CN110601627A - 一种pmsm的可拓展电压空间矢量输出的fcs-mpdtc控制系统及方法 - Google Patents

一种pmsm的可拓展电压空间矢量输出的fcs-mpdtc控制系统及方法 Download PDF

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Abstract

一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS‑MPDTC控制系统包括比例积分PI控制器、模型预测、矢量调整、电压观测、ABC‑αβ转换、一拍滞后补偿、拟输出电压空间矢量选择、二电平电压源型逆变器、永磁同步电动机，其控制方法基于两步模型预测进行的可扩展输出电压空间矢量范围的转矩控制策略，可以在dSPACE和Typhoon HIL 402的综合实验平台进行开发；磁链和转矩的控制性能好；算法所涉的运算量少；电流总谐波失真THD小；硬件要求的开发成本低；结果监测快速性及实时性好；对于电力电子驱动系统的开发测试具有通用性。

Description

一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统 及方法
(一)技术领域：
本发明涉及电机控制的相关技术领域，尤其是一种PMSM(Permanent MagnetSynchronous Motor，永磁同步电动机)的FCS-MPDTC(Finite-Control-Set ModelPredictive Directive Torque Control Strategy，有限控制集模型预测直接转矩控制策略；具有拓展电压空间矢量输出的特点；Voltage Space Vector，简称VSV，电压空间矢量)控制系统及方法。
(二)背景技术：
化石能源的不可再生和人类生存环境的日益恶化正逐渐对传统的出行方式提出新的需求。基于公路的出行方式中，新能源汽车能够有效减少或消除自身污染物排放，有利于高效使用能源、集中处理污染和提高主要生活环境质量，因此已逐渐深入国家科技战略、企业研发计划和高校研究课题中。此外，由于电力电子技术在不断进步，电力电子及驱动系统在众多工业领域的作用日益突出，尤其是在电动汽车以及太阳能和风能等领域的应用引起了研发人员的关注。电动汽车作为主要应用之一在生活中是比较常见的。目前，公认的新能源汽车主要有三种构型，分别为混合动力汽车、化学电池电动汽车和燃料电池电动汽车。电机驱动在三种构型中均属于基本技术，因此，提高电机驱动性能具有重要意义。
永磁同步电机因为其结构简单，高功率密度，动态性能出色等优点被广泛应用于高精度控制的驱动系统，电动汽车的电机动力驱动就是主要应用之一。因此，高性能的控制策略是十分重要的。传统的控制方法分为磁场定向控制(Field Oriented Control， FOC)和直接转矩控制控制(Direct Torque Control，DTC)。FOC具有较高的控制精度和良好的稳态性能，但是与DTC相比，其复杂程度较高，响应速度较慢。如今DTC 作为一种以电磁转矩和磁链为控制目标的快速控制方法受到国内外学者的广泛关注。 DTC结构简单，计算复杂程度低，响应速度快，但由于磁链和转矩存在纹波的问题，稳态性能差，控制效果并不是十分理想，所以致力于解决这些问题是非常必要的。
随着微处理器的发展，模型预测控制逐渐被引入永磁同步电机转矩控制之中，发展为模型预测直接转矩控制(Model Predictive Direct Torque Control，MPDTC)，该方法因为可以对下一时刻重要变量的状态进行直观表述，进而有效减少输出转矩的纹波而备受关注。有限集模型预测转矩控制(Finite-control-set Model Predictive Direct TorqueControl，FCS-MPDTC)是一种新颖的模型预测转矩控制策略，该方法可对二电平电压源型逆变器(2L-VSI)可允许的有限开关状态下的磁链状态、转矩状态进行有效预测，通过所设计的采用合理权重系数的成本函数来选择最优的开关状态并作用于控制目标，以减少转矩和磁链的纹波。其中成本函数包含了对若干个控制目标的约束，作为选择最优电压空间矢量VSV的标准，直观地反应控制成本。此策略在每个计算周期中都会直观地计算最优电压空间矢量的成本，若可输出的电压空间矢量VSV只限于8个基本矢量，仍会存在较大的磁链和转矩纹波。但是若增加参与预测计算的电压空间矢量VSV的数目，计算复杂程度则会提高，同时增加处理器的运算成本，这往往不利于实时运算。并且，设计出具有合理权重系数的成本函数是十分困难的，尤其是合理的权重系数的选择是十分复杂的过程。因此，在减少模型预测的计算复杂度的同时提升对目标电机的控制性能是非常必要的。
此外，由于复杂的电力电气驱动系统的开发是非常耗时的过程，需要不同的工具和复杂的步骤。在传统的控制系统开发中，硬件和软件开发过程十分繁琐，其过程并不能随时验证算法的正确性，手写代码的过程需要大量的人力和时间，若系统完成后测试不达标则需以较大的成本进行多次开发。所以，借助半实物仿真技术，可实现“V”流程的方法用于早期的控制算法验证和纠错。“V”流程的开发方法具体可以概括为功能设计-快速控制原型-目标代码生成-硬件回路仿真-标定，不仅可以生成高质量的代码，而且该模式节约时间，开发效率高。
(三)发明内容：
本发明的目的在于提供一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC 控制系统及方法，它可以弥补现有技术的不足，克服传统方法中存在的磁链和转矩纹波问题，并且它也是一种能够提高转矩的控制性能、运算速度快、成本低的方法，且系统结构简单，容易实现。
