CN110702971A - 自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及超声、电源技术领域，为提出具有双路电流采样、精确频率控制的驱动电源，以及换能器的串联谐振频率实时跟踪方法，从而实现自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，本发明，自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，包括下列四部分；第一部分是驱动电路；第二部分是采样匹配电路；第三部分是信号调理电路；第四部分是微控制模块，由微处理器构成。本发明主要应用于频控电源的设计制造场合。

Description

自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源

技术领域

本发明涉及超声、电源技术领域，具体讲,涉及自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源。

背景技术

功率超声在超声加工、超声铸造、超声焊接、超声清洗等领域都有着重要应用。超声换能器驱动电源是功率超声系统的重要组成部分，其关键技术是对换能器进行频率跟踪。典型的频率跟踪系统采用锁相的方式实现，然而由于以下原因，换能器的频率追踪问题一直没有良好的解决方案。

(1)压电超声换能器本身存在多个特征频率，有谐振频率、反谐振频率、串联谐振频率、并联谐振频率等，串联谐振频率是换能器的机械谐振频率，具有最大的功率输出，是最佳工作频率。由于谐振频率和串联谐振频率较近且容易追踪，因此许多研究者以谐振频率代替串联谐振频率进行驱动，但其并不是最佳工作频率，超声换能器大都有较高的品质因数，微量的频率误差便会大幅降低换能器输出功率。

(2)由于生产、加工以及材料的不确定性，不同换能器的谐振频率不同，并且温度、刚度、负载等因素也会引起压电换能器的频率特性改变，实时跟踪其串联谐振频率才能保证超声系统的工作性能。

(3)采用匹配网络对换能器进行调谐是一种常见的方法，以使换能器的谐振频率和串联谐振频率一致，匹配方式分为动态匹配和静态匹配，动态匹配有系统复杂、操作困难、自动化程度低等缺点，而静态匹配的参数由换能器参数计算而来，受动态电阻影响巨大，当负载变化较大时，静态匹配将失效。

(4)锁相的频率跟踪方法需要检测电压电流的相位，由于大功率信号干扰、传感器的误差、方波驱动信号中的高次谐波等因素，采样信号误差较大，为了提高采样信号的精度，往往加入低通或带通滤波电路，而在扫频过程中，采样信号频率变化高达几百到几千赫兹，中心频率固定的滤波器无法满足使用要求，进而影响频率跟踪精度。

发明内容

为克服现有技术的不足，针对压电式超声换能器的特点，本发明旨在提出具有双路电流采样、精确频率控制的驱动电源，以及换能器的串联谐振频率实时跟踪方法，从而实现自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源。为此，本发明采用的技术方案是，自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，包括下列四部分；

第一部分是驱动电路，包括PWM(Pulse Width Modulation)波发生单元和半桥逆变电路，PWM波发生单元由DDS((Direct Digital Synthesizer)芯片、集成PWM波控制芯片组成，PWM波发生单元产生控制信号，经半桥逆变电路放大，向换能器两端施加驱动电压；

第二部分是采样匹配电路，采用电容电感(LC)匹配网络进行匹配，以对换能器调谐和阻抗匹配，使用两个相同的电流传感器进行电流采样，其中一个电流传感器接在换能器所在支路，另一个电流传感器接匹配电感C所在支路，两个电流传感器采得信号接信号调理电路，相同的电流传感器用于保证两路电流采样相位延迟一致；

第三部分是信号调理电路，两路电流采样信号经过信号放大电路进行信号放大，再经过开关电容滤波电路滤除噪声和谐波分量，得到单一频率的两路电流信号，两路电流信号一路接峰值检测电路、一路接鉴相电路，峰值检测电路检测出两路电流的峰值，传至所述微处理的AD(Analog to Digital Convert)端口进行检测；鉴相电路检测两路电流的相位角，输出包含相位角信息的相位脉冲，传至所述微处理器I/O口进行相位角检测，上述开关电容滤波电路由集成开关电容滤波芯片组成，构成两路完全相同的带通滤波电路，其中心频率由微处理器实时控制，其中心频率和驱动换能器的PWM波频率完全一致，保证了滤波后电流峰值增益一致；

