CN110741304B - 光学滤光器系统 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供可靠性高的光学滤光器系统。本发明的光学滤光器系统具备法布里‑珀罗干涉滤光器(1)、及控制法布里‑珀罗干涉滤光器的控制器(51)。法布里‑珀罗干涉滤光器(1)具备第1镜部(31)、第2镜部(32)、设置于第1镜部(31)的第1驱动电极(12)及第1监视电极(13)、以及设置于第2镜部(32)的第2驱动电极(14)及第2监视电极(15)。控制器(51)具备控制部(55)，该控制部基于在将交流电流施加至第1监视电极(13)与第2监视电极(15)之间时产生于第1监视电极(13)与第2监视电极(15)之间的交流电压算出第1镜部(31)与第2镜部(32)之间的静电电容。

Description

光学滤光器系统

技术领域

本公开关于一种具备法布里-珀罗(Fabry-Perot)干涉滤光器的光学滤光器系统。

背景技术

以往，已知有一种法布里-珀罗干涉滤光器，其具备以经由空隙而相互相对的方式配置且相互之间的距离通过静电力而调整的一对镜部(例如参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015-004886号公报

发明内容

[发明所要解决的问题]

在如上所述的法布里-珀罗干涉滤光器中，一般而言，通过施加电压的控制而调整一对镜部之间的距离。然而，在该情形时，有产生「引入(Pull-in)」现象的担忧。在引入现象中，有由于镜部相互带来引力，镜部彼此机械地稳固接触而使法布里-珀罗干涉滤光器产生不良情况的担忧。相对于此，考虑采用基于蓄积于镜部间的电荷量的控制来避免引入现象，但自可靠性的观点而言要求进一步的改善。

本发明的一方面的目的在于提供一种可靠性较高的光学滤光器系统。

[解决问题的技术手段]

本发明的一方面的光学滤光器系统具备：法布里-珀罗干涉滤光器；及控制器，其控制法布里-珀罗干涉滤光器；法布里-珀罗干涉滤光器具备：第1镜部；第2镜部，其以经由空隙而与第1镜部相对的方式配置，且光透过区域中的与第1镜部之间的距离通过静电力而调整；第1驱动电极，其以在自第1镜部与第2镜部相互相对的方向观察的情形时包围光透过区域的方式设置于第1镜部；第2驱动电极，其以与第1驱动电极相对的方式设置于第2镜部；第1监视电极，其以在自上述方向观察的情形时至少一部分与光透过区域重叠的方式设置于第1镜部，且与第1驱动电极电性绝缘；及第2监视电极，其以与第1监视电极相对的方式设置于第2镜部，且与第2驱动电极电性绝缘；控制器具备：第1电流源，其通过将驱动电流施加至第1驱动电极与第2驱动电极之间而产生静电力；第2电流源，其将具有较第1镜部及第2镜部的共振频率高的频率的交流电流施加至第1监视电极与第2监视电极之间；检测部，其检测于交流电流的施加中产生于第1监视电极与第2监视电极之间的交流电压；及控制部，其基于蓄积于第1镜部与第2镜部之间的电荷量控制第1电流源，并且基于检测部的检测结果算出第1镜部与第2镜部之间的静电电容。

在该光学滤光器系统中，法布里-珀罗干涉滤光器除了具备第1驱动电极及第2驱动电极以外，还具备第1监视电极及第2监视电极。而且，基于将具有较第1镜部及第2镜部的共振频率高的频率的交流电流施加至第1监视电极与第2监视电极之间时产生于第1监视电极与第2监视电极之间的交流电压，算出第1镜部与第2镜部之间的静电电容。由此，可基于该静电电容算出镜部间的距离，可在法布里-珀罗干涉滤光器的动作中监视镜部间的实际的距离。进而，第1监视电极以在自第1镜部与第2镜部相互相对的方向观察的情形时至少一部分与光透过区域重叠的方式设置于第1镜部，且与第1驱动电极电性绝缘，第2监视电极以与第1监视电极相对的方式设置于第2镜部，且与第2驱动电极电性绝缘。由此，可使第1监视电极及第2监视电极独立于第1驱动电极及第2驱动电极。其结果，可更佳地算出镜部间的静电电容，甚至可更佳地监视镜部间的距离。因此，根据该光学滤光器系统，能够提高可靠性。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第1驱动电极也可露出于空隙。在该情形时，可使第1驱动电极接近第2驱动电极，可使镜部间较佳地产生静电力。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第2驱动电极也可配置于第2镜部的与空隙相反侧的表面。在该情形时，可使第2驱动电极的形成工序容易化。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第2驱动电极也可露出于空隙。在该情形时，可使第2驱动电极接近第1驱动电极，可使镜部间更进一步较佳地产生静电力。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第1监视电极也可露出于空隙。在该情形时，可使第1监视电极接近第2监视电极，可更进一步较佳地监视镜部间的距离。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第2监视电极也可露出于空隙。在该情形时，可使第2监视电极接近第1监视电极，可更进一步较佳地监视镜部间的距离。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第2监视电极也可配置于第2镜部的与空隙相反侧的表面。在该情形时，可使第2监视电极的形成工序容易化。

在本发明的一方面的光学滤光器系统中，第2驱动电极与第2监视电极也可在上述方向相互分离。在该情形时，可提高第2驱动电极与第2监视电极之间的电性绝缘性。

[发明的效果]

根据本发明的一方面，可提供一种可靠性较高的光学滤光器系统。

附图说明

图1为一实施方式的光学滤光器系统所具备的法布里-珀罗干涉滤光器的俯视图。

图2为沿着图1的II-II线的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图3为沿着图1的III-III线的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图4为示意性地表示形成有第1驱动电极及第1监视电极的多晶硅层的俯视图。

图5为光学滤光器系统的构成图。

图6(a)及图6(b)为第1变化例的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图7(a)及图7(b)为第2变化例的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图8(a)及图8(b)为第3变化例的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图9(a)及图9(b)为第4变化例的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图10(a)及图10(b)为第5变化例的法布里-珀罗干涉滤光器的剖视图。

图11为微机械加工MEMS(Micro-Electro-Mechanical System，微机电系统)/MOEMS(Micro-Opto-Electro-Mechanical System，微光机电系统)平行极板电容器的简略图。为了使说明简单，一极板103在垂直于极板的方向活动(自由度104)，由此改变极板103、105之间的间隔d。可动极板103利用由弹簧常数D赋予特征的弹簧102而保持于适当位置。弹簧102与第2电容器极板105同样地，安装于机械性固定件101。若未对极板间施加任何外力，则极板间的间隔等于机械零力间隔d_M(此处忽略重力的影响)。

图12为与图11相同的系统的略图。为了改变间隔d，在现状技术中，将控制电压V施加至电容器的电极线106，使极板间的间隔通过弹簧102的伸长而变化。图11及图12表示由下述式6及式7记载的状况。

图13为控制电压V与所产生的间隔d之间的典型曲线的例的图表。计算使用以下的参数，即面积A＝3.85×10^-7m²、及弹簧常数D＝2.35×10³N/m来进行。在较低的电压下，间隔逐渐减少。在较大的电压下，间隔逐渐迅速地变化，直至因下述式10给出的间隔而产生「引入」现象为止(关于说明请参照下文及下图)。

图14为使用与图13相同的参数的例的图表。系统的行为及对系统的影响为当将通过电压而进行的控制置换为通过电荷量而进行的控制便急剧地变化。在系统的控制通过电荷量而进行的情形时，可无任何「引入」现象地应对更为广泛的间隔范围。在图11及图12中概略性地表示的系统中，间隔d相对于所蓄积的电荷的平方即Q²线性地变化。图14表示于由图11及图12赋予特征的系统中何种电荷量Q带来何种间隔d。该关系d(Q)无任何多义性，因此该函数为可以由下述式8进行的方式，容易地转换以赋予Q(d)。

图15为表示相对于「所产生的电压」的间隔d的图表。图表必须如下那样理解。即，MEMS/MOEMS电容器极板在受到由电荷Q(d)产生的力而移动至新的平衡间隔d为止之后，该电荷Q(d)产生下述式9赋予的电压V(d)。读懂以下内容将会很有意义。1.电压V(d)作为间隔d的函数表示最大值V_max；2.只要电压保持为未达最大电压V_max，则相对于1个所给出的电压V有间隔d的多个稳定解。在电压V超过V_max的情形时，早已无d的稳定解。该状况起因于，作为电压的函数记载d的条件的下述式6为3次式，根据参数V，有0个、1个、2个、或3个解。至少该图与图14的电荷量不同，表示电压并非用于该系统的十分适合的控制参数。其理由在于，相对于1个电压V＜V_max有多个稳定的间隔d，梯度

朝向V_max(于下述式10所赋予的间隔各个时)而无限大地发散，又，若较V_max更高，则稳定的间隔值突然已经消失，由此，若控制电压超过V_max，则系统变得不稳定。

图16为表示相对于对具有电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的MEMS/MOEMS系统的电容器作为控制参数而施加的电荷量Q而言所产生的电压V的图表。请注意所产生的电压具有值为V_max的最大值203。第2公开为关于具有相对于Q所产生的V的至少此种1个最大值的所有MEMS/MOEMS致动器电容器系统。曲线的枝部201中的动作可通过电压控制而适当地控制。枝部202中的动作点由于在下图的说明中所述的理由，无法通过电压控制而应对。然而，枝部202中的动作点可通过使用电荷量作为合适的控制而设定。

图17为表示将图14与图16组合而成的使用电压控制的标准性动作的图表。在控制电压205以「所产生的电压V(Q)」到达较低的动作点204的方式施加的情形时，该电压差带来电流，该电流使所产生的电压增加，直至控制电压205与所产生的电压206相等为止。仅相对于Q的曲线V的枝部201的动作点能够如此存取。

图18为表示将图14与图16组合而成的使用致动器的电压控制时产生「引入」现象的状况的图表。在控制电压电平205超过最大的所产生的电压V_max203的情形时，该电压差带来使电荷量Q增加的电流。与所增加的电荷Q同样地，所产生的电压通过致动器的静电电容的急速增加而下降，电流也又增加，所产生的电压V(Q)进而下降。该情况导致间隔成为零的失控现象。

图19为表示将图14与图16组合而成的与重设致动器电容器相关联的状况的图表。致动器为通过电荷控制的方法而向曲线V(Q)的枝部202上的动作点204移动，由此，充电至电荷量Q，继而，电极106自电流源切断。为了将致动器重设为特定的电压电平，而施加较在动作点204所产生的电压V(Q)更低的控制电压205。通过该电压差，所产生的电流使致动器电容器中的电荷Q减少。动作点自相对于点203的204移动至控制重设电压Vo与致动器电容器所产生的电压V(Q)相等的最终点206。请注意，在该过程中，系统自动作点204移动至203时，电压差增加。该重设中，电压差的符号保持相同。重设点206必须在曲线V(Q)的枝部201上。作为结论，重设电压205只要较于应重设的动作点所产生的电压V(Q)更小，则能够通过电压控制重设而重设动作点204。

图20为表示将图14与图16组合而成的与重设致动器电容器相关联的状况的图。在重设电压电平205较在应重设的曲线Q(V)的枝部202上的动作点204所产生的电压V(Q)更大的情形时，按照该电压差的符号，而产生使电荷Q增加的电流的流动。继而，所产生的电压减少，失控「引入」现象开始。作为结论，在枝部202上的动作点，较致动器电容器实际所产生的电压V(Q)更高的任何控制电压均会产生「引入」现象。重设过程仅能够基于重设前的条件V_reset＜V(Q)。

图21为表示虽简单但能够实施的「电荷控制」电路的图。左侧的电容器「A」110为极板103、105间的间隔d可变的MEMS/MOEMS致动器电容器。只要开关「S1」112切断，则一直具有较小的静电电容C_B的第2电容器「B」111通过将开关「S2」113关闭而能够以较图15的最大电压更高的电压V_B114充电。在该时间中(将「开关「S1」112关闭之前」)，测定电容器「A」的电压115。其次，将电容器「B」111自电压源V_B114通过开关「S2」113而切断，将电容器「A」110与电容器「B」111通过开关「S1」112而连接。测定电容器「A」110及电容器「B」111(或，在将开关「S1」112再次切断之后仅电容器「A」)所产生的电压V(在将「开关「S1」112打开之后」)。总电荷量(分别迁移的电荷量)可根据已知的静电电容C_B、电压V_B、将电容器「B」连接之前的电容器两端间电压V来计算。因此，若已知总电荷Q及所产生的电压V，则能够算出MEMS/MOEMS致动器的实际的静电电容C，以及(通过已知有效面积A)也能够算出极板间的间隔d。即，通过控制总Q，测定所产生的V，能够通过「静态」电容测定而算出实际的间隔d。

图22为第2公开的静电致动器控制系统的概略图。

图23为表示平行极板静电致动器的典型行为的图表，将致动器两端间的电压表示为堆积于致动器电极的总电荷的函数。

图24为表示平行极板静电致动器的有效静电电容的典型行为，且表示作为总电荷Q的函数的电压V的1次导函数dQ/dV的图表。

图25为表示可通过控制电压V而设定流通于静电致动器的双向电流I的流动的双极电流源的一例的图。该电路作为Howland电流泵为人所知。

图26为表示可通过控制电压V而设定流通于静电致动器的双向电流I的流动的双极电流源的另一例的图。该电路作为互导放大器为人所知。

图27为表示包括图22所示的通过数字控制器系统(μC)而操作的静电致动器控制器的静电致动器用的完全控制系统的图。

图28为表示开关的数量减少的第2公开的静电致动器控制系统的概略图。

图29为表示包含用于HF静电电容测定的小信号AC电流注入源的第2公开的静电致动器控制系统的概略图。

图30为表示作为具备至少1个带可动弹簧的电极的MEMS/MOEMS电容性构造体的简单模型的平行极板电容器被简化的情形时的状况的图表。致动器为通过根据第2公开控制电荷量而驱动。若控制电荷量增加，则所产生的电压V(Q)通过致动器的电容朝向电极间的更小的间隔d急速地增加，而表示最大值203。