本发明的技术方案：一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统，如图1所示，其特征在于它包括比例积分PI控制器模块、模型预测模块、矢量调整模块、电压观测模块、二电平电压源型逆变器(2Level-Voltage Source Inverter， 2L-VSI)模块、永磁同步电动机PMSM、拟输出电压空间矢量选择模块、一拍滞后补偿模块以及ABC-αβ转换模块；其中，所述比例积分PI控制器模块的输入端为采集的电机转速(rpm)信号与电机转速参考输入信号的偏差值，其输出端输出转矩的参考输入量，与模型预测模块的输入端和拟输出电压空间矢量选择模块的输入端连接；所述模型预测模块的输入端为转矩和磁链的参考输入量、经过一拍补偿的电流(A)、磁链(Wb) 和采集的电机的电角速度(rad/s)信号，且与拟输出电压空间矢量选择模块的输出端连接；所述模型预测模块输出磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT，其输出端连接矢量调整模块的输入端；所述矢量调整模块的输入端与模型预测模块和拟输出电压空间矢量选择模块的输出端连接，其输出端分别与2L-VSI模块的输入端及电压观测模块的输入端相连接；所述2L-VSI模块与永磁同步电动机PMSM连接，通过电流传感器采集PMSM的电流信号，其输出端连接电压观测模块的输入端；所述ABC-αβ转换模块的输入端为采集的永磁同步电动机PMSM的电流(A)信号，经转换后的信号送入一拍滞后补偿模块；所述一拍滞后补偿模块的输入端为经过ABC-αβ转换的永磁同步电动机PMSM的电流信号(A)、电机的电角速度信号(rad/s)及电压观测模块的电压输出信号，其输出端输出经一拍补偿后的磁链(Wb)信号和电流(A)信号给拟输出电压空间矢量选择模块。
所述二电平电压源型逆变器模块采用逆变桥结构，所述逆变器逆变桥上的功率器件可以是IGBT或MOSFET。
一种上述的控制系统的工作方法，其特征在于它包括以下步骤：
1)由电流传感器对目标电机PMSM的两相电流ia(k)、ib(k)进行采样，利用直流采样电路对直流侧电压Vdc(k)进行采样，由编码器或旋转变压器对电角速度ωe(k)进行采样；将采样后的电流信号ia(k)、ib(k)输入ABC-αβ转换模块对其进行坐标转换处理，在两相静止坐标系αβ下，建立永磁同步电动机的数学模型；
2)将上一运行周期经步骤7)进行矢量调整计算后输出的最优电压空间矢量Vx(k)的开关信号量Sa,b,c作用于二电平电压源型逆变器模块，以输出至目标电机PMSM进行控制；
3)将直流电压信号Vdc(k)和步骤2)中的最优电压空间矢量Vx(k)输入电压观测模块，对于在本运行周期内作用于二电平电压源型逆变器的电压空间矢量Vx(k)进行电压观测处理，将得到作用于电机的定子电压us(k)，之后将us(k)输入到一拍滞后补偿模块，并将电角速度信号ωe(k)作为电机运转信息分别依次输入一拍滞后补偿模块以及模型预测模块；
4)在一拍滞后补偿模块中，利用定子电流is(k)进行一拍滞后补偿的计算，即得到is(k+1)和ψs(k+1)，并将结果输入拟输出电压空间矢量选择模块，该过程进行的一拍滞后补偿处理是为了解决测量和计算过程所消耗的时间造成控制延迟的问题，用以提高控制精度；
5)利用步骤4)中的信息ψs(k+1)判断定子磁链所在扇区Sn，利用步骤4)中的信息is(k+1)和ψs(k+1)计算出电磁转矩Te(k+1)，并根据由|ψs(k+1)|和Te(k+1) 及其相应的定子磁链参考输入量和转矩参考输入量计算出的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe与定子磁链所在扇区Sn，选择出参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p；之后，将拟输出电压空间矢量Vi p和磁链所在扇区Sn与步骤4)中得到的is(k+1) 和ψs(k+1)共同输入模型预测模块；
6)在模型预测模块中，对步骤5)中选择的拟输出电压空间矢量Vi p的作用效果进行预测，计算预测磁链ψs(k+2)和预测转矩Te(k+2)，并且计算磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT；将gf、gT、Vi p及Sn共同输入矢量调整模块；
7)在矢量调整模块中，利用步骤6)中所计算的磁链预测偏差值gf，转矩预测偏差值gT对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整并输出；
8)返回步骤1)，开始下一运行周期。
所述步骤1)中的将采样后的电流信号ia(k)、ib(k)输入ABC-αβ转换模块对其进行坐标转换处理，具体是指：
同一采样时刻，对目标电机PMSM的两相电流ia(k)、ib(k)、直流侧电压Vdc(k)、电角速度ωe(k)进行采样；由于三相电流存在如式(1)的关系，只需采样两相电流即可；
ia+ib+ic＝0 (1)
由ABC-αβ转换模块完成坐标变换；由于正弦波永磁同步电动机是强耦合、多变量的复杂非线性系统，基于三相静止坐标系分析和计算十分复杂，所以利用Clark变换将ABC三相静止坐标系转换为αβ两相静止坐标系，变换关系如下：
式中，fa，fb，fc为三相静止坐标系下的电压、电流和磁链等分量，fα和fβ为两相静止坐标系下对应的分量；对于等幅值变换，T3s/2s＝2/3；
具体的，在ABC-αβ转换模块中，对于所采集的两相电流ia(k)、ib(k)进行坐标变换，电流的具体坐标变换可以表示为：
式中，is为定子电流，ia、ib为三相静止坐标系下的两相电流，iα和iβ为两相静止坐标系下定子电流对应的α轴分量和β轴分量。
所述步骤1)中在两相静止坐标系αβ下，建立永磁同步电动机的数学模型，具体是指：
电机的定子电流和定子磁链的数学模型如式(3)和式(4)所示：
式中，is为定子电流；Ls为定子电感；us为定子电压；Rs为定子电阻；ωe为电机的电角速度；ψs为定子磁链；
永磁同步电动机PMSM的转矩方程可以被描述为如式(5)和式(6)所示的形式：
其中，Ld和Lq分别为定子的直轴和交轴电感；Te为电磁转矩；p为电机的极对数；表示叉乘；δ为定子磁链和转子磁链的夹角；ψf为永磁体磁链；
当永磁同步电动机的定子电感满足Ls＝Ld＝Lq时，公式(6)可以写为公式(7) 和公式(8)的形式：
式中，ωm表示电机的机械角速度；TL表示负载转矩；J表示转动惯量，B为转子粘滞摩擦系数。
所述满足定子电感满足Ls＝Ld＝Lq的永磁同步电动机是表贴式三相永磁同步电动机，即本发明涉及的控制对象。以上为永磁同步电动机的数学模型。
所述步骤2)中最优电压空间矢量Vx(k)是由上一运行周期经步骤7)进行矢量调整计算后得出的，电压空间矢量Vx(k)对应的开关信号量Sa,b,c可由传统的SVPWM算法或者基于Vx(k)的基本电压空间矢量的合成方式依次给出开关信号量Sa,b,c。