第四部分是微控制模块，由微处理器构成；编程控制微处理器输出两路DA(Digital toAnalog Convert)信号控制集成PWM波控制芯片振荡器震荡频率和占空比，微处理器通控制DDS芯片输出任意频率的方波，输出至集成PWM波控制芯片同步端，控制其输出PWM波的频率；微处理器控制DDS芯片输出频率方波信号控制开关电容滤波器中心频率，从而实现采样信号的跟踪滤波；微处理器利用内部AD检测两路电流峰值；微处理器利用脉冲捕捉和计数器检测相位方波中的相位角信息；微处理器内设程序控制模块，依据两路电流采样信号对换能器进行频率扫描与跟踪，获取换能器谐振频率，并调节PWM波控制信号的频率，使其接近换能器的串联谐振频率。

其中：

编程控制微处理器输出直流电压至PWM波控制集成芯片，使其振荡器频率为f₁，同时控制DDS芯片输出频率为f的脉冲方波至PWM波控制集成芯片的同步端，使其输出频率为f的PWM驱动方波，取f＝1.02f₁，驱动方波经半桥逆变电路，再经变压器变压后加到匹配电路和换能器两端，驱动换能器17工作；

换能器包括串联支路、并联支路电流，串联支路包括依次串接的动态电感L₁、动态电容C₁、动态电阻R₁，并联支路包括静态电容C₀；采样匹配电路中的LC网络包括串接的匹配电容C₂、匹配电感L₂；LC网络、并联支路分别与并联支路并连，I₁为串联支路电流，I₀为并联支路电流，I_L为换能器两端电流，I₂为流过C₂电流，I为流过换能器和C₂总电流，U为换能器两端电压，U₂为驱动电压；

电流传感器采集到两路电流信号，先经过放大电路进行放大、再经过滤波电路滤除噪声和谐波，得到两路电流

经峰值检测电路得到

的峰值I_L、I₂，I_L、I₂被微处理器采样得到，同时，

经鉴相电路转化为包含相位差信息的方波，输送至微处理器的I/O管脚，微处理解调出方波的占空比，从而得到

的相角θ，符号上方的点表示该量为带方向的矢量；

串联支路2的电流

为：

当串联支路谐振时，串联支路为纯阻态，

和

同相，相角为0，即

虚部为0，即：

编程控制微处理器调节驱动频率，在一定频率范围内按基于二分法的扫频算法进行扫频，当满足式：

扫频结束，以此时的频率为电源系统的工作频率，式中Δ为允许的误差。

基于二分法的频率跟踪算法流程如下：

a)设定初始扫频范围为(f_d,f_u)，令k＝1；

b)控制驱动电路以驱动换能器；

c)采样电路采集两路电流，经信号调理电路后，被微处理接收，解调出I_L、I₂和θ；计算判别数M：

d)若Δ-<M<Δ，跳至步骤e；

否则，若M>Δ，则令f_u＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

否则，令f_d＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

e)以此时的驱动频率f_k为工作频率，跳至步骤b)；

经过上述步骤，系统将快速的工作在换能器的串联谐振频率附近。

本发明的特点及有益效果是：

(1)利用两路电流信号，从采样、放大、滤波到鉴相均采用完全一致的电路结构，时间延迟相同，相较于电压、电流采样，有效降低了相位和峰值检测误差；

(2)利用微处理器控制DDS输出频率方波到PWM集成控制芯片的同步端对驱动PWM波频率精确控制，有效避免了震荡式频率发生器的频率漂移，实现了数字频率控制，工作稳定可靠；

(3)利用微处理器控制DDS芯片输出频率方波实时控制开关电容滤波器中心频率，使其和信号频率保持一致，实现了恒带宽的跟踪滤波器，避免了采样信号频率波动时，不同频率信号滤波后幅值的变化；