图31表示第2公开的静电致动器控制系统的概略图。能够通过开关312而切换的电流源311连接于具备至少1个可动电极的致动器的电容310。所产生的电压可利用能够通过开关314而连接或切断的电压测定系统313来测定。通过开关315，能够将电容器310的电荷重设为零电平。

图32为表示将实际的电容器的等效电路纳入考虑时的图31的静电致动器控制系统的图。示出了分离电阻R_leak320、等效串联电阻ESR321及等效串联电感ESL322。

图33为表示假设无法忽略分离电阻R_leak320，可忽略等效串联电阻ESR321及等效串联电感ESL322时的图32的静电致动器控制系统的图。

图34为表示将至少1个精密电阻器350与属于该电阻器的关联开关351一起导入的图33的静电致动器控制系统的图。在通过该关联开关351而连接的情形时，电阻器350与电容器310及该分离电阻R_leak320并联地电连接。

图35为表示导入可将致动器单元370的电容器310与该分离电阻R_leak320一起自静电致动器控制器360连接或切断的1个追加开关318的图34的静电致动器控制系统的图。例如，若将开关318打开，将开关351、312及314关闭，则可通过电压测定系统313而测定及校准来自电流源311的电流的电压下降。

图36为表示导入可通过开关317而连接或切断的AC调制电流源316的图35的静电致动器控制系统的图。调制电流的频率较通过控制电荷Q_c而规定的动作点的致动器的振动频率高得多。可检测所产生的AC调制电压的振幅及相位的HFAC调制电流源及电压测定系统313形成尤其可算出致动器单元310的静电电容的阻抗测定单元380。单元380送出将通过控制电荷Q_c而规定的动作点保持为固定的闭反馈回路的输入即检测值。

具体实施方式

[第1公开]

以下，一面参照图式，一面对本发明的一实施方式详细地进行说明。再者，在以下的说明中，对于相同或相当要素使用相同符号，并省略重复的说明。

[法布里-珀罗干涉滤光器的构成]

如图1～图3所示，法布里-珀罗干涉滤光器1具备基板11。基板11具有第1表面11a及与第1表面11a为相反侧的第2表面11b。在第1表面11a上，依序层叠有抗反射层21、第1层叠体22、中间层23及第2层叠体24。在第1层叠体22与第2层叠体24之间，通过框状的中间层23而划定有空隙(气隙)S。

自垂直于第1表面11a的方向观察的情形时(俯视)的各部的形状及位置关系如以下所述。基板11的外缘例如为1边的长度为数百μm～数mm左右的矩形状。基板11的外缘及第2层叠体24的外缘相互一致。抗反射层21的外缘、第1层叠体22的外缘及中间层23的外缘相互一致。基板11具有位于较中间层23的外缘相对于空隙S的中心更外侧的外缘部11c。外缘部11c例如为框状，在自垂直于第1表面11a的方向观察的情形时包围中间层23。空隙S例如为圆形状。

法布里-珀罗干涉滤光器1在其中央部划定的光透过区域1a使具有特定的波长的光透过。光透过区域1a例如为圆柱状的区域。基板11例如硅、石英或玻璃等构成。在基板11由硅构成的情形时，抗反射层21及中间层23例如由氧化硅构成。中间层23的厚度例如为数十nm～数十μm。

第1层叠体22中与光透过区域1a对应的部分(俯视时与空隙S重叠的部分)作为第1镜部31发挥功能。第1镜部31为固定镜。第1镜部31经由抗反射层21而配置于第1表面11a上。第1层叠体22通过将多个多晶硅层25与多个氮化硅层26逐层交替地层叠而构成。在法布里-珀罗干涉滤光器1中，多晶硅层25a、氮化硅层26a、多晶硅层25b、氮化硅层26b及多晶硅层25c依序层叠于抗反射层21上。构成第1镜部31的多晶硅层25及氮化硅层26各自的光学厚度优选为中心透过波长的1/4的整数倍。再者，第1镜部31也可不经由抗反射层21而直接配置于第1表面11a上。

第2层叠体24中与光透过区域1a对应的部分(俯视时与空隙S重叠的部分)作为第2镜部32发挥功能。第2镜部32为可动镜。第2镜部32在相对于第1镜部31与基板11相反的侧经由空隙S而与第1镜部31相对。第1镜部31与第2镜部32相互相对的方向与垂直于第1表面11a的方向平行。第2层叠体24经由抗反射层21、第1层叠体22及中间层23而配置于第1表面11a上。第2层叠体24通过将多个多晶硅层27与多个氮化硅层28逐层交替地层叠而构成。在法布里-珀罗干涉滤光器1中，多晶硅层27a、氮化硅层28a、多晶硅层27b、氮化硅层28b及多晶硅层27c依序层叠于中间层23上。构成第2镜部32的多晶硅层27及氮化硅层28各自的光学厚度优选为中心透过波长的1/4的整数倍。

再者，在第1层叠体22及第2层叠体24中，也可代替氮化硅层而使用氧化硅层。作为构成第1层叠体22及第2层叠体24的各层的材料，也可使用氧化钛、氧化钽、氧化锆、氟化镁、氧化铝、氟化钙、硅、锗、硫化锌等。

在第2层叠体24中与空隙S对应的部分(俯视时与空隙S重叠的部分)，形成有多个贯通孔(省略图示)。这些贯通孔自第2层叠体24的与中间层23相反侧的表面24a到达至空隙S。这些贯通孔形成为实质上不对第2镜部32的功能带来影响的程度。这些贯通孔也可用于通过蚀刻将中间层23的一部分去除而形成空隙S。

第2层叠体24除了第2镜部32以外，进而具有覆盖部33及周缘部34。第2镜部32、覆盖部33及周缘部34以具有相互相同的层叠构造的一部分且相互连续的方式一体地形成。覆盖部33在俯视时包围第2镜部32。覆盖部33将中间层23的与基板11相反侧的表面23a及侧面23b、以及第1层叠体22的侧面22a及抗反射层21的侧面21a覆盖，到达至第1表面11a。

周缘部34在俯视时包围覆盖部33。周缘部34位于外缘部11c中的第1表面11a上。周缘部34的外缘在俯视时与基板11的外缘一致。周缘部34沿着外缘部11c的外缘而薄化。即，周缘部34中沿着外缘部11c的外缘的部分与周缘部34中除沿着外缘的部分以外的其他部分相比变薄。在法布里-珀罗干涉滤光器1中，周缘部34通过将构成第2层叠体24的多晶硅层27及氮化硅层28的一部分去除而薄化。周缘部34具有与覆盖部33连续的非薄化部34a、及包围非薄化部34a的薄化部34b。在薄化部34b，直接设置于第1表面11a上的多晶硅层27a以外的多晶硅层27及氮化硅层28被去除。

如图2～图4所示，在第1镜部31设置有第1驱动电极12及第1监视电极13。第1驱动电极12在俯视时，例如呈圆环状，包围光透过区域1a。第1驱动电极12配置于第1镜部31的空隙S侧的表面31a，露出于空隙S。第1驱动电极12例如通过掺入杂质使多晶硅层25c低电阻化而形成。

第1监视电极13在俯视时与光透过区域1a重叠。在本实施方式中，第1监视电极13在俯视时与光透过区域1a完全重叠(换言的，第1监视电极13及光透过区域1a呈相同的形状)，但只要第1监视电极13的至少一部分在俯视时与光透过区域1a重叠即可。例如，第1监视电极13可形成为较光透过区域1a大，也可形成为较光透过区域1a小。第1监视电极13配置于第1镜部31的表面31a，露出于空隙S。第1监视电极13例如通过掺入杂质使多晶硅层25c低电阻化而形成。

在第2镜部32，设置有第2驱动电极14及第2监视电极15。第2驱动电极14以与第1驱动电极12相对的方式配置，且在俯视时包围光透过区域1a。第2驱动电极14例如在俯视时呈与第1驱动电极12相同的形状。第2驱动电极14配置于第2镜部32的与空隙S相反侧的表面32a。第2驱动电极14例如通过掺入杂质使多晶硅层27c低电阻化而形成。第2驱动电极14经由多晶硅层27a、27b及氮化硅层28a、28b、以及空隙S而与第1驱动电极12相对。

第2监视电极15以与第1监视电极13相对的方式配置，且在俯视时与光透过区域1a重叠。第2监视电极15例如在俯视时呈与第1监视电极13相同的形状。第2监视电极15配置于第2镜部32的空隙S侧的表面32b，露出于空隙S。第2监视电极15例如通过掺入杂质使多晶硅层27a低电阻化而形成。第2监视电极15经由空隙S而与第1监视电极13相对。

如此，第2监视电极15形成于与形成有第2驱动电极14的多晶硅层27不同的多晶硅层27。其结果，第2监视电极15于第1镜部31与第2镜部32相互相对的方向自第2驱动电极14分离。更具体而言，在该方向上，在第2监视电极15与第2驱动电极14之间，配置有多晶硅层27b及氮化硅层28a、28b。再者，俯视时的第1驱动电极12、第1监视电极13、第2驱动电极14及第2监视电极15的形状及配置并不限定于图4所示的例。

法布里-珀罗干涉滤光器1进而具备端子16、17、18、19。各端子16～19设置在俯视时较光透过区域1a更靠外侧。各端子16～19例如由铝或其合金等的金属膜而形成。端子16与端子17隔着光透过区域1a而相对，端子18与端子19隔着光透过区域1a而相对。端子16、17相互相对的方向与端子18、19相互相对的方向正交(参照图1)。

端子16配置于自第2层叠体24的表面24a到达至第1层叠体22的贯通孔内。端子16经由配线12a而与第1驱动电极12电连接。端子17配置于自第2层叠体24的表面24a到达至中间层23的贯通孔内。端子17经由配线13a而与第1监视电极13电连接。

端子18配置于第2层叠体24的表面24a上。端子18经由配线14a而电连接于第2驱动电极14。端子19配置于自第2层叠体24的表面24a到达至多晶硅层27a的贯通孔内。端子19经由配线15a而与第2监视电极15电连接。

在第1层叠体22的表面22b，设置有沟槽T1及沟槽T2。沟槽T1以包围配线13a中的与端子17的连接部分的方式环状地延伸。沟槽T1将第1驱动电极12与配线13a电性绝缘。沟槽T2沿着第1驱动电极12与第1监视电极13之间的交界环状地延伸。沟槽T2将第1驱动电极12与第1驱动电极12的内侧的区域(即第1监视电极13)电性绝缘。通过沟槽T1、T2，第1驱动电极12与第1监视电极13电性绝缘。各沟槽T1、T2内的区域既可为绝缘材料，也可为空隙。在图4中，省略了沟槽T1、T2。

在第2层叠体24的表面24a，设置有一对沟槽T3、沟槽T4及沟槽T5。一对沟槽T3分别以包围端子16、17的方式环状地延伸。各沟槽T3将端子16、17与第2驱动电极14及第2监视电极15电性绝缘。沟槽T4以包围端子19的方式环状地延伸。沟槽T4将端子19与第2驱动电极14电性绝缘。沟槽T5沿着第2驱动电极14的内缘环状地延伸。沟槽T5将第2驱动电极14与第2驱动电极14的内侧的区域电性绝缘。通过沟槽T3～T5，第2驱动电极14与第2监视电极15电性绝缘。各沟槽T3～T5内的区域既可为绝缘材料，也可为空隙。

在基板11的第2表面11b上，依序层叠有抗反射层41、第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44。抗反射层41及中间层43分别具有与抗反射层21及中间层23相同的构成。第3层叠体42及第4层叠体44分别具有以基板11为基准而与第1层叠体22及第2层叠体24对称的层叠构造。抗反射层41、第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44具有抑制基板11的翘曲的功能。

第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44沿着外缘部11c的外缘而薄化。即，第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44中沿着外缘部11c的外缘的部分与第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44中除沿着外缘的部分以外的其他部分相比变薄。在法布里-珀罗干涉滤光器1中，第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44通过在俯视时与薄化部34b重叠的部分将第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44的全部去除而薄化。

在第3层叠体42、中间层43及第4层叠体44，以在俯视时与光透过区域1a重叠的方式设置有开口40a。开口40a具有与光透过区域1a的大小大致相同的直径。开口40a在光出射侧开口。开口40a的底面到达至抗反射层41。

在第4层叠体44的光出射侧的表面形成有遮光层45。遮光层45例如由铝或其合金等的金属膜构成。在遮光层45的表面及开口40a的内表面形成有保护层46。保护层46将第3层叠体42、中间层43、第4层叠体44及遮光层45的外缘覆盖，并且将外缘部11c上的抗反射层41覆盖。保护层46例如包含氧化铝。再者，通过使保护层46的厚度为1～100nm(优选为30nm左右)，可忽略由保护层46所致的光学性的影响。

[光学滤光器系统的构成]

如图5所示，光学滤光器系统50具备上述法布里-珀罗干涉滤光器1、及控制法布里-珀罗干涉滤光器1的控制器51。控制器51具备第1电流源52、第2电流源53、检测部54、及控制部55。

第1电流源52通过经由端子16、18对第1驱动电极12与第2驱动电极14之间施加驱动电流，而使第1驱动电极12与第2驱动电极14之间产生与驱动电流对应的静电力。通过该静电力，第2镜部32被吸引至固定于基板11的第1镜部31侧，而调整第1镜部31与第2镜部32之间的距离。如此，在法布里-珀罗干涉滤光器1中，第1镜部31与第2镜部32之间的距离通过静电力而变化。

