Figure BDA0002286697940000022
其中Gc(z)为电流控制器，采用PI控制，对基波有较好的追踪能力，
Figure BDA0002286697940000023
为网侧开环传递函数，z-n为延迟环节。
再进一步，所述网侧开环传递函数
Figure BDA0002286697940000024
为：
Figure BDA0002286697940000025
其中，Ts为采样周期，L1为逆变器侧电感，L2为网侧电感，ωres为LCL滤波器的谐振角频率，由公式
Figure BDA0002286697940000031
求得，C为滤波电容。令Gc(z)＝K，则系统的闭环特征方程D(z)为，
Figure BDA0002286697940000032
对z域下的闭环特征方程进行w变换，为确保系统稳定，w变换后，所有的特征根应该落在左半平面，应用劳斯稳定判据可知，延迟环节中n的取值范围满足下式，
Figure BDA0002286697940000033
其中，
Figure BDA0002286697940000034
是系统的相位裕度，取值在30°至60°，λ是系统滞后延迟，取1，为了最大范围的提高系统稳定性，延迟环节z-n中的n取其平均值，即
Figure BDA0002286697940000035
其中，nmax是n取值范围内的最大值，nmin是n取值范围内的最小值。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.从系统结构的角度上来说，不需要采用一组额外的电流传感器检测滤波电容电流，只需要在现有的网侧电流反馈回路中引入延迟环节，降低了系统结构的复杂度和制造成本。
2.通过引入网侧电流延迟反馈环节，增大了系统的稳定带宽，避免了LCL滤波器所引起的谐振峰带来的影响，增强了系统的鲁棒性。
附图说明
图1为本发明的一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法的结构框图；
图2为本发明方法的控制框图；
图3为本发明与无延迟环节对比伯德图；
图4为本实施例中提出的网侧单环延时反馈控制方法时的LCL型并网逆变器电压和电流的波形示意图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明做进一步说明。
参照图1～图4，一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法，所述方法包括以下步骤：
a.电流控制器参考值获取
电网电压us经过锁相环得到电网电压的相位信息θ，与电网电流的幅值I*合成得网侧电流控制参考值iref；
b.网侧单环延迟反馈控制
步骤a得到的网侧电流控制参考值iref和电流传感器所采集的网侧电流i2的差值经过延迟反馈环节，得到新的网侧电流
Figure BDA0002286697940000041
c.逆变器侧电压参考值获取
步骤b所得的
Figure BDA0002286697940000042
经电流控制器Gc(z)，得到逆变器侧电压参考值uinv；
d.逆变器侧电压输出
将步骤c获取的逆变器侧电压参考值uinv作为并网逆变器的控制信号，经过空间矢量调制器，从而控制IGBT管开通与关断，产生逆变器侧电压。
进一步，所述步骤b中，所述网侧单环延时反馈控制方法，网侧电流控制参考值iref和电流传感器所采集的网侧电流i2的差值，经过延迟环节，得到新的网侧电流
Figure BDA0002286697940000043
经过延迟环节反馈的网侧电流，使系统的稳定范围扩大，避免了LCL滤波器谐振峰带来的影响，不需要采用额外增加一组传感器的有源阻尼方法，大大降低系统硬件设计的复杂性和制造成本的同时，提高系统的鲁棒性。
所述的网侧单环延时反馈控制方法的z域下的闭环传递函数
Figure BDA0002286697940000044
为：
Figure BDA0002286697940000045
其中Gc(z)为电流控制器，采用PI控制，对基波有较好的追踪能力，
Figure BDA0002286697940000046
为网侧开环传递函数，z-n为延迟环节。
所述网侧开环传递函数
Figure BDA0002286697940000051
为：
Figure BDA0002286697940000052
其中，Ts为采样周期，L1为逆变器侧电感，L2为网侧电感，ωres为LCL滤波器的谐振角频率，由公式
Figure BDA0002286697940000053
求得，C为滤波电容。令Gc(z)＝K，则系统的闭环特征方程D(z)为，
Figure BDA0002286697940000054
对z域下的闭环特征方程进行w变换，为确保系统稳定，w变换后，所有的特征根应该落在左半平面，应用劳斯稳定判据可知，延迟环节中n的取值范围满足下式，
Figure BDA0002286697940000055
其中，
Figure BDA0002286697940000056
是系统的相位裕度，取值在30°至60°，λ是系统滞后延迟，取1，为了最大范围的提高系统稳定性，延迟环节z-n中的n取其平均值，即
Figure BDA0002286697940000057
其中，nmax是n取值范围内的最大值，nmin是n取值范围内的最小值。
图3为本发明与无延迟环节对比伯德图，当无延迟反馈环节，系统在幅值为正的频段内，下穿-180°相频特性曲线，系统失稳；当有延迟反馈环节，系统在幅值为正所有频段内，相频特性曲线在-180°线上的正负穿越次数为零，根据奈奎斯特判据可知，系统保持稳定。
为说明本发明的正确性和可行性，对一台LCL型并网逆变器系统进行仿真验证。仿真参数为：直流电压为700V，电网电压为220V，采样周期为10KHz，逆变器侧电感L1和网侧电感L2为0.8mH和0.5mH，滤波电容C为10μF。LCL型滤波器选择以上参数，谐振峰为2860Hz，系统的相位裕度
Figure BDA0002286697940000058
取45°，延迟环节z-n中的n取1。根据以上参数设定，得到LCL型并网逆变器运行时的波形图如图4所示。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的一个具体实施例子。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种适用于LCL型并网逆变器的网侧单环延时反馈控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
a.电流控制器参考值获取
电网电压us经过锁相环得到电网电压的相位信息θ，与电网电流的幅值I*合成得网侧电流控制参考值iref；
b.网侧单环延迟反馈控制
步骤a得到的网侧电流控制参考值iref和电流传感器所采集的网侧电流i2的差值经过延迟反馈环节，得到新的网侧电流
Figure FDA0003179636910000011
c.逆变器侧电压参考值获取
步骤b所得的
Figure FDA0003179636910000012
经电流控制器Gc(z)，得到逆变器侧电压参考值uinv；
d.逆变器侧电压输出
将步骤c获取的逆变器侧电压参考值uinv作为并网逆变器的控制信号，经过空间矢量调制器，从而控制IGBT管开通与关断，产生逆变器侧电压；
所述的网侧单环延时反馈控制方法的z域下的闭环传递函数
Figure FDA0003179636910000013
为：
Figure FDA0003179636910000014
其中Gc(z)为电流控制器，采用PI控制，对基波有较好的追踪能力，
Figure FDA0003179636910000015
为网侧开环传递函数，z-n为延迟环节；
所述网侧开环传递函数
Figure FDA0003179636910000016
为：
Figure FDA0003179636910000017
其中，Ts为采样周期，L1为逆变器侧电感，L2为网侧电感，ωres为LCL滤波器的谐振角频率，由公式
Figure FDA0003179636910000018
求得，C为滤波电容，令Gc(z)＝K，则系统的闭环特征方程D(z)为，
Figure FDA0003179636910000019
对z域下的闭环特征方程进行w变换，为确保系统稳定，w变换后，所有的特征根应该落在左半平面，应用劳斯稳定判据可知，延迟环节中n的取值范围满足下式，
Figure FDA00031796369100000110
其中，
Figure FDA00031796369100000111
是系统的相位裕度，取值在30°至60°，λ是系统滞后延迟，取1，为了最大范围的提高系统稳定性，延迟环节z-n中的n取其平均值，即
Figure FDA00031796369100000112
其中，nmax是n取值范围内的最大值，nmin是n取值范围内的最小值。
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