CN112260415A - 一种无线输电系统及控制方法 - Google Patents

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CN112260415A CN202011084218.1A CN202011084218A CN112260415A CN 112260415 A CN112260415 A CN 112260415A CN 202011084218 A CN202011084218 A CN 202011084218A CN 112260415 A CN112260415 A CN 112260415A
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power transmission
resonant circuit
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侯隽
刘辉
仇逸
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Abstract

本发明提供了无线输电技术领域的一种无线输电系统及控制方法，输电系统包括磁耦合谐振输电模块、控制器、开关驱动器；磁耦合谐振输电模块包括直流电压源、全桥逆变器、能量发射谐振电路、能量接收谐振电路、不可控桥式整流器、滤波电容Cf、负载RL；全桥逆变器与直流电压源以及能量发射谐振电路连接；能量接收谐振电路与能量发射谐振电路以及不可控桥式整流器连接；滤波电容Cf与负载RL并联后，与不可控桥式整流器连接；全桥逆变器与不可控桥式整流器均与开关驱动器连接；控制器分别与直流电压源、负载RL、开关驱动器以及全桥逆变器连接。本发明的优点在于：极大的提升了无线输电系统的动态稳定性，进而极大的提升了电能传输的效率。

Description

一种无线输电系统及控制方法
技术领域
本发明涉及无线输电技术领域，特别指一种无线输电系统及控制方法。
背景技术
无线电能传输(WPT)技术在低功耗电子设备中得到越来越广泛的应用，与主流采用的磁场感应功率转移(MFIPT)以及电场感应功率转移(EFIPT)相比，磁耦合谐振WPT(MCR-WPT)对方向不敏感，具有较长的传输距离，因此具有更大的发展潜力。
如何使系统的输出功率和效率最大化是WPT系统的发展方向，随着技术的迭代进步，还需要对输出电压和电流进行控制。然而，负载阻抗和谐振器在WPT系统中的位置是可变的，将使最大功率点和最大效率点呈现动态变化；由于开环系统的行为多变，会降低WPT系统的稳定性。
传统上存在一种基于遗传算法的MCR-WPT系统负载和互感参数辨识方法，该方法基于能量守恒原理和等效负载理论，该方法存在实时识别和信号采样困难的缺点，因为需要对高频交流电压和电流进行采样，而一般设备很难做到这一点；同时，该方法只能在模型参数已知且固定的情况下使用，实验结果与参数设置有很大的关系，一旦这些参数偏离实际参数，实验结果就会有很大偏差，不能满足实际应用的需要。
因此，如何提供一种无线输电系统及控制方法，实现提升无线输电系统的动态稳定性，进而提升电能传输的效率，成为一个亟待解决的问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题，在于提供一种无线输电系统及控制方法，实现提升无线输电系统的动态稳定性，进而提升电能传输的效率。
第一方面，本发明提供了一种无线输电系统，包括一磁耦合谐振输电模块、一控制器以及一开关驱动器；
所述磁耦合谐振输电模块包括一直流电压源、一全桥逆变器、一能量发射谐振电路、一能量接收谐振电路、一不可控桥式整流器、一滤波电容Cf以及一负载RL；
所述全桥逆变器的一端与直流电压源连接，另一端与所述能量发射谐振电路连接；所述能量接收谐振电路的一端与能量发射谐振电路连接，另一端与所述不可控桥式整流器连接；所述滤波电容Cf与负载RL并联后，与所述不可控桥式整流器连接；
所述全桥逆变器与不可控桥式整流器均分别与开关驱动器连接；所述控制器分别与直流电压源、负载RL、开关驱动器以及全桥逆变器连接。
进一步地，所述全桥逆变器包括一开关管S1、一开关管S2、一开关管S3以及一开关管S4；
所述开关管S1的一端与直流电压源的正极以及开关管S3连接，另一端与所述开关管S2以及能量发射谐振电路连接；所述开关管S2与直流电压源的负极以及开关管S4连接；所述开关管S3与开关管S4以及能量发射谐振电路连接。