透过法布里-珀罗干涉滤光器1的光的波长依存于光透过区域1a中的第1镜部31与第2镜部32之间的距离。因此，通过调整施加至第1驱动电极12与第2驱动电极14之间的驱动电流，可适当选择透过的光的波长。

在光学滤光器系统50中，例如，通过一面使施加至法布里-珀罗干涉滤光器1的驱动电流变化(即，一面使第1镜部31与第2镜部32之间的距离变化)，一面利用光检测器来检测透过法布里-珀罗干涉滤光器1的光透过区域1a的光，可获得波长光谱。

第2电流源53将具有较第1镜部31及第2镜部32的共振频率更高的频率的交流电流经由端子17、19而施加至第1监视电极13与第2监视电极15之间。该交流电流的频率例如设定为较共振频率的10倍更高。在由第2电流源53进行的该交流电流的施加中，在第1监视电极13与第2监视电极15之间产生交流电压。检测部54例如为电压计，检测该交流电压。

控制部55例如由包含处理器及内存等的计算机构成。控制部55基于蓄积于第1镜部31及第2镜部32之间的电荷量控制第1电流源52。控制部55例如以电荷量成为目标量的方式控制第1电流源52。该目标量根据第1镜部31与第2镜部32之间的距离的目标值而设定。由此，将第1镜部31与第2镜部32之间的距离调整为所期望的距离。

进而，控制部55基于检测部54的检测结果，即通过检测部54而检测出的交流电压，算出第1镜部31与第2镜部32之间的静电电容。该静电电容可基于施加至第1监视电极13与第2监视电极15之间的交流电流、产生于第1监视电极13与第2监视电极15之间的交流电压、以及交流电流及交流电压的频率算出。更具体而言，使用交流电流I(t)、交流电压V(t)，作为角频率ω的函数的复阻抗Z(ω)通过Z(ω)＝V(ω)/I(ω)而获得，静电电容C通过C＝(ω×|Z(ω)|)^-1而获得。控制部55基于所获得的静电电容算出第1镜部31与第2镜部32之间的距离。由此，在法布里-珀罗干涉滤光器1的动作中，可精度良好地监视第1镜部31与第2镜部32之间的实际的距离。

[作用效果]

如以上所说明那样，在光学滤光器系统50中，法布里-珀罗干涉滤光器1除了第1驱动电极12及第2驱动电极14以外，还具备第1监视电极13及第2监视电极15。而且，基于在将具有较第1镜部31及第2镜部32的共振频率更高的频率的交流电流施加至第1监视电极13与第2监视电极15之间时产生于第1监视电极13与第2监视电极15之间的交流电压，算出第1镜部31与第2镜部32之间的静电电容。由此，可基于该静电电容算出镜部31、32间的距离，可在法布里-珀罗干涉滤光器1的动作中监视镜部31、32间的实际的距离。进而，第1监视电极13以在俯视时与光透过区域1a重叠的方式设置于第1镜部31，且与第1驱动电极12电性绝缘，第2监视电极15以与第1监视电极13相对的方式设置于第2镜部32，且与第2驱动电极14电性绝缘。由此，可使第1监视电极13及第2监视电极15独立于第1驱动电极12及第2驱动电极14。其结果，可更佳地算出镜部31、32间的静电电容，甚至更佳地监视镜部31、32间的距离。因此，根据光学滤光器系统50，可提高可靠性。

另外，在光学滤光器系统50中，第1驱动电极12露出于空隙S。由此，可使第1驱动电极12接近第2驱动电极14，可使镜部31、32间较佳地产生静电力。

另外，在光学滤光器系统50中，第2驱动电极14配置于第2镜部32的与空隙S相反侧的表面32a。由此，无须在形成第2驱动电极14及配线14a时在第2镜部32形成接触孔，故而可使第2驱动电极14的形成工序容易化。

另外，在光学滤光器系统50中，第1监视电极13露出于空隙S。由此，可使第1监视电极13接近第2监视电极15，可更进一步较佳地监视镜部31、32间的距离。

另外，在光学滤光器系统50中，第2监视电极15也可露出于空隙S。由此，可使第2监视电极15接近第1监视电极13，可更进一步较佳地监视镜部31、32间的距离。

另外，在光学滤光器系统50中，第2驱动电极14与第2监视电极15在镜部31、32相互相对的方向相互分离。由此，可提高第2驱动电极14与第2监视电极15之间的电性的绝缘性。

[变化例]

本发明并不限定于上述实施方式。例如，也可如图6(a)及图6(b)所示的第1变化例的法布里-珀罗干涉滤光器1A那样构成法布里-珀罗干涉滤光器1。在第1变化例中，第2驱动电极14形成于多晶硅层27a，且露出于空隙S。即，第2驱动电极14与第2监视电极15形成于相互相同的多晶硅层27。因此，配线15a具有自端子19沿着第2镜部32的表面32a延伸的部分、及沿着镜部31、32相互相对的方向延伸且连接于第2监视电极15的缘部的部分。

通过此种第1变化例，也与上述实施方式同样地，可提高可靠性。另外，由于第2驱动电极14露出于空隙S，故而可使第2驱动电极14接近第1驱动电极12，可使镜部31、32间更进一步较佳地产生静电力。

也可如图7(a)及图7(b)所示的第2变化例的法布里-珀罗干涉滤光器1B那样构成法布里-珀罗干涉滤光器1。在第2变化例中，第2驱动电极14形成于多晶硅层27a，且露出于空隙S。第2监视电极15形成于多晶硅层27c，且配置于第2镜部32的表面32a。

通过此种第2变化例，也与上述实施方式同样地，可提高可靠性。另外，由于第2驱动电极14露出于空隙S，故而可使第2驱动电极14接近第1驱动电极12，可使镜部31、32间更进一步较佳地产生静电力。另外，第2监视电极15配置于第2镜部32的表面32a，由此，无须在形成第2监视电极15及配线15a时在第2镜部32形成接触孔，故而可使第2监视电极15的形成工序容易化。

也可如图8(a)及图8(b)所示的第3变化例的法布里-珀罗干涉滤光器1C那样构成法布里-珀罗干涉滤光器1。在第3变化例中，第2驱动电极14形成于多晶硅层27a，且露出于空隙S。即，第2驱动电极14与第2监视电极15形成于相互相同的多晶硅层27。因此，配线15a具有自端子19沿着多晶硅层27b延伸的部分、及沿着镜部31、32相互相对的方向延伸且连接于第2监视电极15的缘部的部分。

通过此种第3变化例，也与上述实施方式同样地，可提高可靠性。另外，由于第2驱动电极14露出于空隙S，故而可使第2驱动电极14接近第1驱动电极12，可使镜部31、32间更进一步较佳地产生静电力。

也可如图9(a)及图9(b)所示的第4变化例的法布里-珀罗干涉滤光器1D那样构成法布里-珀罗干涉滤光器1。在第4变化例中，第2驱动电极14形成于多晶硅层27a，且露出于空隙S。第2监视电极15形成于多晶硅层27b，且配置于镜部31、32相互相对的方向上的第2镜部32的中间。

通过此种第4变化例，也与上述实施方式同样地，可提高可靠性。另外，由于第2驱动电极14露出于空隙S，故而可使第2驱动电极14接近第1驱动电极12，可使镜部31、32间更进一步较佳地产生静电力。

也可如图10(a)及图10(b)所示的第5变化例的法布里-珀罗干涉滤光器1E那样构成法布里-珀罗干涉滤光器1。在第5变化例中，第2驱动电极14形成于多晶硅层27b，且配置于镜部31、32相互相对的方向上的第2镜部32的中间。通过此种第5变化例，也与上述实施方式同样地，可提高可靠性。

在上述实施方式及各变化例中，各构成的材料及形状并不限定于上述材料及形状，可采用各种材料及形状。例如，端子16、17、18、19的配置并不限定于上述例，可为任意配置。

[第2公开]

第2公开为关于使用相互对向的2个电极实施的用于包含电容性构造体的MEMS/MOEMS(微机电系统/微光机电系统)或其他微机械加工致动器装置的动作控制特有的方法。电极中的至少一者安装有弹簧，且可动。通常，此种构造体通过将控制电压施加至电容器极板产生机械性位移而被静电性地控制。作为一应用例，此种装置使用于以MEMS为基础的法布里-珀罗干涉仪，其电极间的间隔非常小，例如为数μm以下，另外，电极间的间隔必须以非常高的精度，例如以较10nm更佳的精度为人所知。其原因在于，基于该电极间的间隔算出装置的透过光谱及反射光谱。因此，这些装置需要适当的电气机械性校准(calibration)。

控制静电致动器的所提出的新的电子电路及方法基于代替施加控制电压V而供给准确的量的电荷Q。由此，能够避免由于2个电极非常接近，故而难以将其等再次分离，进而不可能或有损及装置或该装置特有的校准的担忧的「引入(Pull-in)」现象。另外，基于电荷的控制将装置所能存取的调整范围大幅扩展。进而，通过该控制，关于所产生的间隔d能够实施2种独立的测定方法。第1方法使用电荷控制的准静性静电电容测定，能够通过基于上述电荷的控制而实现。第2方法为高频静电电容测定的特别的实施，仍然基于电荷控制。通过两方法的至少一者，诸多的校准或再校准步骤无需进行，且所产生的电极间隔的完全控制在温度变化的状况、或者机械性的漂移或迟滞的影响下仍可获得。另外，新颖的致动器控制系统可没有因「引入」现象导致损伤致动器的危险地用于使用电性参数对静电致动器赋予特征。

第2公开的方法无须修正致动器装置本身，可使用于由下述特征1赋予特征的任意类型的静电致动器。

第2公开的静电致动器控制器的优选的实施方式包括将电子电路的所有需要的构成要素安装于单一芯片的ASIC(Application Specific Integrated Circuit，特殊应用集成电路)。

在第2公开的另一优选的实施方式中，开发出基于电荷控制的动作形成装置设计规则的必需部分、且带静电控制的新的微机械加工MEMS/MOEMS致动器，该致动器通过使用基于电荷的新颖的控制器及采用该控制器的间隔测定系统，而得到相当扩展、进而提供新颖的功能。

[背景]

在MEMS及MOEMS构造体的领域，有共振装置及非共振装置。通常，此种构造体关于机械性运动具有1个或多个自由度，有电磁、压电、静电等许多不同类型的致动器方法。在这些方法的全部中，产生施加至可动构造体的力，诱发此种构造体的动态振动或共振振动、或静态偏向。另外，在MOEMS构造体中，多数情况下将间隔或角度等机械自由度的信息转换为光功能性，例如使光共振器的空腔长度的变动转换为偏向角度，或作为另一例将线性运动转换为干涉仪臂的相变异。这些应用例全部共通的是其设定于尤其携带型的应用例中必须非常稳固、及必须精密地控制这些自由度的实际的SET位置或SET角度。大部分的此种系统受到如较大的温度相关性或机械性迟滞那样的不良影响。因此，获知这些自由度的实际的位置或对该位置带来影响变得更进一步重要。

例如，在静电共振MEMS镜中，动作通过控制可动电极与固定电极(例如，致动器梳齿)之间的电压而实现，实际的动态镜位置的准确的掌握可通过组装至同一装置的硅的压电间隔编码器而保证。若将动作控制与利用测定进行的自由度的状态的检测分离，则能够制作出针对每个试样仅需要「一点、一次」的校准的装置，该装置无漂移及迟滞，又，温度的影响完全得到补偿。

第2公开为关于特定类型的MEMS/MOEMS构造体，该构造体由以下的特征而最佳地说明。

·构造体包括接近且形成电容器的2个电极，在至少一电极安装有弹簧，该电极能够朝向相反侧的电极移动。

·电极间的间隔d在施加力F时变化。基于说明的目的，假设弹簧依据胡克定律F＝D×Δx。实际上可能会有系统的非线性，该非线性不会改变此处所述的基本行为。

·基于说明的目的，2个电极形成电容器的极板，在这些极板形成有用以自外部向该电容器电性地存取的配线。

·电容器由空气、保护气体填充，或配置于真空中。

在包含致动器的若干个光装置中，使用此种装置。尤其感兴趣的装置为所谓法布里-珀罗标准具或法布里-珀罗干涉仪(以下简写为「FPI」)。通过对硅进行微机械加工而制作的FPI中，平行极板可能会成为间隔为数μm以下的范围的较小的极板。此种FPI构造体进而在两电容器极板包含高反射镜，由此形成光学空腔。此种空腔基于直角入射(即，相对于表面的垂线而言入射角AOI＝0°)，主要传送满足式1的波长λ的光。

2×n×d＝M×λ (式1)

其中，

d：极板间的间隔

M：被称为法布里-珀罗干涉仪的次数的整数

n：空腔内部的折射率

因此，通过被选择的间隔d，而选择装置的传送波长λ直至高次数的暧昧度为止。低次数由于无高次数的暧昧度、所谓自由光谱范围FSR地使更大的调整范围成为可能，故而优选。作为一例，若低次数M＝2，则传送波长等于极板间的间隔d(n＝1.0及AOI＝0°的情形)。若硅为超过1.1μm的波长范围，则为透过性，故而此种FPI装置通常用作近红外或红外光谱分析器。若次数M＝2，则间隔也又成为小于数μm的范围。

为了实现经校准的装置，必须准确地获知于通过作为SET位置适合的控制参数而施加各个力F时系统所假设的实际的间隔d。

所需的间隔精度通过装置的目标的波长精度而决定。在FPI装置的目标的波长精度应为0.1nm的情形时，例如，在d与λ相等的M＝2的上述例中，间隔精度也又必须为0.1nm，此为非常严格的要求。