所述步骤3)中将直流电压信号Vdc(k)和步骤2)中的最优电压空间矢量Vx(k)输入电压观测模块，对其进行电压空间矢量Vx(k)的观测处理，得到作用于电机的定子电压us(k)，具体是指：在电压观测模块中，利用直流电压信号Vdc(k)对电压空间矢量 Vx(k)进行观测；
对于二电平电压源型逆变器，如图2所示，其各桥臂的开关管处于不同开关状态时，可得到不同的电压空间矢量(VSV)；为了表示逆变器桥臂上6个开关管的开关状态，定义6个开关信号量，即三个上桥臂开关信号量Sa、Sb、Sc和三个下桥臂开关信号量Sa’、Sb’、Sc’；它们只有两种取值，即0或1；
其中，“1”表示对应的逆变器上桥臂的开关器件是开通状态，且此时逆变器下桥臂的开关器件是关闭状态，即：Sa＝1、Sb＝1、Sc＝1、Sa’＝0、Sb’＝0、Sc’＝0；“0”表示对应的逆变器上桥臂的开关器件是关断状态，且此时逆变器下桥臂的开关器件是开通状态，即Sa＝0、Sb＝0、Sc＝0、Sa’＝1、Sb’＝1、Sc’＝1；所以，交流侧电压VaN，VbN，VcN可利用开关信号量Sa,Sb,Sc表示为：
式中，VaN，VbN，VcN为交流测三相电压，三相电压经可经过坐标变换：
此外，由于上下桥臂的开关器件不允许在同一时刻同为导通状态，所以二电平三相电压源型逆变器的开关状态有8种不同的组合，以此可以得到8个基本电压空间矢量，每种开关状态对应一种电压空间矢量；因此，作用于二电平逆变器(2L-VSI)的基本电压空间矢量如表1所示，其中Uα、Uβ分别为基本电压空间矢量在两相静止坐标系下的α轴分量和β轴分量。
表1作用于二电平逆变器(2L-VSI)的基本电压空间矢量(VSV)
由于在本周期内作用于逆变器的电压空间矢量Vx(k)是由两个相邻的基本有效电压空间矢量U1～U6和一个零矢量U0或U7共同作用而成的，U0～U7都可根据直流电压信号Vdc(k)和表1求得。Vx(k)即为作用于电机上的定子电压us(k)，其大小为：
us(k)＝Dm1Ua+Dm2Ub (10-b)
式中，Ua和Ub分别为两个相邻的有效电压矢量(U1～U6)，Dm1和Dm2分别为两个矢量的调制比例。由于所涉Vx(k)是由上一个周期中步骤7)中由表6选出，所以两个相邻的有效电压矢量Ua、Ub和调制比例Dm1和Dm2根据表5和表6都为已知量，并且根据公式(10-b)可完成电压观测计算，得到定子电压us(k)。
完成上述过程的电压观测计算后，将定子电压us(k)输入到一拍滞后补偿模块；
所述步骤4)中的对定子电流is(k)和定子磁链ψs(k)进行一拍滞后补偿具体是指对电流、磁链和转矩进行两步预测，其中，一步用于补偿控制延时作为第二步预测的初始状态，一步用于具体步骤5）中对磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)在作用电压空间矢量后控制效果的预测；一拍滞后补偿计算所涉及的离散化电流和磁链计算方程如公式 (11)和公式(12)所示，is(k+1)，ψs(k+1)分别为经一拍滞后补偿的定子电流和定子磁链：
ψs(k+1)＝ψs(k)+Ts[us(k)-Rsis(k)] (12)
根据公式(5)、公式(11)和公式(12)，可以得到如公式(13)所示的电磁转矩：
式中，is(k)是所述步骤1)中经测量和ABC-αβ坐标变换后得到的定子电流， us(k)＝[uα uβ]即所述步骤3)中经电压观测得到的定子电压，ψs(k)是上一运行周期即k-1时刻经过如公式(12)所示的一拍滞后补偿计算后得到的定子磁链结果，定子磁链起始时刻的初值可以设定为：
在实际应用的过程中，存在测量和计算，都会消耗时间。而且，计算都是定量的，所以实际的控制输出会由于计算过程所消耗的时间造成控制延迟，这会使得控制精度下降，在控制应用中的计算量越大其影响越为明显；正是由于实际系统中的数字控制在进行实时计算时会存在一步定量计算产生的控制延时，使得在当前采样周期选择的最优电压空间矢量直到下一周期才能作用于系统，影响控制性能；因此，一拍滞后补偿模块将对控制过程进行一拍滞后补偿；将补偿控制延时后的磁链ψs(k+1)和转矩 Te(k+1)的计算偏差值δψs和δTe用于选择参与模型预测的拟输出电压空间矢量，同时将磁链ψs(k+1)和定子电流is(k+1)用于模型预测的计算，作为预测计算(k+2)时刻的初始状态。
所述步骤5)中拟输出电压空间矢量Vi p的预选方法是利用可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC直接转矩控制方法，FCS-MPDTC的结构如图1所示，具体包括以下内容：
在进行模型预测前，根据计算出的磁链参考偏差δψs、转矩参考偏差δTe和定子磁链所在扇区Sn，采用如表4所示的转矩控制开关表以确定参与预测计算的矢量Vi p；根据模型预测计算中所涉及的控制目标的磁链预测偏差值gf、转矩预测偏差值gT和定子磁链所在扇区Sn对所选的拟输出电压空间矢量Vi p进行步骤7)中所涉的矢量调整并输出，此外，在实际控制系统的实时运算中需要考虑补偿时间延时，即进行公式(11) 和公式(12)所示的一拍滞后补偿计算，FCS-MPDTC的结构如图1所示。
由拟输出电压空间矢量选择模块对拟输出电压空间矢量进行预选，拟输出电压空间矢量Vi p包括由8个基本有效电压空间矢量调制出的6个电压空间矢量；8个基本有效电压空间矢量分别记作U0-U7，如表1和图3所示，调制出的6个电压空间矢量分别记作V1-V6，如图4所示；
为了确定定子磁链ψs的位置，在两相静止坐标系αβ坐标轴所在平面划分扇区，两相静止坐标系αβ中，在二电平电压源型逆变器模块作用下的电压空间矢量周期性的改变π/3，则坐标平面可以被分为6个扇区，如表2所示：
表2α-β平面的矢量扇区
也可以用公式(14)对其进行描述：
其中，定子磁链所在的扇区为Sn，n为所在扇区的序号，n∈{1,...,6}；
则ψs所在的位置角可用公式(15)表示。
式中，θs为ψs所在的位置角，ψαs和ψβs分别为定子磁链的α轴分量和β轴量。
所述6个电压空间矢量V1-V6分别是由两个相邻的基本有效电压空间矢量和一个零矢量在(0,0.5)的调制增益Dm范围和(1-2Dm)的占空比d中进行调制的，并将调制结果作为有限控制集(Finite-Control-Set，FCS)，用于拟输出电压空间矢量的预选。