进一步地，所述能量发射谐振电路包括一电容CP、一发射线圈LP以及一电阻RP；
所述电容CP的一端与全桥逆变器连接，另一端与所述发射线圈LP连接；所述电阻RP的一端与全桥逆变器连接，另一端与所述发射线圈LP连接；所述发射线圈LP与能量接收谐振电路耦合。
进一步地，所述能量接收谐振电路包括一电容CS、一接收线圈LS以及一电阻RS；
所述电容CS的一端与不可控桥式整流器连接，另一端与所述接收线圈LS连接；所述电阻RS的一端与不可控桥式整流器连接，另一端与所述接收线圈LS连接；所述接收线圈LS与能量发射谐振电路耦合。
进一步地，所述不可控桥式整流器包括一二极管S5、一二极管S6、一二极管S7以及一二极管S8；
所述二极管S5的输入端与二极管S6的输出端以及能量接收谐振电路连接，输出端与所述二极管S7的输出端、滤波电容Cf以及负载RL连接；所述二极管S6的输入端与二极管S8的输入端、滤波电容Cf以及负载RL连接；所述二极管S7的输入端与二极管S8的输出端以及能量接收谐振电路连接。
第二方面，本发明提供了一种无线输电系统的控制方法，包括如下步骤：
步骤S10、控制器控制开关驱动器向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，进而控制全桥逆变器将直流电压源的直流电压转换为高频交流电压；
步骤S20、高频交流电压通过能量发射谐振电路耦合到能量接收谐振电路后，经不可控桥式整流器转换为直流电压，再经滤波电容Cf的滤波后，加载在负载RL上；
步骤S30、控制器预设一参考电压V0 *，控制器实时采集直流电压源的输入电压Vin、负载RL的输出电压V0以及全桥逆变器的等效输出电压Vpeg，基于所述输入电压Vin以及等效输出电压Vpeg计算各时刻的脉冲密度dP；
步骤S40、利用粒子群算法，基于采集的直流电压源的输入电压Vin以及负载RL的输出电压V0实时辨识发射线圈LP和接收线圈LS的互感M；
步骤S50、基于所述互感M以及(k-1)时刻的脉冲密度dP(k-1)计算k时刻系统的输出功率P0(k)，基于所述输出功率P0(k)预测(k+1)时刻的输出电压V0(k+1)；
步骤S60、基于所述输出功率P0(k)、输出电压V0(k+1)、k时刻的脉冲密度dP(k)、(k+1)时刻的输入电压Vin(k+1)预测(k+1)时刻系统的输出功率P0(k+1)以及(k+2)时刻的输出电压V0(k+2)；
步骤S70、基于所述输出功率P0(k+1)、输出电压V0(k+2)、(k+1)时刻的脉冲密度dP(k+1)、(k+2)时刻的输入电压Vin(k+2)预测(k+2)时刻系统的输入功率Pin(k+2)以及(k+3)时刻的输出电压V0(k+3)；
步骤S80、控制器创建一成本函数，将所述输入功率Pin(k+2)、输出电压V0(k+3)以及参考电压V0 *带入成本函数计算得到(k+1)时刻的成本g(k+1)；
步骤S90、控制器基于所述成本g(k+1)选择(k+1)时刻最优的脉冲密度dP(k+1)输入开关驱动器，进而向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，完成无线输电系统输出电压V0的控制。
进一步地，所述步骤S30中，所述脉冲密度dP的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000041
进一步地，所述步骤S50中，所述输出功率P0(k)的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000042
Figure BDA0002719787670000043
所述输出电压V0(k+1)的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000044
其中ω表示能量发射谐振电路和能量接收谐振电路的共振频率；Vin(k)表示k时刻的输入电压；V0(k)表示k时刻负载RL的输出电压；T表示控制器采样时间。
进一步地，所述步骤S70中，所述输入功率Pin(k+2)的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000045
进一步地，所述步骤S80中，所述成本函数的公式为：
g(k+1)＝|V0(k+3)-V0 *|+λ*Pin(k+2)；
其中λ表示权重系数。
本发明的优点在于：