目前，此种装置通过将电压施加至电容器电极而控制。其控制电压就结果而言带来产生极板间的引力的电场，因此，通过改变施加电压能够使极板间的间隔静态地变化。

在实际的应用例中，如上述FPI装置那样的MEMS/MOEMS构造体有若干个重大缺点。

(1)各装置需要其本身的各个波长校准，此花费费用。对各装置进行波长校准测定，针对较多不同控制电压电平测定最大传送波长。该测定通常以1个温度T₀进行。

(2)为了获得长期稳定的解决方法必须调查校准的稳定性。根据应用例，有时会需要再校准。

(3)弹簧常数随温度一起变化。在装置由硅制造的情形时，硅微小构造体的弹性与已知具有温度相关性的杨氏模数建立关联。不同温度下的该装置的使用方法有以下2个选项。

·以各不相同的温度校准各装置。该顺序极端需要劳力并且花费费用，在数量较多的应用例中其等可能会变得显著。

·以一般温度模型动作，根据温度T0时的测定波长校准预测温度T1时的校准。于该情形时，能够达成的精度强烈依存于一系列的制造的再现性及温度变动模型的特性。在汽车领域等较多的应用例中，需要-40℃～105℃的非常大的动作温度范围，此外，甚至可能存在如下情况：装置于例如需要包含光谱测定装置的感测器的杀菌的情形时，会处于较大的温度循环。

(4)间隔各式各样的微机械加工MEMS/MOEMS平行极板电容器显示被称为「引入」现象的现象。若控制电压超过特定的电平而增加，则系统突然变得不稳定，可动极板朝向固定极板加速，极板间的间隔急速地减少，极板相互碰撞。根据装置，该类型的所谓「引入」事故可能会带来装置寿命的终结或性能劣化、或至少装置的各个校准特性的损失。确实地避免该失控现象非常重要。

(5)若超过该电压则产生「引入」现象的控制电压与波长校准本身同样地依存于温度。该情况意味着，施加控制电压的容许动作范围具有温度相关性。在实际的应用例中，该情况意味着，在掌握哪个范围的控制电压可安全地施加之前，必须首先进行温度测定。

(6)针对每个样品，「引入」电压按制造系列稍微不同。因此，各个别的装置需要关于参照温度T₀时的容许控制电压的该装置本身的最大值、以及将这些最大值转换为其他温度的规则。即，除了波长校准(波长多项式的系数)以外，还有针对个别的每个FPI装置需要进行处理的追加参数。

(7)在制造中，在初次执行各个FPI样品的特征赋予时，并不预先知晓各个「引入」点。百分之几的装置会仅因「引入」现象成为缺陷品，因此制造良率会降低。另外，可容许的安全控制电压动作范围为每个装置的良/不良的选择参数。因此，引入现象通过制造选择过程也会使制造良率降低。

若进行概括，则如将微机械加工MEMS/MOEMS带弹簧的极板电容器装置用作法布里-珀罗干涉仪(FPI)的情形时，具有较大的应用潜在性，关于制造及应用表现出重大的缺陷。该状况可通过第2公开的电子电路及静电致动器控制方法而克服。

[发明的概要]

本说明书中提出的第2公开包括具有电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的微机械加工MEMS/MOEMS系统的不同类型的电气控制装置。如以下所说明那样，可完全避免「引入」现象，可将可使用调整范围大幅扩展，通过不同类型的电气控制装置，能够利用测定及算出间隔d的2个新方法，由此，解决校准及温度相关的较多问题。在最佳的情形时，装置成为利用单一点校准而进行的完全自校准。另外，可使用新的电气控制装置将MEMS/MOEMS系统的共振模式于所期望的共振频率以任意的间隔d并无产生「引入」现象的危险、或产生系统状态的多义性的危险地激发。

第2公开的静电致动器控制器系统可将此种装置的制品设计尤其通过并无任何「引入」现象以及通过经相当扩展的调整范围而以功能范围可大幅扩展的方式进行修正。

目前，具有电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的正在研究的MEMS/MOEMS系统的电气控制通过如下方法而实现：将控制电压施加至电容器电极，由此使两电极以相反的电荷极性充电，使电极间产生引力。如详细的说明所示那样，该顺序关于间隔d就结果而言会产生系统状态的意料的外的多义性，会潜在地导致「引入」现象。

第2公开的步骤包括以下3个本质性要素。

·电性地控制静电致动器，就结果而言获得新颖的控制器电子电路的新方法

·一者为准静性且另一者基于高频测定的2个新的独立的间隔测定方法

·为了其他不同动作的方法而将控制器扩展，例如导入重设，以及为了稳定的共振激发而利用反馈

更详细而言，第2公开的步骤如下所述。

(1)通过控制电荷而非电压(包含DC电流及时间的控制)，而实现致动器系统的电气控制。关于可能的实施方面，利用以下的其他项进行说明。在电荷控制使用DC电流进行的情形时，第2公开的1个要点为能够切换电气控制连接，能够将电荷源或电流源自MEMS/MOEMS静电电容在能够准确地控制的时间内连接或切断。由此，能够将准确地规定的电荷量以适当地规定的方法附加至MEMS/MOEMS电容器，另外，可将产生于电容器的电荷量通过利用开关将电气控制连接仅切断而保持为固定(「冻结」，最大直至泄漏电流)。最后，有以不同应用例要求为对象的多个电荷供给电路，故而这些电流源单元优选为可通过电性地切换而选择。

(2)测定产生于电容器的电极间的电压。该电压早已不用作电气控制信号，故而能够作为从属测定量而利用，由此，基于通过(1)而规定的施加电荷量而赋予电容器的电压。(为了使说明容易理解，以下将该电压称为「所产生的电压」)实际上，该方法通过设定电荷Q并测定所产生的电压V而进行的静态静电电容测定。静电电容强烈依存于电容器电极间的间隔d，故而能够通过获知规定的电荷Q及所产生的电压V决定电极间的间隔。

在平行极板电容器致动器等的简单的电容器几何形状中，若已知有效电容器面积A，则间隔d可利用简单的式来计算。在任意的电容器几何形状中，必须记载电极的间隔与静电电容值之间的关系。此种关系可通过利用相同类型的一系列装置而进行的整体性的校准来确立。在该情形时，该校准对该类型的电容器设计有效。如此一来，能够根据关于更少的简单的电容器构造体的测定静电电容值算出电极间的实际的间隔。

(3)导入高频静电电容测定的新方法。通常，高频静电电容测定通过调制电压，其次测定所产生的电流而进行。由于理解在将电压用作控制参数的情形时系统状态变得不稳定，故而用以进行高频静电电容测定的新方法系将该测定通过于较MEMS/MOEMS振动系统的机械共振频率高得多的频率的较小的信号区域中调制实际的电容器电荷，一面测定所产生的AC电压一面进行。

如(2)所述，能够通过获知所规定的电荷Q及所产生的电压V决定电极间的间隔d。该追加的测定方法(3)由于有在静态静电电容测定中无法获得准确的间隔的动作点，故而需要。这些动作点为与于利用某控制电压驱动系统的情形时产生「引入」现象的点相同的点。

(4)通过将致动器连接于所提供的(重设)电压源，例如以相对于致动器的机械性平衡位置的零伏特而实施重设功能。

(5)具有电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的微机械加工MEMS/MOEMS振动系统的共振激发也使用AC电荷控制。该使用利用由(1)规定的任意的电荷量，即，利用基于电荷的控制而于能够存取的特定的间隔d进行。虽然已经叙述，但能够切换即能够电连接及能够切断不同的可动作驱动装置单元。在该共振激发的情形时，控制器包含能够以为了激发强制振荡而使用的AC电流的相位为基准而检测AC调制振幅及相位延迟的AC电压测定电路。

为了理解这些第2公开的步骤的意思，需要说明所谓「引入」现象的性质的若干个详细的考察。极为重要的是要理解，「引入」现象并非微小机械缺陷，倒不如说是纯粹为机械部分与电气机械力相互作用的理所当然的结果。

[公开的详细的说明]

＜关于状况的简略说明＞

图11表示微机械加工MEMS/MOEMS平行极板电容器及电气配线106的概略。电容器电极具有有效电容器面积A。在力F作用于一极板的情形时，仅容许1个自由度104。由此，一极板103仅垂直于极板而移动，电容器极板103、105之间的间隔d变化。电气配线106及电路以电容器极板103、105与电压的极性无关地以相反的极性带电的方式设置。若无任何外力(假设可忽略重力)，则极板103、105之间的间隔以间隔d_M平衡。此处下标M表示「机械性」。若引力F增加，则极板103、105之间的间隔进而缩小至2个极板接触为止(相当于间隔零)。

伸展Δx与力之间的关系通过胡克定律而赋予。

F＝D×Δx (式2)

其中，D为弹簧常数，

Δx为自零力的点起的弹簧102的伸展。

2个平行电容器极板103、105之间的力可作为电容器的电荷Q的函数记载。

|F|＝(2ε₀A)^-1×Q² (式3)

其中，

ε₀：介电常数

A：电容器的有效面积

Q：电容器的电荷

|F|：力F的绝对值

两电容器电极只要以相反极性的电荷带电，则力F互相吸引而欲使极板间的间隔d减少。引力F所伴随的状态示于图12。

电容器的静电电容仅利用下式给出。

C＝ε₀A/d (式4)

重要的是注意静电电容依存于实际的间隔d。

若使用C＝Q/V及式4，则力F可如下式那样重写。

|F|＝0.5ε₀A×V²/D² (式5)

其中，V为控制电压。

若使用控制电压V，则可将间隔d如下式那样作为控制电压的函数容易地记载。

d＝d_M－D^-1(ε₀A/2)×V²/d² (式6)

其中，D为弹簧常数。

式6中，d的指数为3次，能够使用Cardano的公式来解。在任何情形时，d(V)与V之间的关系均成为较强的非线性。该非线性为通常提供使用7以上等非常高次的多项式的作为V的函数适合于间隔d的校准式的理由。

此种曲线的典型结果示于图13。被选择的参数与2017年5月由浜松光子发行的文献「Technical note:MEMS-FPI spectrum sensors C13272-01/02」所示的实际的数据相关联。若控制电压增加，则间隔最初于小电压时仅缓慢减少。然而，若控制电压上升，则梯度

以控制电压的微小的增量引起电容器极板的相互相对的非常大的位移的方式增加，其导致「引入」现象。请注意能够控制的间隔的有效的范围因该「引入」现象而受到强烈限制，以及该「引入」现象的开始点具有温度相关性。

为了克服现状技术中的该限制，重要的是再次理解电容器极板间的力的物理性起源。即，引力在电容器的一侧的电荷受到通过第2电容器的侧的电荷而产生的电场时产生(反之亦然)。对电荷Q的该双重相关性为引力与电荷Q的平方成比例的理由。另外，已知有作为电荷Q的函数(分别为其平方的Q²)被赋予的平行电容器极板间的力不依存于电容器极板间的间隔d。

因此，所产生的间隔d的式也可(通过不使用控制电压V作为变量)，如下式那样书写。

d＝d_M－D^-1(2ε₀A)^-1×Q² (式7)

式7叙述了间隔d关于Q²为线性。若电荷Q增加，则间隔d根据简单的式7而单调减少。式7又也表示该间隔可通过适当的电荷量而准确地减少至零。该直线性且线性的作为Q²的函数的系统的行为、及广泛的动作范围看似与通过变化的控制电压而扫描间隔时观察到的「引入」现象矛盾。在以下项中，对该反论的理由进行说明。

在静电致动器系统通过控制电压而控制时，增加中的控制电压使电容器极板间的间隔最初减少。然而，每当间隔d减少时，静电电容通过函数1/d而增加，故而静电电容依存于d本身。较控制电压可上升更早地存在1/d开始增加的点。换言之，系统的有效静电电容为了通过控制电压使系统的控制成为可能而变得太快、太大。以下进行该现象的更为定量性的说明。

此处，第2公开的步骤的1个部分为自控制电压向包括可动MEMS/MOEMS电容器构成的动作系统的电荷控制变化。系统行为的变更及其结果可如以下那样，以若干个追加的简单的式进行说明。

若假设电荷Q配置于电容器，则产生以下3个情况。即，

(1)最初，间隔与通过电荷Q与因其产生的引力而决定的新的间隔d一致。因此，可将所需的控制电荷作为间隔d的函数容易地表示。

Q(d)＝(2ε₀AD)^1/2×(dM－d)^1/2 (式8)

该状态示于图14。

式8的Q(d)相对于所有间隔d＜dM而适当地定义。

(2)静电电容C变化为式4的新的值。

(3)以该所给出的间隔产生于电容器的两端间的电压V利用下式获得。

V(d)＝Q/C(d)＝[2D/(ε₀A)]^1/2×(dM－d)^1/2×d (式9)

请注意V(d)作为d包含2个贡献。即，1个项与d的平方根一起减少，第2项与d一起直线性地增加。该情况导致通过电荷Q(d)而产生的以厚度d的函数表示的所产生的电压V(d)如图15所示，相对于d具有最大值的意料的外的结果。

根据式9，可容易地算出与最大电压V_max相关的厚度d。关于间隔d各者而V的1次导函数成为0的条件，即V(d)的极值的条件简单地利用下式给出。

d(V＝V_max)＝2/3×d_M (式10)

根据该考察，明确地表示以下情况。

(1)虽然无单一的解，但只要电压未达特定的最大电压值V_max，则相对于1个所给出的值的间隔d，有更稳定的解(图15)。该发现与式6关于d为3次且相对于3个解会成为零的情况对应。数学上而言，所获得的从属d(V)并非函数，而为关系。作为间隔d的函数的电压具有梯度

无限大地发散的最大值。在具有相同值的V的式6的2个解(指2个可能的d的值)相互接近的情形时，系统变得不稳定，系统可能会于两状态之间任意地振动。在控制电压最终超过V_max的情形时，该系统无稳定解，作为结果产生「引入」现象(关于详细情况请参照图17～图20的图的描写)。由于这些理由，电压V作为致动器系统的控制参数明显不合适。其结果，电压控制非常受限制而成为仅针对局部性范围201的间隔d适当的控制参数(与目前的现状技术对应)。