所述6个电压空间矢量V1-V6分别是由两个相邻的基本有效电压空间矢量和零矢量按照调制增益Dm＝0.4和占空比d＝0.2进行调制的，得到如表3所示的αβ平面的电压空间矢量(VSV)的调制方式；即两个相邻的基本有效电压空间矢量调制的增益为0.4，零矢量占空比为0.2时效果最好，也就是说一个周期里，两个有效电压矢量分别作用 40％，零矢量占20％，此时，该系统的有限控制集内所含电压空间矢量如图4所示，但并非6个电压空间矢量全部参与模型预测模块中预测模型的计算。
表3αβ平面的电压空间矢量(VSV)
表3中的电压空间矢量Vx可以描述为Vx＝0.4(Ua+Ub)+0.2(U0或U7)，但是 U0和U7其交流侧电压值为0，也可以描述为Vx＝0.4(Ua+Ub)。式中，Ua和Ub分别为两个相邻的有效电压矢量(U1～U6)。
所述步骤5)中参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p是根据表4所示的直接转矩控制开关表对其进行选取：
表4转矩控制开关表
所述步骤5)中由|ψs(k+1)|和Te(k+1)计算出的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe是指：
由表4，磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe可分别表示为：
其中：为定子磁链幅值的参考量，为电磁转矩的参考输入量。
所述步骤5)中选择出参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p具体是指：根据步骤5)中得到的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe，即可得到磁链和转矩的增减信号，再结合定子磁链位置所处的扇区，即可选择参与模型预测计算的拟输出电压空间矢量，具体包括以下内容：
当δψs>0时表示磁链增加信号，当δψs<0时表示磁链减少信号，转矩增减信号同理；根据表2可以确定定子磁链所在的扇区，再结合表3即可得到参与预测模型计算的拟输出电压空间矢量；选取出的电压空间矢量将参与模型预测的计算，且每次参与预测计算的电压空间矢量数目仅有一个，与传统的FCS-MPDTC中每次历遍所有拟输出电压空间矢量的方式相比减少了计算量。
所述步骤5)中的模型预测模块用于对磁链和转矩在选定的拟输出电压空间矢量Vi p作用后的控制效果的预测计算；经过一拍补偿后所预测的离散化电流和磁链方程如公式(16)和公式(17)所示：
ψs(k+2)＝ψs(k+1)+Ts[us(k+1)-Rsis(k+1)] (17)
则电磁转矩为：
根据模型预测的公式(16)～(18)计算出的磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)，取其输入参考值的预测偏差，分别得到如式(19)所示的磁链预测偏差值和式(20)所示的转矩预测偏差值：
将得到的偏差值gf、gT与所选取的电压矢量及磁链所在扇区信息输入至矢量调整模块。
所述步骤7)中利用步骤6)中所计算的磁链预测偏差值gf，转矩预测偏差值gT对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整并输出，是指：
如果可输出并作用于逆变器的电压空间矢量只有如表3所示的6个电压空间矢量，无疑同传统直接转矩控制DTC类似，虽然结构简单运算速度快，但是存在较大的磁链和转矩纹波，影响电机的控制效果；因此，为了减小磁链和转矩的纹波，需要对当前选取的拟输出电压空间矢量做出调整，优化控制性能；
由公式(19)和公式(20)得到的结果对拟输出的电压空间矢量进行四个方向上的调整，得到用于调整的扩展矢量如表5所示：
表5扩展矢量表
表5中的电压空间矢量Vx可以描述为Vx＝Dm1Ua+Dm2Ub+0.2(U0或U7)，但是 U0和U7其交流侧电压值为0，也可以描述为Vx＝Dm1Ua+Dm2Ub；式中，Ua和Ub分别为两个相邻的有效电压矢量(U1～U6)，Dm1和Dm2分别为两个矢量的调制比例。
所述对拟输出的电压空间矢量进行四个方向上的调整的具体方法由以下步骤构成：
①根据表2确定定子磁链所处的扇区，根据磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的计算公式得到该扇区中磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的取值状态；
②根据磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的取值状态在表4中选择出拟输出的电压空间矢量，再根据式(16)-(18)预测出该选定的电压空间矢量作用于逆变器后的磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)；
③根据公式(19)-(20)计算磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT：
预测后的磁链预测偏差值gf有三种可能，即：
gf>0，表示矢量作用后偏差值仍为正，此刻还需增大磁链幅值；
gf<0，表示幅值增大过量，需要输出矢量做出调整，减小磁链幅值增量；
gf＝0，表示磁链幅值在作用拟输出矢量后磁链已经达到磁链参考输入值；
预测后的转矩预测偏差值可能是：
gT>0，表示矢量作用后还需增加转矩，则需增大定子磁链和转子磁链夹角δ
gT<0，表示矢量作用后还需减小转矩，即减小磁链夹角δ；
gT＝0，表示在作用拟输出矢量后转矩已经达到转矩参考输入值；
根据gf和gT的符号、磁链所在扇区和模型预测的结果对拟输出电压空间矢量进行调整，即可达到扩大可输出矢量集的范围的目的，如图6所示。
根据gf和gT的符号，可知拟输出矢量V2作用后的效果，如果gf>0表示矢量作用后偏差值仍为正，此刻还需增大磁链幅值；gf<0表示幅值增大过量，需要输出矢量做出调整，减小磁链幅值增量；gf＝0则表示磁链幅值在作用拟输出矢量后磁链已经达到磁链参考输入值；gT>0表示矢量作用后还需增加转矩，则需增大定子磁链和转子磁链夹角δ；gT<0表示表示矢量作用后还需减小转矩，即减小磁链夹角δ；gT＝0则表示在作用拟输出矢量后转矩已经达到转矩参考输入值；如图6所示，根据磁链所在扇区和模型预测的结果对拟输出矢量进行调整，即可达到扩大可输出矢量集的范围的目的。