通过控制器实时采集直流电压源的输入电压Vin、负载RL的输出电压V0以及全桥逆变器的等效输出电压Vpeg，基于输入电压Vin以及等效输出电压Vpeg计算各时刻的脉冲密度dP；再利用粒子群算法，基于采集的直流电压源的输入电压Vin以及负载RL的输出电压V0实时辨识发射线圈LP和接收线圈LS的互感M；基于互感M以及脉冲密度dP预测(k+2)时刻系统的输入功率Pin(k+2)以及(k+3)时刻的输出电压V0(k+3)；利用成本函数计算得到(k+1)时刻的成本g(k+1)；最终基于成本g(k+1)选择(k+1)时刻最优的脉冲密度dP(k+1)输入开关驱动器，进而向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，完成无线输电系统输出电压V0的控制。即形成一个闭环控制算法对无线输电系统输出电压V0进行实时控制，可以根据环境的改变进行自整定，输出稳定的电压，扩展了系统的可工作范围，极大的提升了无线输电系统的动态稳定性，进而极大的提升了电能传输的效率。
附图说明
下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
图1是本发明磁耦合谐振输电模块的电路图。
图2是本发明一种无线输电系统的控制方法的流程示意图。
图3是本发明一种无线输电系统的控制方法的流程图。
图4是本发明脉冲密度调制波形示意图。
图5是本发明脉冲密度调制逻辑框图。
图6是本发明10个不同脉冲密度dP的输出电压序列示意图。
具体实施方式
请参照图1至图6所示，本发明一种无线输电系统的较佳实施例，包括一磁耦合谐振输电模块(MCR-WPT)、一控制器以及一开关驱动器；所述控制器采用TI DSP28379D板，用于控制无线输电系统输出电压V0，并对无线输电系统参数的大小进行辨识，进而提高输电效率；
所述磁耦合谐振输电模块包括一直流电压源、一全桥逆变器、一能量发射谐振电路、一能量接收谐振电路、一不可控桥式整流器、一滤波电容Cf以及一负载RL；所述全桥逆变器用于产生连续的方波电压和正弦波电流，采用GaN-MOSFETs；采用所述不可控桥式整流器能够简化控制难度；
所述全桥逆变器的一端与直流电压源连接，另一端与所述能量发射谐振电路连接；所述能量接收谐振电路的一端与能量发射谐振电路连接，另一端与所述不可控桥式整流器连接；所述滤波电容Cf与负载RL并联后，与所述不可控桥式整流器连接；
所述全桥逆变器与不可控桥式整流器均分别与开关驱动器连接；所述控制器分别与直流电压源、负载RL、开关驱动器以及全桥逆变器连接，即所述控制器对输入输出电压进行采样，并控制所述开关驱动器的工作。
所述全桥逆变器包括一开关管S1、一开关管S2、一开关管S3以及一开关管S4；
所述开关管S1的一端与直流电压源的正极以及开关管S3连接，另一端与所述开关管S2以及能量发射谐振电路连接；所述开关管S2与直流电压源的负极以及开关管S4连接；所述开关管S3与开关管S4以及能量发射谐振电路连接。
所述能量发射谐振电路包括一电容CP、一发射线圈LP以及一电阻RP；
所述电容CP的一端与全桥逆变器连接，另一端与所述发射线圈LP连接；所述电阻RP的一端与全桥逆变器连接，另一端与所述发射线圈LP连接；所述发射线圈LP与能量接收谐振电路耦合。
所述能量接收谐振电路包括一电容CS、一接收线圈LS以及一电阻RS；
所述电容CS的一端与不可控桥式整流器连接，另一端与所述接收线圈LS连接；所述电阻RS的一端与不可控桥式整流器连接，另一端与所述接收线圈LS连接；所述接收线圈LS与能量发射谐振电路耦合。
所述不可控桥式整流器包括一二极管S5、一二极管S6、一二极管S7以及一二极管S8；
所述二极管S5的输入端与二极管S6的输出端以及能量接收谐振电路连接，输出端与所述二极管S7的输出端、滤波电容Cf以及负载RL连接；所述二极管S6的输入端与二极管S8的输入端、滤波电容Cf以及负载RL连接；所述二极管S7的输入端与二极管S8的输出端以及能量接收谐振电路连接。
当所述能量发射谐振电路和能量接收谐振电路的间距发生改变时，系统的输出功率会随之改变，通常使用互感M或者耦合系数k来反映距离D的变化。当所述发射线圈LP和接收线圈LS的结构均为同轴对称螺旋线圈时，设线圈匝数为n，线圈半径为r，则：
Figure BDA0002719787670000071
根据互感原理，得出系统的电路模型为：
Figure BDA0002719787670000072
Figure BDA0002719787670000073
基于
Figure BDA0002719787670000074
求解系统电流的表达式：
Figure BDA0002719787670000075