(2)若使用电压作为系统控制变量，则「引入」现象于式10给出的间隔d(V＝V_max)时通过发散的梯度

及其符号的变化而引起。简单而言，「引入」现象为于使间隔d减少时通过相对于1/d的静电电容相关性(式4)而产生的纯粹的「电性」现象。

(3)在通过控制电压而扫描时，有效的范围由于「引入」现象将该有效的范围自d_M限制为d＝2/3×d_M(参照式10)(图16的曲线V(Q)的枝部201)，故而被大幅限制。因此，调整范围被限制为于使用电压控制时作为整体能够利用的位移范围d_M的33％为止。

在以绝对数广泛的调整范围应通过电压控制而实现的情形时，唯一的设计选项由于上述d_M的33％的调整范围限制，而选择较大的d_M的值。

第2公开的基于电荷的静电致动器控制装置及方法克服该限制。

(4)请注意「引入」现象与初始间隔d_M无关，在此种线性系统全部中，以d＝2/3×dM(参照式10)产生。其意味着，若零力间隔d_M较大的系统也又通过电压控制而扫描至超过V_max的值为止，则显示此种「引入」现象。无须接近间隔d为μm的较小的值或次μm的间隔。

为了简单地进行，而假设上文考察的系统包括理想的平行极板电极，且严格地根据胡克定律的式2。请注意，在系统通过非线性而并未完全根据胡克定律的情形时，或于电极具有不同的形状(例如，环形片形状)的情形时，通过电荷Q(d)而产生的电压V依然将最大电压V_max视情形以与式10给出者稍微不同的间隔表示。

作为结论，存在具有电容性构造体及至少1个带可动弹簧的电极的静电致动器系统，在该系统中，通过电荷Q而产生的电压V(Q)有相对于电荷量Q的最大值。在此种静电致动器系统中，优选为并非通过控制电压来控制致动器系统而是通过电荷Q的量来控制致动器系统。其理由在于，所产生的电压V的最大值V_max相对于电荷量Q存在的此种系统不保有相对于电压V＞V_max的稳定解，若控制电压V超过V_max则「引入」现象立即产生。

考虑该考察，第2公开的步骤的要点1为自无法不存在多义性地应对间隔d的全范围的基于电压的控制转变为基于参数「电荷Q的量」的控制区域。若使用电荷控制，则控制参数Q如图14所示那样关于d而成为单调。因此，无任何多义性，又无任何「引入」现象，而能够应对自d＝d_M至d＝0为止完全的间隔范围(图16的201及202)。因此，能够实现的位移范围并非由使用作为现有技术的电压控制时的电气控制的方法来限制，而是仅由弹簧102的弹性范围的机械性极限来限制。

为了指示该方法的原理及基本实现性，又为了说明能够实现的扩展，图21表示简单的电路。其概念为，将较MEMS/MOEMS电容器A110而言静电电容C_B小、或非常小的追加的电容器B111于电容器A切断的期间利用超过图16所示的最大电压V_max203的负载电压电平V_B114充电。在该时间中(在将图21的S1切换之前)，测定电容器A中的电压115。若具有已知的电容C_B的电容器B的充电完成，则向电压源的电连接切断，电容器A与B连接。

自电容器B向电容器A的电荷迁移进行至两电容器的电压相等为止。迁移的电荷量可根据负载电压V_B、电容C_B、及连接前的电容器A的电压V来计算。

电荷的量为积分时间之间的电流的时间积分。通过串联连接于电荷供给电路的高速开关，可于准确地规定的任意时间内将充电源自MEMS/MOEMS电容器连接或切断。因此，可将任意的所期望的电荷量准确地附加于MEMS/MOEMS电容器。如此一来，电容器可利用任意的所期望的电荷量充电，该电荷量规定静电致动器的静电电容的间隔d的动作点。

在上述法布里-珀罗干涉仪FPI等实际的应用例中，光谱测定可于所规定的间隔d的动作点进行。在以2次动作的FPI的例中，峰值传送波长等于MEMS/MOEMS电容器的极板间的间隔。

若考察图21，则发现第2公开的步骤的以下要点。

若代替电压V而利用电荷Q控制系统，则电压具有通过MEMS/MOEMS致动器的电容性构造体的电荷量Q而产生的电压V(Q)的含义。因此，所产生的电压可作为赋予追加的信息的追加的测定量而起作用。在具有电容性构造体的MEMS/MOEMS系统中，一面测定MEMS/MOEMS平行极板电容器的所产生的电压、一面定量地控制电荷量Q的情况为基于已知的式C＝Q/V的静态静电电容测定的单纯的新方法，上式应在此处更佳地如下式那样书写，

C＝Q/V(Q) (式11)

且表示：Q为动态地设定的控制值，及

V(Q)为通过为了将电极的间隔设定为目标值d所需要的电荷Q(d)而产生的依存值。

在MEMS/MOEMS平行极板电容器中，极板间的间隔d于有效电容器面积A已知的情形时，可根据式4直接计算。值得关注的是，该基本式C＝Q/V与相对于d所产生的电压V于特定的间隔d＝d(V＝V_max)表示最大值的情况无关，而保持有效。上述静态静电电容测定的间隔d的决定也于图15中电压V取最大值V_max的点、及梯度

发散的点上发挥功能。

关于具有电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的另一MEMS/MOEMS致动器系统，需要关于电极的间隔与静电电容值之间的关系的说明。若关于致动器的电容器的设计而测定及确立特征性的此种关系，则能够根据测定静电电容值算出电极间的实际的间隔。该顺序的优点明显。即，在MEMS/MOEMS致动器系统参数「间隔」的校准中，并不参照可具有温度相关性或迟滞的SET点值，而是参照反映温度变化或机械性迟滞的影响的瞬时的静电电容的测定值。

在若干个应用例中，对间隔测定中的长期的精度的必要条件非常严格。如背景的项所述那样，间隔d于较多的应用例中，例如于红外光放射的峰值传送以与间隔d相等的波长产生的2次的FPI中(于AOI＝0°的情形时)，必须非常精密地掌握。

因此，第2间隔测定方式被发明以专用于下述微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器的使用。

广为人知的静电电容的测定的方法使用高频(HF)静电电容测定。在典型的HF静电电容测定中，施加较高的频率的较小的振动电压信号，测定所产生的AC电流。若转为现状技术的MEMS/MOEMS致动器控制系统，则AC电压调制必须施加至DC控制电压。然而，若于DC电压控制区域中动作，上文详细地叙述的因多价的关系V(d)而产生的所有问题会恢复如初。此处，在第2公开的步骤中，将HF静电电容测定对照电荷控制方法按照以下的顺序进行。

·以使静电致动器位移至所期望的间隔d的方式设定电荷量Q(d)。

·通过开关将电荷供给电路自电容器切断。

·连接于小信号AC电流源I(t)的供给源。

·测定作为施加AC电流电平的函数的所产生的AC电压调制V(t)。

·作为角频率ω的函数的复阻抗Z(ω)通过Z(ω)＝V(ω)/I(ω)而获得，所求出的静电电容C通过C＝(ω×|Z(ω)|)^-1而获得。

为了使进一步的说明变得容易，可将该方法称为「电流注入HF静电电容测定」。请注意MEMS/MOEMS静电致动器具有机械共振频率。共振振动可在通过电荷量Q而规定的任意的动作点d(Q)的周围产生。

为了第2公开的目的，非常重要的是，根据所需的精度以足够高于共振频率的例如高至少10倍的频率进行该「高频」测定。由此，MEMS/MOEMS电容器电极的活动无法追随这些激发频率，故而避免由AC电流所致的机械共振的激发，间隔d不依存于AC电流信号。最后，根据式4，在有效电容器面积A已知的情形时，能够算出电容器的极板间的间隔d。

根据通过准静性静电电容测定方式、或通过电流注入HF静电电容测定方法而定量地算出实际的间隔d的可能性，关于此种微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器装置的应用的若干个问题一次解决。

·若已知所使用的MEMS/MOEMS静电致动器的电容相对于间隔d的大概的相关性，则可根据瞬时的电荷控制值Q、及所产生的电压V(Q)计算所有瞬时的间隔值d。

·在已知相对于间隔d的相关性的MEMS/MOEMS平行极板电容器(式4)中，最佳情况非个别完全波长校准多项式必须针对每个装置测定并计算。将1个间隔d在1个已知的电荷量及1个温度下测定的情况主要对有效电容器面积A的精密掌握而言充分。其他所有从属要素可于动作中，通过利用提出的方法算出间隔，即通过并非将电压用作控制参数而能够将电压用作测定量，从而进行测定。

·使实际的间隔d变化的温度变动在再次测定实际的间隔d时变得显著。

·长期的漂移或迟滞的影响通过例如于装置的扫描控制的期间执行实际的间隔d的新的测定而去除。

带弹簧的微机械加工MEMS/MOEMS致动器系统具有机械共振频率。共振振动有在任意的准静动作点产生的可能性，该动作点通过利用(静态)电荷量Q(d)规定的平均间隔d而赋予特征。在若干个应用例中，装置以机械共振或接近机械共振的状态动作。为了激发共振模式，系统通常通过能够调整振幅及频率的电压调制而驱动。如「电流注入HF静电电容测定」的项中所叙述那样，该调制必须施加至DC控制电压(又，由于上文所叙述的其缺点故而不期望的区域)。为了使第2公开的控制器的动作于共振振动的驱动的情形时也扩展，必须以如下方式向下推进。

·为了将致动器静电电容调整为所期望的间隔d而设定电荷量Q(d)。

·通过测定所产生的电压(即，静态静电电容测定)，及/或通过电荷注入HF静电电容测定而决定实际的间隔d。

·通过开关将电荷供给电路自电容器切断，或者，使电流源电路的振幅降低至零。

·连接振幅及频率能够调整的小信号AC电流源。

·测定作为所施加的AC电流的函数的所产生的AC电压调制的振幅及相位延迟。

与关于电流注入HF静电电容测定的上的讨论的差异为于电荷Q的动作点连接于电容器的AC电流调制使振动性机械系统的所谓强制振动产生。在激发力与机械振动之间有相位延迟，该相位延迟在非常低的频率为0度，在等于共振频率的频率达到90度，在较共振频率高得多的频率则接近180度。自0度向180度的上升在振动性系统的内部阻尼较小的情形时，即，所谓「Q值」较高的情形时，可于共振附近变得非常快。作为结论，间隔d也又成为时间的函数，具有AC电流的频率，但伴有特征性的振幅及相位延迟，(在特定的迁移时间之后)周期性地振动。通过自电压控制向由第2公开教导的电荷/电流控制变更，而与现状技术相比获得以下的优点。

·可应对自d＝0至零力状态d＝dM为止的所有间隔值。激发力及频率可任意地选择。

·关于振动性MEMS/MOEMS静电致动器系统，可决定所产生的振幅及相位延迟，由此，可实现活动状态的完全的控制。

该检测方法的较小的缺点为，在该方法中，在DC电压达到梯度

成为零的最大V_max的动作点Q的附近，灵敏度可能会变低。

在上述振动运动控制器及其关联测定系统(基于控制电荷量的新颖的致动器控制系统的第2公开)中，与现状技术的电压控制相比有下述若干个基本优点。

·提出的方法可应对所有间隔d而利用，完全无不稳定性，又完全无「引入」现象的危险。

·系统的驱动力关于Q²为线性(式3)。其提示以下情况。即，通过电荷Q的正弦波变动而产生的驱动力与实际的间隔d无关，又与受该力的影响的系统的实际的活动无关。在代替使用电压控制的情形时，施加正弦波控制调制电压，意味着力F与V²/d²有关系(式5)。激发力本身依存于振动中的实际的间隔d，该间隔d继而以能够再现的方式受到该力的影响。该循环依存性会带来无法预测且不希望的影响。

·第2公开的方法提供振动频率、振幅及相位延迟的检测系统，该检测系统直接检测参数d的机械性活动。所产生的电压V(包含AC调制)通过式C＝Q/V与式4而获得，该式4代入了可根据电压V直接计算间隔d的V＝Q/C＝(Q/εoA)×d (式12)。

有效电容器面积A可通过利用简单的单一点校准，例如针对各个静电致动器关于已知的电荷量测定间隔d而算出。

[优选实施方式的详细说明]

第2公开的主要目的在于将具有至少1个可动静电电容电极及1个带弹簧的静电电容电极的静电致动器的设定点(动作点)并非通过如现状技术中的控制电压而控制，而是通过配置于电极的电荷量而控制。为此，可使用能够自图22的静电电容210通过各开关而连接或切断的不同的电荷供给电路。通过较佳的电荷供给电路的连接的高速及高精度的时序控制、以及其特性，能够将准确获知的电荷量附加至电容器。

鉴于上述目的，第2公开使用图22所示的系统而实现。静电致动器静电电容210相对于电流源211、电压计213及重设开关215而并联地电连接。电流源211可使用开关212而切换为打开或关闭。电压计213可使用开关214而切换为打开或关闭。

电流源211产生定电流I。在开关212关闭，电流I流通时间t的期间时，电荷Q＝I×t附加至静电致动器静电电容210的电极。在致动器静电电容210的电极间测定电压V(Q)。在平行极板静电致动器的情形时，由于上述理由而观测图23所示的典型的电压对电荷曲线V(Q)。曲线V(Q)具有最大值，该最大值带来该点的发散有效静电电容。有效静电电容C_eff如图24所示，通过Q(V)的1次导函数，C_eff＝dQ/dV＝(dV/dQ)^-1而获得。