所述步骤7)中对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整的具体方法是利用磁链预测偏差gf及转矩预测偏差gT及定子磁链所在扇区Sn的信息进行调整，得到如表6所示的拟输出电压空间矢量Vi p调整表。
表6拟输出电压空间矢量Vi p调整表
本发明的开发方法：本发明提出了一种新的综合开发平台的开发方法。控制策略使用带有ControlDesk和MATLAB/Simulink软件包的dSPACE DS1006 R&D控制器板和带有数字硬件模型的Typhoon HIL 402实现。仿真和开发的开发流程如图7所示。首先开发设计新型控制策略，接着使用开发的控制策略完成基于MATLAB/Simulink 的离线仿真，然后利用硬件dSPACE和Typhoon HIL 402搭建综合实验平台，即进行硬件接线并与上位机连接，之后在硬件dSPACE和Typhoon HIL 402配套的软件上分别进行控制算法建模和控制硬件建模并生成和编译代码，完成后在已建立的开发平台上实现在线运行和监控。最后，根据运行和监控的结果对控制算法和控制硬件的模型进行修改，即优化和再开发。简言之，该方法可认为是先进行离线仿真验证算法，再进行在线运行的开发验证。
具体而言，本发明采用dSPACE和Tyhpoon HIL 402搭建综合开发平台进行理论验证。dSPACE中央处理系统采用DS1006驱动板，DS2004和DS2103分别用作A/D 和D/A转换，控制系统使用DS5202作为交流调速板卡。由于复杂的电力电子驱动系统的开发是非常耗时的过程，需要不同的工具和复杂的步骤，所以在开发中选择采用了硬件Tyhpoon HIL 402。它是集成了高精度电力电子硬件模型的测试平台，可模拟实际工况下的硬件工作状态，将实物仿真模型下载至目标机后用于硬件在环(HIL)测试。 dSPACE和Tyhpoon HIL 402可通过I/O接口无缝连接，综合硬件开发平台的搭建如图 8所示。
本发明的优越性：本发明的FCS-MPDTC为克服传统方法中存在的磁链和转矩纹波问题，增大了电压空间矢量可输出的范围，降低了磁链和转矩的纹波以及相电流 THD，提高了转矩的控制性能，并减少了计算量。具体而言，该方法通过对6个电压空间矢量作用于功率器件后的输出效果进行分析，设计控制开关表用以选择参与转矩模型预测计算的拟输出电压空间矢量，并在预测过程中考虑实时控制中的测量和计算延时，再根据所控制的目标变量的预测偏差结果对拟输出电压空间矢量进行调整，将可输出的电压空间矢量数目由传统的8个增加至30个，实现更准确、稳定的转矩控制。并且，该策略在dSPACE和Typhoon HIL402的综合开发平台能够得到很好的验证。该开发方法是通过连接两个半实物仿真平台实现对电力电子驱动系统的开发，也为其它策略的电力电子驱动系统的开发提供了新的参考。
(四)附图说明：
图1为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的整体结构框图。
图2为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的二电平电压源型逆变器的原理图。
图3为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法中αβ平面的基本电压空间矢量分布示意图。
图4为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法中有限控制集内的空间矢量分布示意图。
图5为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法中拟输出电压空间矢量的作用效果示意图。
图6为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法中定子磁链位置在S1扇区时对拟输出电压空间矢量的调整原理示意图。
图7为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的开发方法的流程示意图。
图8为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的基于dSPACE和Tyhpoon HIL 402的硬件开发平台结构示意图。
图9为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的仿真在转速600rpm和1.5N·m负载变化时相应的转速、转矩、磁链和定子电流仿真曲线(其中，图9-a为传统的直接转矩控制DTC策略下的仿真结果；图9-b为传统的有限控制集模型预测直接转矩控制FCS-DTC策略下的仿真结果；图9-c为本发明的有限控制集模型预测直接转接控制FCS-MPDTC策略下的仿真结果)。
图10为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法的相电流ia的THD仿真曲线(其中，图10-a为传统的直接转矩控制 DTC策略下的仿真结果；图10-b为传统的有限控制集模型预测直接转矩控制FCS-DTC 策略下的仿真结果；图10-c为本发明的有限控制集模型预测直接转接控制 FCS-MPDTC策略下的仿真结果)。
图11为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的综合开发平台硬件信号线连接示意图。
图12为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的综合开发平台中基于Tyhpoon HIL 402上位机软件搭建的硬件模型。
图13为所述图8、图11和图12的结构与其在控制系统中的相互关系示意图。
图14为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的综合开发平台运行在不同控制策略下在空载时的稳态响应(其中，图14-a为传统的直接转矩控制DTC策略下的稳态响应；图14-b为传统的有限控制集模型预测直接转矩控制FCS-DTC策略下的稳态响应；图14-c为本发明的有限控制集模型预测直接转接控制FCS-MPDTC策略下的稳态响应)。