Figure BDA0002719787670000076
系统输出的有功功率为：
Figure BDA0002719787670000077
当负载RL为电阻器时：
Figure BDA0002719787670000078
Figure BDA0002719787670000079
此时系统的输出功率为：
Figure BDA00027197876700000710
本发明一种无线输电系统的控制方法的较佳实施例，包括如下步骤：
步骤S10、控制器控制开关驱动器向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号(PDM)，进而控制全桥逆变器将直流电压源的直流电压转换为高频交流电压；
脉冲密度调制信号具有高质量的因数，可以保证能量的传输效率，减少传输过程中的损耗，且实现简单、操作简单。如图3所示，全桥逆变器接入脉冲密度调制信号(连续开关脉冲信号)时会产生上方连续的方波电压VP和正弦波电流IP；当脉冲密度调制信号不连续时，电压波形如下方实线所示间断的方波，在同等电流下可以将电压等效为如虚线所示具有与连续信号相同频率但幅度不同的波形Vpeg；将同频率下不连续开关周期数与连续开关周期数之比称为脉冲密度。
步骤S20、高频交流电压通过能量发射谐振电路耦合到能量接收谐振电路后，经不可控桥式整流器转换为直流电压，再经滤波电容Cf的滤波后，加载在负载RL上；
步骤S30、控制器预设一参考电压V0 *，控制器实时采集直流电压源的输入电压Vin、负载RL的输出电压V0以及全桥逆变器的等效输出电压Vpeg，基于所述输入电压Vin以及等效输出电压Vpeg计算各时刻的脉冲密度dP；
在算法中，dP的矩阵有10个元素，设置的开关周期为10个谐振周期，根据dP的矩阵会产生10个不同的输出电压，为MPC算法提供一个有限的预测控制集。
步骤S40、利用粒子群算法，基于采集的直流电压源的输入电压Vin以及负载RL的输出电压V0实时辨识发射线圈LP和接收线圈LS的互感M；
步骤S50、基于所述互感M以及(k-1)时刻的脉冲密度dP(k-1)计算k时刻系统的输出功率P0(k)，基于所述输出功率P0(k)预测(k+1)时刻的输出电压V0(k+1)；
由于系统的电压采样周期和所述控制方法完成一次控制所需的计算周期大致相等，因此必须在MPC算法里添加延迟补偿，即在k时刻计算出(k+1)时刻的脉冲密度dP(k+1)。
步骤S60、基于所述输出功率P0(k)、输出电压V0(k+1)、k时刻的脉冲密度dP(k)、(k+1)时刻的输入电压Vin(k+1)预测(k+1)时刻系统的输出功率P0(k+1)以及(k+2)时刻的输出电压V0(k+2)；
步骤S70、基于所述输出功率P0(k+1)、输出电压V0(k+2)、(k+1)时刻的脉冲密度dP(k+1)、(k+2)时刻的输入电压Vin(k+2)预测(k+2)时刻系统的输入功率Pin(k+2)以及(k+3)时刻的输出电压V0(k+3)；
步骤S80、控制器基于MPC算法(模型预测控制算法)创建一成本函数，将所述输入功率Pin(k+2)、输出电压V0(k+3)以及参考电压V0 *带入成本函数计算得到(k+1)时刻的成本g(k+1)；
步骤S90、控制器基于所述成本g(k+1)选择(k+1)时刻最优的脉冲密度dP(k+1)输入开关驱动器，进而向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，完成无线输电系统输出电压V0的控制。由于在MPC算法里添加了延迟补偿，脉冲密度dP(k)的大小会影响到两个时刻后的输出电压V0(k+2)，所以需要计算输出电压V0(k+3)来选择脉冲密度dP(k+1)的最优值。
忽略不可控桥式整流器的损耗，负载RL所消耗的功率近似于谐振器的输出功率P0，将谐振器从初次侧到二次侧之间的传输效率η定义为：
Figure BDA0002719787670000091
可以看出，当输出电压V0不变时,可以通过减小输入功率Pin提高传输效率。
所述步骤S30中，所述脉冲密度dP的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000092
所述步骤S50中，所述输出功率P0(k)的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000093
Figure BDA0002719787670000094