关于静电致动器的电极的一者连接于地面或致动器的盒体的情形，适当的精密电流源的优选实施方式示于图25。使用运算放大器221的该电路作为Howland电流泵为人所知。为了获得接近理想的行为，必须满足以下的电阻的条件，即R1＝R2，R3＝R4，R5＝R6。基于这些状况，电流I将静电致动器静电电容220通过随时间线性地增加的电荷量Q，Q＝I×t而充电。电流I为输入部222中的程序电压V的线性函数，I＝V/R6×(R3+R5)/R1。

关于静电致动器静电电容的两电极浮动的情形，适当的精密电流源的优选实施方式示于图26。使用运算放大器226的该电路作为互导放大器为人所知。电流I将静电致动器静电电容225充电。电流I为输入部227中的程序电压V的线性函数，I＝V/R，R为电阻228的值。

在较理想为将较小的增量的电荷附加至静电致动器静电电容的电极的情形时，优选为开关电容器原理的电流源211。此种电路例如记载于W.A.Clark的美国专利第5,969,513号，「Switched Capacitor Current Source for Use in Switching Regulators」。开关电容器电流源如记载于例如B.R.Gregoire及U-K.Moon的IEE Trans.Circ.Sys.II:Express Briefs,Vol.54,No.3March 2007("A Sub 1-v Constant G_m-C Switched-Capacitor Current Source")那样，可使用标准性的半导体技术，作为集成电路而非常有效率地安装。

开关电容器电流源的优点为其纯粹的数字动作。即，完全相同的电荷封包在数字开关的控制下供给，控制电压的准确的模拟选择无任何必要。

大多数开关电容器电流源为单极性，即，可仅供给一方向的电流的流动。在此种情形时，为了制出第2公开中需要的双极性电流源，必须将向相反方向供给电流的流动的2个开关电容器电流源并联地连接。

第2公开的完全的静电致动器控制系统的优选实施方式示于图27。该控制系统包括对图22所示的静电致动器控制器的所有要素进行控制的数字控制器系统231。数字控制器系统231执行用以控制静电致动器230的机械性位移的一系列指令的所有步骤。

在第1步骤中，将开关234、238及239打开。在第2步骤中，将重设开关239关闭。由此，静电致动器静电电容230完全放电，致动器返回至其机械性零力位置。在第3步骤中，将重设开关239打开，将电压计开关238关闭。由此，静电致动器230的电极间的残留电压(「重设电压」)的测定成为可能。测定通过电压计235而进行，电压计的模拟输出236通过模拟-数字转换器237而转换为数字值。所获得的重设电压的数字值存储于控制器231的内存。此处，系统成为用以控制静电致动器230的位移的重复步骤序列的准备完成的状态。

各重复步骤序列自将电流源开关234关闭开始。在特定的时间t的期间，电流源232将静电致动器230以电流I进行充电，将电荷封包ΔQ＝I×t附加至致动器静电电容230。I的值或电荷封包ΔQ的尺寸通过数字控制器231经由控制信号233而决定(掌握)。若将所供给的所有电荷封包ΔQ进行合计，则成为堆积于致动器230的电极的总电荷Q。电压计235继续测定致动器230的电极间的电压V(Q)。

通过V(Q)为已知，算出有效静电电容C_eff(Q)通过计算1次导函数C_eff(Q)＝dQ/dV＝(dV(Q)/dQ)^-1而成为可能。如图24所示，C_eff(Q)为电荷Q关于随之产生的静电致动器230的位移的一对一的尺度。尤其，C_eff(Q)的符号明示静电致动器230的状态。在C_eff(Q)为正的情形时，若致动器处于其零力位置的附近，重设开关239关闭，则致动器返回至其零力位置为止。在C_eff(Q)为负的情形时，若致动器通过所谓「引入」点，重设开关239关闭，则致动器被强迫移动至其极限位置d＝0，因此电极接触，可能会产生致动器的不可逆的损伤。在C_eff(Q)为负的情形时，尽管如此，通过实施对0＜V_reset＜V_max的正重设电压V_reset的重设，也能够使致动器移动至0与2/3×d_M之间的任意的间隔。然而，仅通过电压控制而返回至零力平衡位置的情况于C_eff(Q)为负的情形时不可能。

在致动器位移步骤的完全的一循环结束之后，必须计算C_eff(Q)。在C_eff(Q)为正的情形时，将开关234及238打开且将重设开关239关闭较为安全。由此，致动器230安全地移动至其零力位置。然而，在C_eff(Q)为负的情形时，必须以致动器230上的总电荷Q可通过经反转的电流的流动而减少至未达引入点的方式，将电流源232的极性通过控制信号233而改变。在总电荷充分减少至特异点及未达C_eff(Q)的符号变化之后，将开关234及238打开且将重设开关239关闭较为安全。由此，致动器230安全地移动至其零力位置。

在图22中，对电流源211赋予开关212，对电压计213赋予开关214。若安装电流源211及电压计213的电子电路为具充分的特性者，则也无须对电子电路赋予开关212及214。

在电压计213为如附加至静电致动器静电电容210的电荷Q不经由电压计213而显著放电这样程度的高阻抗的情形时，又，在电压计213所具有的静电电容与致动器210的静电电容相比微小的情形时，开关214多余。

在电压计213利用如无须为了将测定用的充分的时间赋予至电压计213而将电流源211通过开关212切换为关闭这样程度的高时间分辨率进行测定的情形时，开关212多余。或者，在能够将电流源211的电流以高速改变，且能够将电流改变至零为止的情形时，开关212仍然多余。

在这些情形时，图22所示的第2公开的静电电容致动器控制系统可简化为图28所示的系统。依然需要的唯一的开关为重设开关215。

可使用上述电荷注入HF测定方法测定致动器静电电容210的第2公开的静电致动器控制系统示于图29。小信号AC电流注入源216相对于电流源211、电压计213及重设开关215并联地连接。若需要，则AC电流注入源216可使用开关217自系统的其他要素切断。如上述那样，AC电流注入源216将致动器静电电容210以高速充电及放电，但静电电容210的电压通过电压计213而观测，该电压计必须有足以追随AC源216的振动的时间分辨率的能力。如上述那样，若已知AC电流I(t)、电压V(t)及振动角频率ω，则可算出静电电容210。另外，通过获知I(t)及V(t)，也能够决定I(t)与V(t)之间的相位角，获得关于静电致动器210的状态的追加信息。

电压计213可作为2个不同的并联的电路而实现。即，1个为用以测定致动器静电电容210的绝对电压的低速但高精度的满刻度电压计，1个为用以测定对致动器静电电容210带来的小信号AC电流注入源的影响的高速但小信号的电压计。「高速」及「低速」的用语与AC电流注入源216的调制频率有关。「低速」指测定频率较AC源216的激发频率低，「高速」指测定频率较AC激发频率高。

第2公开的特征可如下那样记载。

[特征1]

一种电气致动器控制器，其具备电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极，由此，能够通过利用电气机构施加至电容器的力而改变上述电极间的机械性间隔d的微小机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统用的电气致动器控制器，且

上述电气致动器控制器具备具有至少1个可动电极的电容器系统，该电容器系统的特征在于通过电荷Q而产生于上述电容器的电压V作为电荷量Q的函数显示至少1个最大值，

上述电气致动器控制器的特征在于，

作为静电电容电极间的牵引的机械力的供给源的直接控制，通过上述电荷量Q而直接驱动上述系统，

上述电气致动器控制器系通过如下器件而实现：

(1)1个或多个电荷供给电路，其将原理上能够重复切换的外部负载电容器等的已知的电荷量准确地供给，或优选为并不仅限定于电荷供给电路；

及

(2)电子开关，其将上述电荷供给电路以非常高速、且在任意的时间、且在任意选择中重复，使自上述致动器的电容器分别连接或切断成为可能，由此，能够将上述致动器的电容器的总电荷量与上述1个或多个所使用的电荷供给电路的特性一起规定为定量电平，并且能够将特定的电荷量例如(并不仅限定于此)为了执行基于可动电极电容器系统实施的测定的目的而长期保持为固定。

[特征2]

一种测定系统，其特征在于，其使用特征1中所记载的直接控制上述电荷量Q的上述电气致动器控制器的情形时的通过特征1中所记载的上述微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统的上述电极间的间隔d而形成的上述电容性构造体的瞬时的静电电容的测定系统，

本特征的上述瞬时的静电电容的上述测定系统为：

控制器系统控制对上述致动器的静电电容的施加电荷量，以及该电荷量为已知或可通过上述电荷供给电路的特性及上述开关的时序而决定，

以及，

上述电气致动器控制器包含用以测定产生于上述电容器的两端间的电压的电路，由此，通过获知电荷量Q及所产生的电压V，可决定通过上述静电致动器系统的上述电极间的瞬时的间隔d而形成的上述电容性构造体的电容。

[特征3]

一种测定系统，其特征在于，其为使用特征1中所记载的直接控制上述电荷量Q的上述电气致动器控制器的情形时的通过特征1中所记载的上述微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统的上述电极间的间隔d而形成的上述电容性构造体的瞬时的静电电容的测定系统，

本特征的上述瞬时的静电电容的上述测定系统为：

首先，上述控制器将固定的电荷量附加至上述静电电容，其结果，以上述极板间的上述间隔接近所期望的间隔的方式调整，其次，将上述电荷供给电路自可动极板电容器切断，

其次，经由追加的开关，而将较振动平行极板电容器的共振频率高得多的频率的AC电流注入至该电容器，

上述电气致动器控制器包含用以测定自上述电容器所产生的AC电压调制的电路，由此，通过获知电荷量调制ΔQ及所产生的被测定调制电压ΔV，而决定通过上述静电致动器系统的上述电极间的瞬时的间隔d而形成的上述电容性构造体的高频静电电容。

[特征4]

一种系统，其特征在于，其为使用特征4中所记载的直接控制上述电荷量Q的上述电气致动器控制器的情形时的特征1中所记载的具备电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的上述微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统用的用以将强制振动激发而测定振动状态用的系统，

本特征的静电致动器用的用以将强制振动激发而测定振动状态的上述系统为：

首先，上述控制器将固定的电荷量附加至上述电容器，其结果，以上述电容器的电极间的间隔接近所期望的间隔的方式调整，其次，将上述电荷供给电路自上述电容器切断，

其次，经由追加的开关，而将能够调整的振幅、及具有低于、或等于、或高于振动致动器电容器的共振频率的频率的AC电流连接于该电容器，

上述AC电流驱动上述振动致动器电容器的强制机械振动，

上述电气致动器控制器包含用以测定自上述电容器所产生的AC电压调制的可检测调制电压振幅与相对于施加AC电流的相位的该相位延迟的电路，由此，在至少过渡振动相位之后，可完全决定上述静电致动器的上述强制振动的振动状态。

[特征5]

一种电气动作控制器，其特征在于，其为特征1～4的电气动作控制器，上述电气动作控制器的优选实施方式通过优选地配置于具备至少1个带弹簧的可动极板的上述微机械加工静电致动器的附近的用于特定用途的集体电路(ASIC)而实现。

[特征6]

一种静电致动器控制系统，其用以利用包括并联地连接的3个电气构成要素、即能够切换的双极电流源、能够切换的高阻抗电压计、及重设开关的静电致动器的全部的机械性位移范围。重设开关为了将静电致动器放电，且为了使致动器移动至其机械性零位置而使用。双极电流源为了使已知的电荷封包连续地堆积于静电致动器的电极而使用，会带来作为总堆积电荷Q的单调函数的机械性位移。电压计为了决定静电致动器的电极间的实际的电压V(Q)而使用。使用该信息，计算作为致动器的有效静电电容的1次导函数dQ/dV＝(dV/dQ)^-1，而可使用该有效静电电容决定致动器的机械性位置。在一动作周期结束之后，主动地使用双极电流源将静电致动器放电。该动作序列在数字控制器系统的控制下执行。

[第3公开]

第3公开为关于为了将具备电容性构造体与至少1个带弹簧的可动电极的微机械加工MEMS/MOEMS系统通过电荷量而非电压来控制而使用的静电致动器控制器的操作及校准特有的方法，尤其关注可表示此种电容性构造体相当的或至少无法忽略的泄漏电流而记载。

相关技术为第2公开，第2公开包含存在无法忽略的泄漏电流的电容性构造体用的静电致动器控制器的使用。

[背景]

具有可动部分的MEMS及MOEMS构造体必须动作。已知动作的多种方式。1个可能的选项为适当的致动器构造体的静电动作。存在具备电容性构造体与可通过控制电压而动作的至少1个带弹簧的可动电极的特别的微机械加工MEMS/MOEMS系统。作为一例，存在基于利用此种致动器构造体使近红外光谱范围的光谱分析成为可能的MEMS的法布里-珀罗干涉仪。

此种系统的重要的特征为电容性构造体的电容依存于电极间的间隔d，若d减少，则电容单调地增加。

作为此种构造体的一例，平行极板电容器的电容由下式给出。

C＝ε_oA/d (式13)

此处，

ε_o：介电常数

A：电容器的有效面积

d：电极间的间隔

第2公开教导，关于将此种电容性构造体与至少1个带弹簧的可动电极一起具备的此种微机械加工MEMS/MOEMS系统，电压V作为配置于电极的电荷量Q的函数可表示最大值。电压最大值可如下那样进行说明(比较图30)。

·在零电荷时，电容器的电压也又为零。

·若电极的电荷量增加，则电极间产生引力。作为结果，电极间的间隔d缩小，电容性构造体的电容增加。最初，在d较大时，电容随d一起逐渐变化。因此，电容器的电压也增加。

·若堆积电荷量进而增加，则电极间的间隔减少，电容的增加逐渐变快，电极相互接近(例如，如式13中所见)。其结果，电压V(Q)会具有最大值Vmax。在更大的电荷量时，与电荷量Q的增加无关，电容器的电压再次减少。

若欲通过电压控制而控制此种系统，则较V_max稍大的控制电压V_control导致较快的失控现象，所谓「引入」现象。该现象为两电极相互结束碰撞，在该碰撞中通常致动器装置损伤。