(4)传统的电压、电流采样，相位差在0度附近，不易监测，本发明采用两路采样，电流相位差较大，易于检测，提升了鉴相精度；

(5)本发明利用两路电流的幅值和相位信息，可以准确解调出换能器的串联谐振频率，并使换能器工作在串联谐振频率上，提高了系统输出效率；

(6)适应能力强，本系统具有广泛的适用性，对匹配网络的精度要求较低，在存在匹配失调、负载变化的情况下仍可以追踪到换能器的串联谐振频率。

综上所述，与其他超声电源相比，本发明具有适应能力强、频率跟踪精度高、跟踪速度快、可跟踪串联谐振频率等优点。

附图说明：

图1为一种自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源构成示意图。

图2为压电式换能器匹配后的等效电路。

图3为串联谐振频率处，图2中各量的相位关系图。

图4为基于二分法的串联谐振频率跟踪算法流程图。

图5为基于二分法的频率跟踪方法跟踪结果-判别数M随迭代次数k的变化。

图6为基于二分法的频率跟踪方法跟踪结果-频率偏差随迭代次数k的变化。

图1中，1为驱动电路，2为采样匹配电路，3为信号调理电路，4为微处理模块，5为PWM波控制集成芯片，6为半桥逆变电路，7、8为电流传感器，9为信号放大电路、10为开关电容滤波器，11为峰值检测电路，12为鉴相电路，13为微处理器，14为用户按键，15为显示屏，16为DDS芯片。

图2中，21为换能器模型，22为换能器模型的串联支路，23为换能器模型的并联支路，L₁为动态电感，C₁为动态电容，R₁为动态电阻，C₀为静态电容，C₂为匹配电容，L₂为匹配电感，I₁为串联支路电流，I₀为并联支路电流，I_L为换能器两端电流，I₂为流过C₂电流，I为流过换能器和C₂总电流，U为换能器两端电压，U₂为驱动电压。

图3中，以换能器两端电压的相角为0相角，流过匹配电感C₂电流和换能器两端电流的相角为θ。

图4中，f_d为扫频起始频率，f_u为扫频截止频率，k为迭代的次数，f_k为第k次的驱动频率，Δ为允许的误差。

图5中，横坐标为迭代的次数k，纵坐标为判别数

图6中，横坐标为迭代的次数k，纵坐标为驱动频率和实际串联谐振频率之差f_k-f_s。

具体实施方式

为了克服现有技术的前述不足，本发明针对压电式超声换能器的特点，在现有他激式超声电源的基础上，设计了具有双路电流采样、精确频率控制的驱动电源，并提出了换能器的串联谐振频率实时跟踪方法，从而实现了一种自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源。

本发明采用的技术方案是，一种自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，包括下列四部分；

第一部分是驱动电路，如图1所示，包括PWM波发生电路和半桥逆变电路6。PWM(PulseWidth Modulation)波发生单元由DDS((Direct Digital Synthesizer)芯片16、集成PWM波控制芯片5(如SG3525A)和外围电路组成。微处理器13输出两路DA(Digital toAnalogConvert)信号控制集成PWM波控制芯片5的振荡器震荡频率和占空比，微处理器控制DDS芯片输出任意频率的方波脉冲至集成PWM波控制芯片5的同步端控制输出PWM波频率，从而实现驱动PWM方波频率的同步、精确控制。

第二部分是采样匹配电路，如图1所示，采用LC网络对换能器进行匹配，以对换能器调谐和阻抗匹配，使用两个相同的电流传感器7、8进行电流采样，电流传感器8接在换能器所在支路，电流传感器7接匹配电感C所在支路，电流传感器7、8采得信号接信号调理电路3，相同的电流传感器可以保证两路电流采样相位延迟一致。