图15为本发明所涉一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的综合开发平台运行在传统FOC控制策略下的稳态响应(其中，图15-a为转速是300rpm时；图15-b为转速是400rpm时；图15-a为转速是500rpm时)。
(五)具体实施方式：
实施例：一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统，如图1所示，其特征在于它包括比例积分PI控制器模块、模型预测模块、矢量调整模块、电压观测模块、二电平电压源型逆变器2L-VSI模块、永磁同步电动机PMSM、拟输出电压空间矢量选择模块、一拍滞后补偿模块以及ABC-αβ转换模块；其中，所述比例积分PI控制器模块的输入端为采集的电机转速(rpm)信号与电机转速参考输入信号(rpm)的偏差值，其输出端输出转矩的参考输入量，与连接模型预测模块的输入端和拟输出电压空间矢量选择模块的输入端连接；所述模型预测模块的输入端为转矩和磁链的参考输入量、经过一拍补偿的电流(A)、磁链(Wb)和采集的电机的电角速度(rad/s)信号，且与拟输出电压空间矢量选择模块的输出端连接；所述模型预测模块输出磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT，其输出端连接矢量调整模块的输入端；所述矢量调整模块的输入端与模型预测模块和拟输出电压空间矢量选择模块的输出端连接，其输出端分别与2L-VSI模块的输入端及电压观测模块的输入端相连接；所述2L-VSI模块与永磁同步电动机PMSM连接，通过电流传感器采集PMSM的电流信号，其输出端连接电压观测模块的输入端；所述ABC-αβ转换模块的输入端为采集的永磁同步电动机PMSM的电流(A)信号，经转换后的信号送入一拍滞后补偿模块；所述一拍滞后补偿模块的输入端为经过ABC-αβ转换的永磁同步电动机PMSM的电流信号(A)、电机的电角速度信号(rad/s)及电压观测模块的电压输出信号，其输出端输出经一拍补偿后的磁链(Wb)信号和电流(A)信号给拟输出电压空间矢量选择模块。
所述二电平电压源型逆变器模块采用IGBT逆变桥结构。
一种上述的控制系统的工作方法，其特征在于它包括以下步骤：
1)由电流传感器对目标电机PMSM的两相电流ia(k)、ib(k)进行采样，利用直流采样电路对直流侧电压Vdc(k)进行采样，由编码器或旋转变压器对电角速度ωe(k)进行采样；将采样后的电流信号ia(k)、ib(k)输入ABC-αβ转换模块对其进行坐标转换处理，在两相静止坐标系αβ下，建立永磁同步电动机的数学模型；
同一采样时刻，对目标电机PMSM的两相电流ia(k)、ib(k)、直流侧电压Vdc(k)、电角速度ωe(k)进行采样；本策略在开发设计中选用编码器对角速度进行采样；由于三相电流存在如式(1)的关系，只需采样两相电流即可；
ia+ib+ic＝0 (1)
由ABC-αβ转换模块完成坐标变换利用Clark变换将ABC三相静止坐标系转换为αβ两相静止坐标系，将所采集的两相电流ia(k)、ib(k)进行坐标变换为：
电机的定子电流和定子磁链的数学模型如式(3)和式(4)所示：
永磁同步电动机PMSM的转矩方程可以被描述为如式(5)和式(6)所示的形式：
当永磁同步电动机的定子电感满足Ls＝Ld＝Lq时，公式(6)可以写为公式(7) 和公式(8)的形式：
满足定子电感满足Ls＝Ld＝Lq的永磁同步电动机是表贴式三相永磁同步电动机，即本发明涉及的控制对象。以上为永磁同步电动机的数学模型。
2)将上一运行周期经步骤7)进行矢量调整计算后输出的最优电压空间矢量Vx(k)的开关信号量Sa,b,c作用于二电平电压源型逆变器模块，以输出至目标电机PMSM进行控制。
3)将直流电压信号Vdc(k)和步骤2)中的最优电压空间矢量Vx(k)输入电压观测模块，对于在本运行周期内作用于二电平电压源型逆变器的电压空间矢量Vx(k)进行电压观测处理，将得到作用于电机的定子电压us(k)，之后将us(k)输入到一拍滞后补偿模块，并将电角速度信号ωe(k)作为电机运转信息分别依次输入一拍滞后补偿模块以及模型预测模块。
其中，将直流电压信号Vdc(k)和步骤2)中的最优电压空间矢量Vx(k)输入电压观测模块，对其进行电压空间矢量Vx(k)的观测处理，得到作用于电机的定子电压us(k)，具体是指：在电压观测模块中，利用直流电压信号Vdc(k)与二电平电压源型逆变器的上桥臂开关状态信号对电压空间矢量Vx(k)进行观测；
对于二电平电压源型逆变器，如图2所示，其各桥臂的开关管处于不同开关状态时，可得到不同的电压空间矢量(VSV)；为了表示逆变器桥臂上6个开关管的开关状态，定义6个开关信号量，即三个上桥臂开关信号量Sa、Sb、Sc和三个下桥臂开关信号量Sa’、Sb’、Sc’；它们只有两种取值，即0或1；
其中，“1”表示对应的逆变器上桥臂的开关器件是开通状态，且此时逆变器下桥臂的开关器件是关闭状态，即：Sa＝1、Sb＝1、Sc＝1、Sa’＝0、Sb’＝0、Sc’＝0；“0”表示对应的逆变器上桥臂的开关器件是关断状态，且此时逆变器下桥臂的开关器件是开通状态，即Sa＝0、Sb＝0、Sc＝0、Sa’＝1、Sb’＝1、Sc’＝1；所以，交流侧电压VaN，VbN，VcN可利用开关信号量Sa,Sb,Sc表示为：
经坐标变换：
此外，由于上下桥臂的开关器件不允许在同一时刻同为导通状态，所以二电平三相电压源型逆变器的开关状态有8种不同的组合，以此可以得到8个基本电压空间矢量，每种开关状态对应一种电压空间矢量；因此，作用于二电平逆变器(2L-VSI)的基本电压空间矢量如表1所示，其中Uα、Uβ分别为基本电压空间矢量在两相静止坐标系下的α轴分量和β轴分量。
由于在本周期内作用于逆变器的电压空间矢量Vx(k)是由两个相邻的基本有效电压空间矢量U1～U6和一个零矢量U0或U7共同作用而成的，U0～U7都可根据直流电压信号Vdc(k)和表1求得。Vx(k)即为作用于电机上的定子电压us(k)，其大小为：
us(k)＝Dm1Ua+Dm2Ub (10-b)
由于所涉Vx(k)是由上一个周期中步骤7)中由表6选出，所以两个相邻的有效电压矢量Ua、Ub和调制比例Dm1和Dm2根据表5和表6都为已知量，并且根据公式(10-b) 可完成电压观测计算，得到定子电压us(k)。