第2公开教导以下内容。

·若将电压控制置换为电荷量的控制区域，则安全且无「引入」的动作成为可能。

·若使用电荷控制，则变得可存取由于V(Q)存在最大值及所产生的「引入」现象故而通过电压控制无法存取的电极间的间隔的调整范围。

·若将1个或多个电流源与开关组合，则可将任何任意的电荷量Qc也附加至致动器的电容性构造体的电极。

·另外，进行由具有被准确地控制的电荷量Q的电容器所产生的电压V(Q)的测定为用以算出致动器的电容性系统的实际的静电电容的准静性方法。电极间的实际的间隔d在静电电容与电极间的间隔的间的关系例如通过校准测定而获知的情形时，可根据此种实际的静电电容值算出。

·注入具有较具备电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的振动MEMS/MOEMS系统的共振频率高的频率的AC电流且进而测定电容器的电压的AC振幅为HF静电电容测定，该测定有与静电致动器控制器的电荷/电流控制的适合性。

与第2公开相关的所有考察可忽略泄漏电流而进行。然而，现实的MEMS/MOEMS构造体可能会有相当的泄漏电流。泄漏电流限制上述「静电致动器控制器」的重要的优点的应用性。第3公开为通过提供用于存在无法忽略的泄漏电流的静电致动器系统的确实的控制的控制器系统及动作模式，而克服该缺点。

[公开的概要]

以下提出的第3公开克服第2公开的因致动器的电容性构造体存在无法忽略的泄漏电流所致的应用性限制。

第3公开的步骤包括5个本质性要素。第2公开的所有概念于任意时间的电容器的电压、泄漏电流源、及分离电阻R_leak以充分的精度已知的情形时，能够应用。

第3公开的第1步骤导入如下构成：利用至少1个追加的能够切换的参照电阻器与使用该追加的参照电阻器的专用的测定方法，可准确地算出分离电阻R_leak。该校准测定可基于任意的实际的动作条件于任意的时间重复。在该方法中，若存在相对于电容器的电压V或控制电荷Q_c的分离电阻R_leak的相关性，则甚至能够测定该相关性。

在电荷控制区域，首先将规定电荷量附加至电容器。在以下步骤中，将所有电流源自电容器切断。存在无法忽略的泄漏电流系通过电容器的电荷量Q随着时间的经过减少，而使所选择的设定点变化。

因此，第3公开的第2步骤导入可保持通过控制电荷量Q_c而规定的动作点的控制电流的反馈回路。通过关系V(Q)有最大值，而其导函数dV/dQ使符号变化，因此，通过电容器的电荷量Q_c而产生的电压不适合作为控制闭回路的检测值。取而代的的是，控制闭回路以将静电电容用作检测值动作的方式制作。静电电容值使用「电流注入」HF静电电容测定系统来测定。

第3公开的第3步骤为将第3公开的第2步骤的构成用作通过电容器的控制电荷量Q_c而规定的不同动作点的分离电阻R_leak的追加的测定方法。

第3公开的第4步骤导入追加开关，该追加开关让使用静电致动器控制器的1个或多个精密电阻器及内部电压测定系统的系统内的所有电流源的再校准成为可能。追加开关的导入由于有时应控制的电流非常小，故而本质上为必需。

第3公开的第5步骤导入如下动作方式：不使用主动反馈控制而极度简化，但静电致动器控制器的仅局部动作范围无产生引入现象等任何失控现象的危险地发挥功能。

[发明的详细说明]

第2公开教导，在具备电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的微机械加工MEMS/MOEMS系统的电荷控制中，与电压的控制相比，有若干个优点。

为了活用这些优点，第2公开提出有图31所示的电路。电流源311将电流I经由开关312而供给至致动器的电容性构造体310。通过经由开关314而将电压测定电路313连接于电容器310，可测定通过电容器310的电荷量Q而产生的电压V。通过重设开关315，可将电容器的电压重设为零。

目标的控制电荷量Q_c通过供给已知的电流I的精密电流源311与连接/切断切换312的准确的时序的组合，而附加至电容器。

图32表示将实际的电容器的等效电路纳入考虑时的图31的静电致动器控制系统。示出了分离电阻R_leak320、等效串联电阻R_ESR321及等效串联电感L322。

串联电阻R_ESR通常较分离电阻R_leak低得多，因此假设R_ESR可忽略。电感L322也又假设可忽略。以下仅考察R_leak的影响(图33)。

静电致动器控制器通过将规定电荷量附加至电容310而控制致动器。然而，通过电流源311而供给的电流于节点323分流。泄漏电流I_leak依存于电容器C的电压、及分离电阻R_leak。任意的时间t₁的电容器的电荷Q_c(t)由下式(式14)给出。

[数1]

此处，

I为作为开关312关闭期间的时间的函数的电流源311的电流，

V(Q_c(t))为使用电压计313测定的电荷Q_c的电容器在开关314关闭时的整段时间内的被测定「所产生的电压」，

t_o为开始时间，

t₁为实际的电荷量Q_c(t)应被考虑或控制的实际的时间。

在通过电流源311而供给的控制电流已知，所产生的电压V(Q_c(t))通过电压测定系统313而测定的情形时，式14表示，若R_leak已知，则可于任意的时间t准确地控制电容器的电荷量Q_c(t)。因此，第2公开中所记载的静电致动器控制器的方法中，若分离电阻R_leak以充分的精度已知，则可在无法忽略的泄漏电流的存在下使用。

通常，具有固定电容的电容器C的分离电阻R_leak可通过如下方法算出：将电荷Q附加至电容器，其次，将任何电流源或控制电压均切断，其次，在电容器通过泄漏电流而放电的期间，将由电容器所产生的电压作为时间的函数测定。该方法于上述致动器中，该电容器因至少1个带弹簧的可动电极而不具有固定电容，故而不起作用。如图30的例所示，电极间的间隔通过电荷量Q_c的减少而增加。与之相应地，电容减少。电压V(Q)如固定电容电容器的情形那样不以指数函数衰减。在上述致动器中，根据动作点，电压V甚至可能于电容器的电荷量通过泄漏电流而减少时上升。其为图30所示的关系V(Q)中的最大值的结果。作为结论，用以算出具有非固定电容的电容器C的分离电阻R_leak的既有的方法无法应用。

因此，第3公开的第1步骤为将图34所示的具备具有已知的电阻R_ref的参照电阻350与开关351的至少1个组合的静电致动器控制器扩展、以及导入准确地算出分离电阻R_leak的以下的方法。

·电容器自零电荷(即，通过重设开关315而进行的电容器的重设后)开始，使用通过电流源311而施加的相同的定电流I，以定电流I＞V_max×(R_leak ^-1+R_ref ^-1)的条件，充电2次。

·充电循环中，电压V作为时间的函数被测定。

·一充电循环(通过时间t1而赋予特征)在参照电阻350的任一者通过关联开关351而切断的期间执行。

·另一充电循环(通过时间t2而赋予特征)在至少1个参照电阻350通过将至少1个开关351关闭而连接的期间执行。

根据在跨及2个充电循环中的时间而产生的电压的函数的差异，分离电阻R_leak可于与参照电阻350的已知的电阻R_ref的关联中算出。

以下表示用以自该测定方法提取所期望的信息的1个可能的方法。充电循环的简洁的分析表示，通过电荷量Q_c而规定的系统动作的各系统状态相等。其意味着，若达到电容器的相同的控制电荷Q_c，则至少关于图30的电压最大值V_max203出现前的枝部201及出现后的枝部202各自的电压电平，仍然会观测到相同的所产生的电压V(Q_c)。

在连接参照电阻器350的充电循环中，相对于放电的总电阻通过电容器C310及与该分离电阻R_leak并联地电连接的追加电阻器350而减少，由此，达到相同的充电状态Q需花费更长的时间。因此，在相同的电压电平V(t₁)＝V(t₂)＝V(Q)，作为时间的各者的梯度的开关351打开的时间t₁的s₁(t₁)＝dV/dt与开关351关闭的时间t₂的s₂(t₂)＝dV/dt不同。在该情形时，分离电阻的倒数R_leak ^-1可通过简单的下式算出。

R_leak ^-1＝I/V(Q)－s₁/(s₁－s₂)×R_ref ^-1 (式15)

此处，

I为固定负载电流，

V(Q)为两个充电序列的被测定等电压电平，即，V(t₁)＝V(t₂)＝V(Q)，

R_ref为参照精密电阻器350。

请注意，当使用该方法时，只要存在相对于控制电荷Q各者的电压V(Q)的R_leak的任何相关性，则甚至能够实现定量地检测。

第3公开的第2步骤应对通过电荷量Q_c而规定的动作点因存在致动器的电容器的无法忽略的泄漏电流而表现出漂移的问题。

在可忽略泄漏电流的情形时，能够将规定电荷量附加至电容器，其次，通过开关312而将电流源311切断。在泄漏电流的存在下，通过电荷量Q而规定的动作点并非不变，电容器因泄漏电流而放电。为了使动作点稳定，必须将以让电荷量Q保持为固定的方式控制电流的反馈回路导入至系统。如图30所示，由于函数V(Q)具有最大值203，故而此种反馈回路无法使用标准性PID控制器来制作。PID控制在被控制的系统在检测值与控制值之间具有单调的特性，即，其1次函数的符号不变的情形时，适当地发挥功能。因此，能够实施图30的枝部201或图30的枝部202的任一个使用PID控制器，由于通过存在V(Q)的最大值203而让dV/dQ的梯度具有不同的符号，故而无法使用同一控制器在两个枝部实施。

静电电容为电极间的间隔的良好的指标。图30表示具有至少1个带弹簧的电极的平行极板电容器的该特别的构成的状况。如第2公开中所指出那样，施加AC调制电压并检测所产生的电流的HF静电电容测定由于为了让该方法可施加AC调制电压而需要系统的DC电压控制，故而无法执行。然而，静电致动器的图30所示的V(Q)具有最大值的电压控制区域可仅存取于枝部201上的动作点，无法存取于枝部202上的任何动作点。另外，已知电压控制在控制电压超过最大值203的电压V_max若干的情形时招致「引入」现象。因此，该方法并无与静电致动器控制器的电荷控制区域的适合性。在第2公开中，通过注入AC调制电流且测定所产生的AC调制电压相对于AC电流信号的振幅及相位延迟的「基于电流注入的HF静电电容测定」的公开而解决该问题。追加的AC电流在时间分解的电压测定系统313可测定振幅及相位的期间，通过利用开关317可连接或切断的专用源316而供给。

重要的是该「高频」测定在各动作点以较致动器系统的共振频率充分高的、例如根据需要的精度至少10倍以上的较高的频率进行。因此，致动器的移动不追随来自AC电流源316的注入AC电流的调制。在该条件下，致动器电容性构造体对于电流及电压的HF调制信号，如利用电容通过电容器的电荷量Q_c而算出的动作点规定的固定电容电容器那样起作用。

「基于电流注入的HF静电电容测定」又能够于无法忽略的泄漏电流的存在下进行。如第2公开中所记载那样，测定复阻抗。根据阻抗的实数部可计算分离电阻R_leak，根据虚数部可计算实际的静电电容。

若进行概括，则第3公开的第2步骤利用与静电致动器控制器的电荷控制区域有适合性且使用静电电容值作为用以控制电流I的闭反馈回路的输入的静电电容测定方法来解决因无法忽略的泄漏电流所致的动作点的漂移的问题，由此，能够保持通过电容器的电荷量Q_c而规定的动作点使的不变。

第3公开的追加的第3步骤使用上述闭反馈回路作为分离电阻R_leak的精密测定系统。闭反馈回路的作用为保持Q_c固定的条件。若观察式14，则时间t的Q_c＝固定的条件在式14的被积分函数为零时获得。该情况意味着，在闭反馈回路控制的下，控制电流I至少按时间平均值等于泄漏电流I_leak＝V(Q)/R_leak。因此，通过电荷量Q_c而规定的所给出的动作点的泄漏电流的值可通过在闭反馈回路为主动且(于若干过渡性时间之后)处于稳定状态的期间的整段时间内的控制值「电流I」的平均而容易地算出。

在用以算出分离电阻R_leak的上述方法中，必须非常准确地获知电流I。

因此，第3公开的第4步骤为了将通过DC电流源311或AC调制电流源316等任意电流源而产生的电流以不自相矛盾的方式通过电压计313测定，而使用电阻器R_ref350(或者，在实施参照电阻器与关联开关的若干个组合的情形时，将具有不同电阻值的若干个电阻器分别使用)，由此，能够随时进行电流电平的再校准。为此，导入可将致动器370的电容C310自静电致动器控制器360的电路切断以进行该再校准测定的追加开关318(参照图36)。

根据需要，优选为可将参照电阻器350的电阻(或者，在安装若干个参照电阻器的情形时为若干个电阻)于ASIC构造体内例如通过电阻值的激光修整(trimming)而制作。也又值得关注的是，参照电阻器R_ref350(分别为个别的参照电阻器值R_ref，N)能够自外部存取。在静电致动器控制器360自具备带弹簧的可动电极370的MEMS/MOEMS电容性构造体切断的情形时，参照电阻器(可为多个)的电阻值(可为多个)可根据需要通过外部电阻测定系统而测定。

实际上，对于静电致动器控制器360的任意的主动或被动构成要素的外部存取能够个别地通过开关312、314、317及351而进行。DC电流源311、AC调制电流源316、电压计313及精密电阻器350等可根据需要通过来自外部的外部存取而校准。