第三部分是信号调理电路，如图1所示，两路电流采样信号经过信号放大电路9进行信号放大，再经过开关电容滤波电路10滤除噪声和谐波分量，得到单一频率的两路电流信号，两路电流信号一路接峰值检测电路11、一路接鉴相电路12，峰值检测电路检测出两路电流的峰值，传至微处理13的AD(Analog to Digital Convert)端口进行检测；鉴相电路可以检测两路电流的相位角，输出包含相位角信息的相位脉冲，传至微处理器I/O口进行相位角检测。上述开关电容滤波电路由集成开关电容滤波芯片(如LTC1068、LTC1064)和外围电路组成，构成两路完全相同的带通滤波电路，其中心频率微处理器13控制DDS芯片16输出频率方波实时控制，其中心频率和驱动换能器的PWM波频率完全一致，保证了滤波后电流峰值增益一致。

第四部分是微控制模块，如图1所示，由微处理器3、显示屏15、用户按键14组成；编程控制微处理器输出两路DA信号控制集成PWM波控制芯片振荡器震荡频率和占空比，微处理器通过SPI(Serial Peripheral Interface)通讯控制DDS芯片输出任意频率的方波，输出至集成PWM波控制芯片同步端，控制其输出PWM波的频率，从而实现驱动PWM方波频率的同步、精确控制；微处理器控制DDS芯片输出频率方波信号控制开关电容滤波器中心频率，从而实现采样信号的跟踪滤波；微处理器利用内部AD检测两路电流峰值；微处理器利用脉冲捕捉和计数器检测相位方波中的相位角信息；微处理器通过通过SPI协议和显示屏和用户按键交互，输出相关信息至显示屏显示，和用户按键交互；对微处理器进行编程，实现上述信号的自动采集、运算、处理，并实现一种恒功率控制算法。

系统的具体实施过程如下：

编程控制微处理器，使其DA口输出直流电压至PWM波控制集成芯片5，使其振荡器频率为f₁，同时控制DDS芯片16输出频率为f的脉冲方波至PWM波控制集成芯片5的同步端，使其输出频率为f的PWM驱动方波。f略大于f₁，取f＝1.02f₁。驱动方波经半桥逆变电路6，再经变压器变压后加到匹配电路7和换能器17两端，驱动换能器17工作。

换能器匹配后的等效电路如图2所示，图2中，1为换能器等效电路模型，2为换能器模型的串联支路，3为换能器模型的并联支路，L₁为动态电感，C₁为动态电容，R₁为动态电阻，C₀为静态电容，C₂为匹配电容，L₂为匹配电感，I₁为串联支路电流，I₀为并联支路电流，I_L为换能器两端电流，I₂为流过C₂电流，I为流过换能器和C₂总电流，U为换能器两端电压，U₂为驱动电压。当工作在串联谐振频率时，即串联支路2谐振时，图2中各量的相位和幅值关系如图3所示。