完成上述过程的电压观测计算后，将定子电压us(k)输入到一拍滞后补偿模块。
4)在一拍滞后补偿模块中，利用定子电流is(k)进行一拍滞后补偿的计算，即得到is(k+1)和ψs(k+1)，并将结果输入拟输出电压空间矢量选择模块，该过程进行的一拍滞后补偿处理是为了解决测量和计算过程所消耗的时间造成控制延迟的问题，用以提高控制精度；
对定子电流is(k)和定子磁链ψs(k)进行一拍滞后补偿具体是指对电流、磁链和转矩进行两步预测，其中，一步用于补偿控制延时作为第二步预测的初始状态，一步用于具体步骤5)中对磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)在作用电压空间矢量后控制效果的预测；一拍滞后补偿计算所涉及的离散化电流和磁链计算方程如公式(11)和公式(12) 所示，is(k+1)，ψs(k+1)分别为经一拍滞后补偿的定子电流和定子磁链：
ψs(k+1)＝ψs(k)+Ts[us(k)-Rsis(k)] (12)
根据公式(5)、公式(11)和公式(12)，可以得到如公式(13)所示的电磁转矩：
ψs(k)起始时刻的初值可以设定为：
一拍滞后补偿模块对控制过程进行一拍滞后补偿；将补偿控制延时后的磁链ψs(k+1)和转矩Te(k+1)的计算偏差值δψs和δTe用于选择参与模型预测的拟输出电压空间矢量，同时将磁链ψs(k+1)和定子电流is(k+1)用于模型预测的计算，作为预测计算(k+2)时刻的初始状态。
5)利用步骤4)中的信息ψs(k+1)判断定子磁链所在扇区Sn，利用步骤4)中的信息is(k+1)和ψs(k+1)计算出电磁转矩Te(k+1)，并根据由|ψs(k+1)|和Te(k+1) 及其相应的定子磁链参考输入量和转矩参考输入量计算出的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe与定子磁链所在扇区Sn，选择出参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p；之后，将拟输出电压空间矢量Vi p和磁链所在扇区Sn与步骤4)中得到的is(k+1) 和ψs(k+1)共同输入模型预测模块；
所述步骤5)中拟输出电压空间矢量Vi p的预选方法是利用可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC直接转矩控制方法，FCS-MPDTC的结构如图1所示，具体包括以下内容：
在进行模型预测前，根据计算出的磁链参考偏差δψs、转矩参考偏差δTe和定子磁链所在扇区Sn，采用如表4所示的转矩控制开关表以确定参与预测计算的矢量Vi p；根据模型预测计算中所涉及的控制目标的磁链预测偏差值gf、转矩预测偏差值gT和定子磁链所在扇区Sn对所选的拟输出电压空间矢量Vi p进行步骤7)中所涉的矢量调整并输出，此外，在实际控制系统的实时运算中需要考虑补偿时间延时，即进行公式(11) 和公式(12)所示的一拍滞后补偿计算，FCS-MPDTC的结构如图1所示。
由拟输出电压空间矢量选择模块对拟输出电压空间矢量进行预选，拟输出电压空间矢量Vi p包括由8个基本有效电压空间矢量调制出的6个电压空间矢量；8个基本有效电压空间矢量分别记作U0-U7，如表1和图3所示，调制出的6个电压空间矢量分别记作V1-V6，如图4所示；
为了确定定子磁链ψs的位置，在两相静止坐标系αβ坐标轴所在平面划分扇区，两相静止坐标系αβ中，在二电平电压源型逆变器模块作用下的电压空间矢量周期性的改变π/3，则坐标平面可以被分为6个扇区，如表2所示，也可以用公式(14)对其进行描述：
其中，定子磁链所在的扇区为Sn，n为所在扇区的序号，n∈{1,...,6}；
则ψs所在的位置角可用公式(15)表示。
所述6个电压空间矢量V1-V6分别是由两个相邻的基本有效电压空间矢量和一个零矢量在(0,0.5)的调制增益Dm范围和(1-2Dm)的占空比d中进行调制的，并将调制结果作为有限控制集，用于拟输出电压空间矢量的预选。
所述6个电压空间矢量V1-V6分别是由两个相邻的基本有效电压空间矢量和零矢量按照调制增益Dm＝0.4和占空比d＝0.2进行调制，得到如表3所示的αβ平面的电压空间矢量(VSV)的调制方式；即两个相邻的基本有效电压空间矢量调制的增益为0.4，零矢量占空比为0.2时效果最好，也就是说一个周期里，两个有效电压矢量分别作用 40％，零矢量占20％，此时，该系统的有限控制集内所含电压空间矢量如图4所示，但并非6个电压空间矢量全部参与模型预测模块中预测模型的计算。
所述步骤5)中参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p是根据表4所示的直接转矩控制开关表对其进行选取。
所述步骤5)中由|ψs(k+1)|和Te(k+1)计算出的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe是指：
由表4，磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe可分别表示为：
所述步骤5)中的模型预测模块用于对磁链和转矩在选定的拟输出电压空间矢量Vi p作用后的控制效果的预测计算；经过一拍补偿后所预测的离散化电流和磁链方程如公式(16)和公式(17)所示：
ψs(k+2)＝ψs(k+1)+Ts[us(k+1)-Rsis(k+1)] (17)
则电磁转矩为：
根据模型预测的公式(16)～(18)计算出的磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)，取其输入参考值的预测偏差，分别得到如式(19)所示的磁链预测偏差值和式(20)所示的转矩预测偏差值：
将得到的偏差值gf、gT与所选取的电压矢量及磁链所在扇区信息输入至矢量调整模块。
6)在模型预测模块中，对步骤5)中选择的拟输出电压空间矢量Vi p的作用效果进行预测，计算预测磁链ψs(k+2)和预测转矩Te(k+2)，并且计算磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT；将gf、gT、Vi p及Sn共同输入矢量调整模块；
7)在矢量调整模块中，利用步骤6)中所计算的磁链预测偏差值gf，转矩预测偏差值gT对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整并输出；