所述输出电压V0(k+1)的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000095
其中ω表示能量发射谐振电路和能量接收谐振电路的共振频率；Vin(k)表示k时刻的输入电压；V0(k)表示k时刻负载RL的输出电压；T表示控制器采样时间。
所述步骤S40具体包括：
步骤S41、基于输入电压Vin、输出电压V0以及采样时间计算得到计算电压值；
Figure BDA0002719787670000101
Figure BDA0002719787670000102
其中V0(K+1)mea表示第(K+1)次的计算电压值；P0(K)表示第K次的输出功率；T表示采样时间；V0(K)表示第K次的实际电压值，即负载输出电压；K为正整数，表示采样次数；
步骤S42、基于实际电压值以及计算电压值创建目标函数：
fitness＝|V0(K+1)-V0(K+1)mea|；
其中fitness表示适应度，即目标函数的计算结果；V0(K+1)表示第(K+1)次的实际电压值，即输出电压；V0(K+1)mea表示第(K+1)次的计算电压值；
步骤S43、利用粒子群算法对所述目标函数进行优化，进而对发射线圈LP和接收线圈LS的互感M进行实时辨识：
步骤S431、设定一迭代阈值，并将互感M作为粒子输入粒子群算法；
步骤S432、对各粒子的速度和位置进行初始化；
步骤S433、计算各粒子的惯性权重因子；
步骤S434、基于所述惯性权重因子更新各粒子的速度和位置；
步骤S435、基于所述目标函数计算各粒子的适应度，基于所述适应度确定粒子的个体极值与全局极值；
步骤S436、基于所述迭代阈值以及适应度输出全局极值。
所述步骤S70中，所述输入功率Pin(k+2)的计算公式具体为：
Figure BDA0002719787670000111
所述步骤S80中，所述成本函数的公式为：
Figure BDA0002719787670000112
其中λ表示权重系数。
综上所述，本发明的优点在于：
通过控制器实时采集直流电压源的输入电压Vin、负载RL的输出电压V0以及全桥逆变器的等效输出电压Vpeg，基于输入电压Vin以及等效输出电压Vpeg计算各时刻的脉冲密度dP；再利用粒子群算法，基于采集的直流电压源的输入电压Vin以及负载RL的输出电压V0实时辨识发射线圈LP和接收线圈LS的互感M；基于互感M以及脉冲密度dP预测(k+2)时刻系统的输入功率Pin(k+2)以及(k+3)时刻的输出电压V0(k+3)；利用成本函数计算得到(k+1)时刻的成本g(k+1)；最终基于成本g(k+1)选择(k+1)时刻最优的脉冲密度dP(k+1)输入开关驱动器，进而向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，完成无线输电系统输出电压V0的控制。即形成一个闭环控制算法对无线输电系统输出电压V0进行实时控制，可以根据环境的改变进行自整定，输出稳定的电压，扩展了系统的可工作范围，极大的提升了无线输电系统的动态稳定性，进而极大的提升了电能传输的效率。
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。

Claims (10)

1.一种无线输电系统，其特征在于：包括一磁耦合谐振输电模块、一控制器以及一开关驱动器；
所述磁耦合谐振输电模块包括一直流电压源、一全桥逆变器、一能量发射谐振电路、一能量接收谐振电路、一不可控桥式整流器、一滤波电容Cf以及一负载RL；
所述全桥逆变器的一端与直流电压源连接，另一端与所述能量发射谐振电路连接；所述能量接收谐振电路的一端与能量发射谐振电路连接，另一端与所述不可控桥式整流器连接；所述滤波电容Cf与负载RL并联后，与所述不可控桥式整流器连接；
所述全桥逆变器与不可控桥式整流器均分别与开关驱动器连接；所述控制器分别与直流电压源、负载RL、开关驱动器以及全桥逆变器连接。
2.如权利要求1所述的一种无线输电系统，其特征在于：所述全桥逆变器包括一开关管S1、一开关管S2、一开关管S3以及一开关管S4；
所述开关管S1的一端与直流电压源的正极以及开关管S3连接，另一端与所述开关管S2以及能量发射谐振电路连接；所述开关管S2与直流电压源的负极以及开关管S4连接；所述开关管S3与开关管S4以及能量发射谐振电路连接。
3.如权利要求1所述的一种无线输电系统，其特征在于：所述能量发射谐振电路包括一电容CP、一发射线圈LP以及一电阻RP；
所述电容CP的一端与全桥逆变器连接，另一端与所述发射线圈LP连接；所述电阻RP的一端与全桥逆变器连接，另一端与所述发射线圈LP连接；所述发射线圈LP与能量接收谐振电路耦合。