电流传感器7、8采集到两路电流信号，先经过放大电路9进行放大、再经过滤波电路10滤除噪声和谐波，得到两路电流

经峰值检测电路11得到

的峰值I_L、I₂，I_L、I₂被微处理器13的AD管脚采样得到。同时，

经鉴相电路12转化为包含相位差信息的方波，输送至微处理器13的I/O管脚，微处理解调出方波的占空比，从而得到

的相角θ。

由图2、图3计算，串联支路2的电流为：

式中，C₀为静态电容容值，C₂为匹配电容容值。

当串联支路2谐振时，串联支路2为纯阻态，

和

同相，相角为0，即

虚部为0，即：

编程控制微处理器13调节驱动频率，在一定频率范围内按基于二分法的扫频算法进行扫频，当满足式：

扫频结束，以此时的频率为电源系统的工作频率，式中Δ为允许的误差。

基于二分法的频率跟踪算法流程如图4所示，具体步骤如下：

a)设定初始扫频范围为(f_d,f_u)，令k＝1；

b)控制驱动电路以驱动换能器；

c)采样电路采集两路电流，经信号调理电路后，被微处理接收，解调出I_L、I₂和θ；计算判别数M：

d)若Δ-<M<Δ，跳至步骤e；

否则，若M>Δ，则令f_u＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

否则，令f_d＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

e)以此时的驱动频率f_k为工作频率，跳至步骤b)；

经过上述步骤，系统将快速的工作在换能器的串联谐振频率附近。

下面结合附图和具体实例对本发明作详细描述。

图1中，驱动电路1由PWM波控制集成芯片5、半桥逆变电路6、DDS芯16组成，微处理器13的DA口输出直流电压至PWM波控制集成芯片5，使其振荡器频率为f₁，同时控制DDS芯片16输出频率为f的脉冲方波至PWM波控制集成芯片5的同步端，使其输出频率为f的PWM驱动方波。f略大于f₁，取f＝1.02f₁。驱动方波经半桥逆变电路6，再经变压器变压后加到匹配电路7和换能器17两端，驱动换能器17工作。

图2为换能器匹配后的等效电路，图2中，1为换能器等效电路模型，2为换能器模型的串联支路，3为换能器模型的并联支路，L₁为动态电感，C₁为动态电容，R₁为动态电阻，C₀为静态电容，C₂为匹配电容，L₂为匹配电感，I₁为串联支路电流，I₀为并联支路电流，I_L为换能器两端电流，I₂为流过C₂电流，I为流过换能器和C₂总电流，U为换能器两端电压，U₂为驱动电压。当工作在串联谐振频率时，即串联支路2谐振时，图2中各量的相位和幅值关系如图3所示。

电流传感器7、8采集到两路电流信号，先经过放大电路9进行放大、再经过滤波电路10滤除噪声和谐波，得到两路电流

经峰值检测电路11得到

的峰值I_L、I₂，I_L、I₂被微处理器13的AD管脚采样得到。同时，

经鉴相电路12转化为包含相位差信息的方波，输送至微处理器13的I/O管脚，微处理解调出方波的占空比，从而得到

的相角θ。

由图2、图3计算，串联支路2的电流

为：

式中，C₀为静态电容容值，C₂为匹配电容容值。

当串联支路2谐振时，串联支路2为纯阻态，

和

同相，相角为0，即

虚部为0，即：

编程控制微处理器13调节驱动频率，在一定频率范围内按基于二分法的扫频算法进行扫频，当满足式：

扫频结束，以此时的频率为电源系统的工作频率，式中Δ为允许的误差。

基于二分法的频率跟踪算法流程如图4所示，具体步骤如下：

a)设定初始扫频范围为(f_d,f_u)，令k＝1；

b)控制驱动电路以

驱动换能器；

c)采样电路采集两路电流，经信号调理电路后，被微处理接收，解调出I_L、I₂和θ；计算判别数M：

d)若Δ-<M<Δ，跳至步骤e；

否则，若M>Δ，则令f_u＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

否则，令f_d＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

e)以此时的驱动频率f_k为工作频率，跳至步骤b)；

经过上述步骤，系统将快速的工作在换能器的串联谐振频率附近。

在验证实验中，所使用超声换能器的串联谐振频率为37037hz，设定初始频率f_d＝36000，f_u＝38000，跟踪过程如图5，图6所示。当设定Δ＝0.002时，频率跟踪在第6次迭代停止，此时的频率偏差为4.6hz，当设定Δ＝0.001时，频率跟踪在第8次迭代停止，此时的频率偏差为2.2hz。可见，本系统可以快速的跟踪到超声换能器的串联谐振频率。

Claims (3)

1.一种自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，其特征是，包括下列四部分；

第一部分是驱动电路，包括PWM(Pulse Width Modulation)波发生单元和半桥逆变电路，PWM波发生单元由DDS((Direct Digital Synthesizer)芯片、集成PWM波控制芯片组成，PWM波发生单元产生控制信号，经半桥逆变电路放大，向换能器两端施加驱动电压；

第二部分是采样匹配电路，采用电容电感(LC)匹配网络进行匹配，以对换能器调谐和阻抗匹配，使用两个相同的电流传感器进行电流采样，其中一个电流传感器接在换能器所在支路，另一个电流传感器接匹配电感C所在支路，两个电流传感器采得信号接信号调理电路，相同的电流传感器用于保证两路电流采样相位延迟一致；