第3公开的第5步骤导入不使用主动反馈控制的极度简化的动作方式。电压控制单纯，若控制电压超过电压V_max203，则立即招致被称为「引入」现象的实时的失控现象。「引入」现象损伤致动器装置、或至少其校准特性。例如，由于控制电压的安全范围具有温度相关性，故而使此种失控现象开始的风险相当高。该第3公开的步骤在此处考虑存在无法忽略的泄漏电流的致动器，使用用以使通过电荷量Q_c而规定的动作点稳定的简单的定电流源。该方法如下那样发挥功能。即，

·首先，目标动作点通过利用电流源311及开关312将其电荷量附加至电容器而设定。

·所产生的电压V(Q_c)于开关314保持关闭的期间，通过电压计313而测定。

·设定值V(Q_c)/R_leak的控制电流。

若电荷Q超过设定点Q_c，则所产生的电压增加，泄漏电流增加，由此，通过电荷量Q_c而规定的动作点变得稳定。同样地，若电荷较少，则泄漏电流变少，由此动作点仍然变得稳定。

遗憾的是，该方法仅对一部分的动作范围，即静电致动器控制器的枝部201发挥功能。实际上，该方法关于能够存取的动作范围有与先前的电压控制模式中相同的限制。尽管如此，本方法仍然通过将目前的MEMS/MOEMS致动器的大部分对于可利用电压控制而实际控制的电极间的间隔d的调整范围进行设计，而在实用上较为重要。

上述存在无法忽略的泄漏电流的致动器的电流控制的简化方法有由于以下的若干个理由而无由「引入」现象所致的装置的破坏的危险的较大优点。即，

·装置一旦进入电压控制的动作的不稳定范围的中，失控极快地加速。该过程无法控制。另外，无用以检测失控现象的开始的监视值。

·对照而言，在上述电流控制方法中，将电容器缓慢地充电，又有监视值，即通过电压计313而持续地测定所产生的电压V/(Q_c)。

·因此，引入现象的开始能够以所产生的电压V/(Q_c)于控制电流固定的期间单调地下降为基准进行检测。若检测该条件，则可使充电过程停止，而不会产生「引入」现象。

若使用第3公开的5个步骤，则能够执行如下处理：将关于具备电容性构造体及至少1个带弹簧的可动电极的微机械加工MEMS/MOEMS系统的第2公开中所教导的电荷控制或电流控制的概念也应用于表现出无法忽略的泄漏电流的此种构造体中。

第3公开的特征可如下那样记载。

[特征1]

一种静电致动器控制器的扩展部及方法，其为用以算出存在无法忽略的泄漏电流、且具备具有至少1个带弹簧的可动电极的电容性构造体、且能够通过利用电气机构施加至电容器的力而改变上述电极间的机械性间隔d的微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统用的电气致动器控制器的上述电容器的分离电阻的(第2公开的特征1中所记载的)静电致动器控制器的扩展部及方法，且

存在无法忽略的泄漏电流、且具备至少1个可动电极的电容器系统的特征在于，通过电荷Q而产生于上述电容器的电压V作为电荷量Q的函数显示至少1个最大值，

上述电气致动器控制器的特征在于，

作为静电电容电极间中的牵引的机械力的供给源的直接控制，通过上述电荷量Q而直接驱动上述系统，

上述静电致动器控制器的上述扩展部的特征在于，

将至少1个追加的精密电阻器、及各电阻器的至少1个关联开关以上述精密电阻器的任一个与该分离电阻R_leak一起并联地电连接于上述致动器系统的上述电容器的方式导入，

以及

可将各电阻器通过其本身的开关而自上述电容器连接或切断，

算出上述致动器系统中的上述电容器的上述分离电阻R_leak的绝对值的方法的特征在于，

上述方法通过将上述电容器自电荷零以已知的固定电流，使与各个精密电阻器关联的开关中的至少1个不关闭，进而关闭进行充电，及通过测定及记录这些充电过程中的上述所产生的电压的时间展开而实施，以及，根据这些时间展开的比较，尤其并不仅限定于此，而根据相同电平的电压V的不同梯度dV/dt，可算出上述分离电阻的上述绝对值，由此，能够于该电容器的无法忽略的泄漏电流的存在下算出致动器的电容器Q_c中的绝对电荷量。

[特征2]

一种静电致动器控制器的扩展部，其为存在无法忽略的泄漏电流、且具备具有至少1个带弹簧的可动电极的电容性构造体、且能够通过利用电气机构施加至电容器的力而改变上述电极间的机械性间隔d的微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统用的闭反馈回路的具备(第2公开的特征1及2中所记载的)有适合性的一体化HF静电电容测定系统的静电致动器控制器的扩展部，

存在无法忽略的泄漏电流、且具备至少1个可动电极的上述电容器系统的特征在于，通过电荷Q而产生于上述电容器的电压V作为上述电荷量Q的函数显示至少1个最大值，

电气致动器控制器的特征在于，

作为上述静电电容电极间的牵引的机械力的供给源的直接控制，通过上述电荷量Q而直接驱动上述系统，

上述有适合性的一体化HF静电电容测定系统的特征在于，

首先，上述控制器将固定的电荷量附加至上述静电电容，其结果，极板间的间隔以接近所期望的间隔的方式调整，其次，将电荷供给电路自可动极板电容器切断，

其次，经由追加的开关，而将较振动平行极板电容器的共振频率高得多的频率的AC电流注入至上述电容器，

上述电气致动器控制器包含用以测定自上述电容器所产生的AC电压调制的电路，由此，通过获知电荷量调制ΔQ及所产生的被测定调制电压ΔV，可算出通过上述静电致动器系统的上述电极间的瞬时的间隔d而形成的上述电容性构造体的高频静电电容，

上述扩展部的特征在于，

被导入上述致动器为被控制系统、来自上述供给源的电流为控制值、且通过上述「基于电流注入的HF静电电容测定」而测定的静电电容为应保持为固定的检测值的闭回路控制，

由此，能够于通过上述电容器的电荷量Q_c而控制的任意的规定动作点，与该电容器存在无法忽略的泄漏电流无关地，稳定地保持上述致动器。

[特征3]

一种追加的方法，其特征在于，其在使用特征2中所记载的静电致动器控制器的扩展部时的用以算出上述电容器的上述分离电阻的追加的方法，

上述追加的方法，

在上述闭反馈回路为了将上述致动器的静电电容的控制电荷量Q_c保持为固定而被设为主动之后的过渡时间后，

此处算出尤其在闭回路动作的下通过上述电流源而供给的控制电流I即控制值的在某时间内的平均值，并且也又算出通过上述电容器的电荷量Q_c而产生且被测定的所产生的电压V的在相同时间内的平均值，

以及

通过两个值的比，即将所产生的电压的平均值除以闭回路控制下的电流的平均值所得的值计算上述电容器的分离电阻R_leak由于闭回路动作下的上述电流的平均值与通过控制电荷Q_c及上述所产生的电压V(Q_c)而赋予特征的动作点的泄漏电流相等，故而能够进行。

[特征4]

一种静电致动器控制器的扩展部、及用于自校准的关联方法，其为特征1及2中所记载的静电致动器控制器的扩展部、及用于自校准的关联方法，

上述扩展部的特征在于，

被导入可将上述致动器的静电电容自上述静电致动器控制器电路连接或切断的追加开关，

上述关联方法的特征在于，

通过上述致动器的静电电容切断、且与精密电阻器关联的上述开关，而将上述精密电阻器中的至少1个通过将上述电阻器用的上述关联开关关闭而连接于上述各种电流源、及电压测定系统以代替上述电容器，由此，可测定通过安装于上述静电致动器控制器的任意的电流源的DC或AC的电流而产生的上述电阻器的电压下降，可基于内部电压测定系统再校准电流输出。

[特征5]

一种静电致动器控制器的简化动作模式，其为存在无法忽略的泄漏电流、且具备具有至少1个带弹簧的可动电极的电容性构造体、且能够通过利用电气机构施加至电容器的力而改变上述电极间的机械性间隔d的微机械加工MEMS/MOEMS静电致动器系统用的(第2公开的特征1中所记载的)静电致动器控制器的简化动作模式，

存在无法忽略的泄漏电流、且具备至少1个可动电极的电容器系统的特征在于，通过电荷Q而产生于上述电容器的电压V作为上述电荷量Q的函数显示至少1个最大值，

电气致动器控制器的特征在于，

作为静电电容电极间的牵引的机械力的供给源的直接控制，通过上述电荷量Q而直接驱动上述系统，

上述简化动作模式用的方法的特征在于，

能够仅应用于零与Q_c之间的控制电荷量，Q_c较上述电容器的电压V(Q_Vmax)表示第1最大值V_max的电荷量Q_Vmax少，

以及

所期望的动作点通过在上述电容器的无法忽略的泄漏电流的存在下将上述电容器充电至可根据上述电容器的实际的测定电压与例如并不仅限定于此但按照上文的特征1或2算出的该分离电阻R_leak计算的电荷量Q_c的对应值为止而设定，

其次，使上述控制电流减少至与该动作点中的泄漏电流V/R_leak相等的值，由此，将上述致动器保持为上述动作点，

继续监视上述测定电压，

若上述电荷Q_c因某些理由超过上述电容器的电压表示上述第1最大值V_max的值Q_Vmax，则立即地，上述控制电流即刻被开关关闭，避免因上述电极相互接触所致的上述电容器的破坏，

将上述控制电流开关关闭的条件并不仅限定于此，但在上述控制电流固定的期间通过电压单调地降低而较佳地检测。

[特征6]

将基于第2公开的电荷控制的具备具有至少1个带可动弹簧的电极的电容性构造体的致动器用的静电致动器控制系统的扩展针对致动器的电容器表现出无法忽略的泄漏电流的情形揭示。该扩展包括：

(1)将电容器的分离电阻R_leak定量化的关联方法，其使根据精密电阻器与在某时间内的注入电流、及所产生的电压在某时间内的测定值计算电容器的电荷量Q_c成为可能；

(2)闭反馈回路，其使用HF静电电容测定系统的电流注入方式(version)作为检测值、及使用电流作为控制值；

(3)追加测定系统，其用以使用项目(2)的闭反馈回路将泄漏电流定量化；

(4)自校准系统及方法，可使用一体化电压测定系统校准所有AC及DC电流源；及

(5)电流的简化控制装置，其具备如下机构，即，不具备反馈，容易实施，但仅应对即便使用电压控制也可存取的动作范围，然而，具备电极朝向间隔零加速且电极相互碰撞之前监视并停止「引入」现象的机构。

[产业上的可利用性]

根据本发明的一方面，可提供可靠性较高的光学滤光器系统。

【符号说明】

1 法布里-珀罗干涉滤光器

1a 光透过区域

12 第1驱动电极

13 第1监视电极

14 第2驱动电极

15 第2监视电极

31 第1镜部

32 第2镜部

32a 表面

50 光学滤光器系统

51 控制器

52 第1电流源

53 第2电流源

54 检测部

55 控制部。

Claims (8)

1.一种光学滤光器系统，其具备：

法布里-珀罗干涉滤光器；及

控制器，其控制所述法布里-珀罗干涉滤光器，

所述法布里-珀罗干涉滤光器具备：

第1镜部；

第2镜部，其以经由空隙而与所述第1镜部相对的方式配置，且光透过区域中的与所述第1镜部之间的距离通过静电力而调整；

第1驱动电极，其以在自所述第1镜部与所述第2镜部相互相对的方向观察的情形时包围所述光透过区域的方式设置于所述第1镜部；

第2驱动电极，其以与所述第1驱动电极相对的方式设置于所述第2镜部；

第1监视电极，其以在自所述方向观察的情形时至少一部分与所述光透过区域重叠的方式设置于所述第1镜部，且与所述第1驱动电极电绝缘；及

第2监视电极，其以与所述第1监视电极相对的方式设置于所述第2镜部，且与所述第2驱动电极电绝缘，

所述控制器具备：

第1电流源，其通过将驱动电流施加至所述第1驱动电极与所述第2驱动电极之间而产生所述静电力；

第2电流源，其将具有较所述第1镜部及所述第2镜部的共振频率高的频率的交流电流施加至所述第1监视电极与所述第2监视电极之间；

检测部，其检测在所述交流电流的施加中产生于所述第1监视电极与所述第2监视电极之间的交流电压；及

控制部，其基于蓄积于所述第1镜部与所述第2镜部之间的电荷量控制所述第1电流源，并且基于所述检测部的检测结果算出所述第1镜部与所述第2镜部之间的静电电容，

施加至所述第1监视电极与所述第2监视电极之间的交流电流的频率设定为较第1镜部及第2镜部的共振频率的10倍更高，

所述法布里-珀罗干涉滤光器具有：基板，其具有第1表面；第1层叠体，其具有配置于所述第1表面的所述第1镜部；第2层叠体，其具有在相对于所述第1镜部与所述基板的相反侧经由空隙而与所述第1镜部相对的所述第2镜部；以及中间层，其在所述第1层叠体与所述第2层叠体之间划定所述空隙，

所述第1驱动电极形成于包含于所述第1层叠体的层，所述第2驱动电极形成于包含于所述第2层叠体的层。

2.如权利要求1所述的光学滤光器系统，其中，

所述第1驱动电极露出于所述空隙。

3.如权利要求1或2所述的光学滤光器系统，其中，

所述第2驱动电极配置于所述第2镜部的与所述空隙为相反侧的表面。

4.如权利要求1或2所述的光学滤光器系统，其中，

所述第2驱动电极露出于所述空隙。

5.如权利要求1至4中任一项所述的光学滤光器系统，其中，

所述第1监视电极露出于所述空隙。

6.如权利要求1至5中任一项所述的光学滤光器系统，其中，

所述第2监视电极露出于所述空隙。

7.如权利要求1至5中任一项所述的光学滤光器系统，其中，

所述第2监视电极配置于所述第2镜部的与所述空隙为相反侧的表面。

8.如权利要求1至5中任一项所述的光学滤光器系统，其中，

所述第2驱动电极与所述第2监视电极在所述方向相互隔开。

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