4.如权利要求1所述的一种无线输电系统，其特征在于：所述能量接收谐振电路包括一电容CS、一接收线圈LS以及一电阻RS；
所述电容CS的一端与不可控桥式整流器连接，另一端与所述接收线圈LS连接；所述电阻RS的一端与不可控桥式整流器连接，另一端与所述接收线圈LS连接；所述接收线圈LS与能量发射谐振电路耦合。
5.如权利要求1所述的一种无线输电系统，其特征在于：所述不可控桥式整流器包括一二极管S5、一二极管S6、一二极管S7以及一二极管S8；
所述二极管S5的输入端与二极管S6的输出端以及能量接收谐振电路连接，输出端与所述二极管S7的输出端、滤波电容Cf以及负载RL连接；所述二极管S6的输入端与二极管S8的输入端、滤波电容Cf以及负载RL连接；所述二极管S7的输入端与二极管S8的输出端以及能量接收谐振电路连接。
6.一种无线输电系统的控制方法，其特征在于：所述方法需使用如权利要求1至5任一项所述的输电系统，包括如下步骤：
步骤S10、控制器控制开关驱动器向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，进而控制全桥逆变器将直流电压源的直流电压转换为高频交流电压；
步骤S20、高频交流电压通过能量发射谐振电路耦合到能量接收谐振电路后，经不可控桥式整流器转换为直流电压，再经滤波电容Cf的滤波后，加载在负载RL上；
步骤S30、控制器预设一参考电压
Figure FDA0002719787660000021
控制器实时采集直流电压源的输入电压Vin、负载RL的输出电压V0以及全桥逆变器的等效输出电压Vpeg，基于所述输入电压Vin以及等效输出电压Vpeg计算各时刻的脉冲密度dP；
步骤S40、利用粒子群算法，基于采集的直流电压源的输入电压Vin以及负载RL的输出电压V0实时辨识发射线圈LP和接收线圈LS的互感M；
步骤S50、基于所述互感M以及(k-1)时刻的脉冲密度dP(k-1)计算k时刻系统的输出功率P0(k)，基于所述输出功率P0(k)预测(k+1)时刻的输出电压V0(k+1)；
步骤S60、基于所述输出功率P0(k)、输出电压V0(k+1)、k时刻的脉冲密度dP(k)、(k+1)时刻的输入电压Vin(k+1)预测(k+1)时刻系统的输出功率P0(k+1)以及(k+2)时刻的输出电压V0(k+2)；
步骤S70、基于所述输出功率P0(k+1)、输出电压V0(k+2)、(k+1)时刻的脉冲密度dP(k+1)、(k+2)时刻的输入电压Vin(k+2)预测(k+2)时刻系统的输入功率Pin(k+2)以及(k+3)时刻的输出电压V0(k+3)；
步骤S80、控制器创建一成本函数，将所述输入功率Pin(k+2)、输出电压V0(k+3)以及参考电压
Figure FDA0002719787660000031
带入成本函数计算得到(k+1)时刻的成本g(k+1)；
步骤S90、控制器基于所述成本g(k+1)选择(k+1)时刻最优的脉冲密度dP(k+1)输入开关驱动器，进而向全桥逆变器发送脉冲密度调制信号，完成无线输电系统输出电压V0的控制。
7.如权利要求6所述的一种无线输电系统的控制方法，其特征在于：所述步骤S30中，所述脉冲密度dP的计算公式具体为：
Figure FDA0002719787660000032
8.如权利要求6所述的一种无线输电系统的控制方法，其特征在于：所述步骤S50中，所述输出功率P0(k)的计算公式具体为：
Figure FDA0002719787660000033
Figure FDA0002719787660000034
所述输出电压V0(k+1)的计算公式具体为：
Figure FDA0002719787660000035
其中ω表示能量发射谐振电路和能量接收谐振电路的共振频率；Vin(k)表示k时刻的输入电压；V0(k)表示k时刻负载RL的输出电压；T表示控制器采样时间。
9.如权利要求6所述的一种无线输电系统的控制方法，其特征在于：所述步骤S70中，所述输入功率Pin(k+2)的计算公式具体为：
Figure FDA0002719787660000036
10.如权利要求6所述的一种无线输电系统的控制方法，其特征在于：所述步骤S80中，所述成本函数的公式为：
Figure FDA0002719787660000037
其中λ表示权重系数。
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