第三部分是信号调理电路，两路电流采样信号经过信号放大电路进行信号放大，再经过开关电容滤波电路滤除噪声和谐波分量，得到单一频率的两路电流信号，两路电流信号一路接峰值检测电路、一路接鉴相电路，峰值检测电路检测出两路电流的峰值，传至所述微处理的AD(Analog to Digital Convert)端口进行检测；鉴相电路检测两路电流的相位角，输出包含相位角信息的相位脉冲，传至所述微处理器I/O口进行相位角检测，上述开关电容滤波电路由集成开关电容滤波芯片组成，构成两路完全相同的带通滤波电路，其中心频率由微处理器实时控制，其中心频率和驱动换能器的PWM波频率完全一致，保证了滤波后电流峰值增益一致；

第四部分是微控制模块，由微处理器、显示屏、用户按键组成；编程控制微处理器输出两路DA(Digital to Analog Convert)信号控制集成PWM波控制芯片振荡器震荡频率和占空比，微处理器通控制DDS芯片输出任意频率的方波，输出至集成PWM波控制芯片同步端，控制其输出PWM波的频率；微处理器控制DDS芯片输出频率方波信号控制开关电容滤波器中心频率，从而实现采样信号的跟踪滤波；微处理器利用内部AD检测两路电流峰值；微处理器利用脉冲捕捉和计数器检测相位方波中的相位角信息；微处理器内设程序控制模块，依据两路电流采样信号对换能器进行频率扫描与跟踪，获取换能器谐振频率，并调节PWM波控制信号的频率，使其接近换能器的串联谐振频率。

2.如权利要求1所述的自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，其特征是，其中：

编程控制微处理器输出直流电压至PWM波控制集成芯片，使其振荡器频率为f₁，同时控制DDS芯片输出频率为f的脉冲方波至PWM波控制集成芯片的同步端，使其输出频率为f的PWM驱动方波，取f＝1.02f₁，驱动方波经半桥逆变电路，再经变压器变压后加到匹配电路和换能器两端，驱动换能器17工作；

换能器包括串联支路、并联支路电流，串联支路包括依次串接的动态电感L₁、动态电容C₁、动态电阻R₁，并联支路包括静态电容C₀；采样匹配电路中的LC网络包括串接的匹配电容C₂、匹配电感L₂；LC网络、并联支路分别与并联支路并连，I₁为串联支路电流，I₀为并联支路电流，I_L为换能器两端电流，I₂为流过C₂电流，I为流过换能器和C₂总电流，U为换能器两端电压，U₂为驱动电压；

电流传感器采集到两路电流信号，先经过放大电路进行放大、再经过滤波电路滤除噪声和谐波，得到两路电流

经峰值检测电路得到

的峰值I_L、I₂，I_L、I₂被微处理器采样得到，同时，

经鉴相电路转化为包含相位差信息的方波，输送至微处理器的I/O管脚，微处理解调出方波的占空比，从而得到

的相角θ，符号上方的点表示该量为带方向的矢量；

串联支路2的电流

为：

当串联支路谐振时，串联支路为纯阻态，

和

同相，相角为0，即

虚部为0，即：

编程控制微处理器调节驱动频率，在一定频率范围内按基于二分法的扫频算法进行扫频，当满足式：

扫频结束，以此时的频率为电源系统的工作频率，式中Δ为允许的误差。

3.如权利要求1所述的自动跟踪换能器串联谐振频率的超声驱动电源，其特征是，基于二分法的频率跟踪算法流程如下：

a)设定初始扫频范围为(f_d,f_u)，令k＝1；

b)控制驱动电路以

驱动换能器；

c)采样电路采集两路电流，经信号调理电路后，被微处理接收，解调出I_L、I₂和θ；

计算判别数M：

d)若Δ-<M<Δ，跳至步骤e；

否则，若M>Δ，则令f_u＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

否则，令f_d＝f_k，k＝k+1，跳至步骤b)；

e)以此时的驱动频率f_k为工作频率，跳至步骤b)；

经过上述步骤，系统将快速的工作在换能器的串联谐振频率附近。

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