根据步骤5)中得到的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe，即可得到磁链和转矩的增减信号，再结合定子磁链位置所处的扇区，即可选择参与模型预测计算的拟输出电压空间矢量：
当δψs>0时表示磁链增加信号，当δψs<0时表示磁链减少信号，转矩增减信号同理；根据表2可以确定定子磁链所在的扇区，再结合表3即可得到参与预测模型计算的电压空间矢量；选取出的电压空间矢量将参与模型预测的计算，且每次参与预测计算的电压空间矢量数目仅有一个，与传统的FCS-MPDTC中每次历遍所有拟输出电压空间矢量的方式相比减少了计算量。
表3中所示6个电压空间矢量分别作用后，对定子磁链有不同的控制效果。当电压空间矢量选择不同的组合，分别对定子磁链的幅值大小以及转矩大小进行控制，以达到稳定的转矩输出。现以定子磁链处于S1扇区时为例，分析各个电压空间矢量(VSV) 对磁链和转矩的控制效果，如图5所示。此时有
假设此时电机逆时针旋转。
从图4可知，定子磁链处于S1时，电压空间矢量(VSV)V2和V3作用于逆变器可以使转矩增加，V5和V6可以使转矩减小；电压空间矢量(VSV)V2和V6作用于逆变器可以使磁链增加，V3和V5可以使磁链减小；定子磁链处于其他扇区时，可以进行同理类推。定子磁链处于S2时，电压空间矢量(VSV)V3和V4作用于逆变器可以使转矩增加，V1和V6可以使转矩减小；电压空间矢量(VSV)V3和V1作用于逆变器可以使磁链增加，V4和V6可以使磁链减小。定子磁链处于S3时，电压空间矢量(VSV)V4和V5作用于逆变器可以使转矩增加，V2和V1可以使转矩减小；电压空间矢量(VSV)V4和V2作用于逆变器可以使磁链增加，V5和V1可以使磁链减小。定子磁链处于S4时，电压空间矢量(VSV)V5和V6作用于逆变器可以使转矩增加，V3和V2可以使转矩减小；电压空间矢量(VSV)V5和V3作用于逆变器可以使磁链增加，V6和V2可以使磁链减小。定子磁链处于S5时，电压空间矢量 (VSV)V6和V1作用于逆变器可以使转矩增加，V4和V3可以使转矩减小；电压空间矢量 (VSV)V6和V4作用于逆变器可以使磁链增加，V1和V3可以使磁链减小。定子磁链处于S6时，电压空间矢量(VSV)V1和V2作用于逆变器可以使转矩增加，V5和V4可以使转矩减小；电压空间矢量(VSV)V1和V5作用于逆变器可以使磁链增加，V2和V4可以使磁链减小。
如果可输出并作用于逆变器的电压空间矢量只有如表3所示的6个电压空间矢量，无疑同传统直接转矩控制DTC类似，虽然结构简单运算速度快，但是存在较大的磁链和转矩纹波，影响电机的控制效果；因此，为了减小磁链和转矩的纹波，需要对当前选取的拟输出电压空间矢量做出调整，优化控制性能；
由公式(19)和公式(20)得到的结果对拟输出的电压空间矢量进行四个方向上的调整，得到用于调整的扩展矢量如表5所示：
表5中的电压空间矢量Vx可以描述为Vx＝Dm1Ua+Dm2Ub+0.2(U0或U7)，但是 U0和U7其交流侧电压值为0，也可以描述为Vx＝Dm1Ua+Dm2Ub；式中，Ua和Ub分别为两个相邻的有效电压矢量(U1～U6)，Dm1和Dm2分别为两个矢量的调制比例。
所述对拟输出的电压空间矢量进行四个方向上的调整的具体方法由以下步骤构成：
①根据表2确定定子磁链所处的扇区，根据磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的计算公式得到该扇区中磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的取值状态；
②根据磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的取值状态在表4中选择出拟输出的电压空间矢量，再根据式(16)-(18)预测出该选定的电压空间矢量作用于逆变器后的磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)；
③根据公式(19)-(20)计算磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT：
gf>0，表示矢量作用后偏差值仍为正，此刻还需增大磁链幅值；
gf<0，表示幅值增大过量，需要输出矢量做出调整，减小磁链幅值增量；
gf＝0，表示磁链幅值在作用拟输出矢量后磁链已经达到磁链参考输入值；
预测后的转矩预测偏差值可能是：
gT>0，表示矢量作用后还需增加转矩，则需增大定子磁链和转子磁链夹角δ
gT<0，表示矢量作用后还需减小转矩，即减小磁链夹角δ；
gT＝0，表示在作用拟输出矢量后转矩已经达到转矩参考输入值；
根据gf和gT的符号、磁链所在扇区和模型预测的结果对拟输出电压空间矢量进行调整，即可达到扩大可输出矢量集的范围的目的，如图6所示。
做出调整的目的是扩大可输出矢量的有限状态的范围，增强控制系统中定子磁链和电磁转矩的跟踪能力，以降低磁链和转矩的纹波，提高控制性能。例如定子磁链某时刻正处于S1扇区，此时δψs>0，δTe>0，由表4选择出拟输出的电压空间矢量 (VSV)V2，根据式(16)-(18)预测V2作用于逆变器后的磁链和转矩分别为ψs(k+2)和 Te(k+2)，此时预测后的磁链预测偏差值gf有三种可能，即：gf>0，gf<0，gf＝0，预测后的转矩预测偏差值可能是gT>0，gT<0，gT＝0。
根据gf和gT的符号，可知拟输出矢量V2作用后的效果，如果gf>0表示矢量作用后偏差值仍为正，此刻还需增大磁链幅值；gf<0表示幅值增大过量，需要输出矢量做出调整，减小磁链幅值增量；gf＝0则表示磁链幅值在作用拟输出矢量后磁链已经达到磁链参考输入值；gT>0表示矢量作用后还需增加转矩，则需增大定子磁链和转子磁链夹角δ；gT<0表示表示矢量作用后还需减小转矩，即减小磁链夹角δ；gT＝0则表示在作用拟输出矢量后转矩已经达到转矩参考输入值；如图6所示，根据磁链所在扇区和模型预测的结果对拟输出矢量进行调整，即可达到扩大可输出矢量集的范围的目的。
所述步骤7)中对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整的具体方法是利用磁链预测偏差gf及转矩预测偏差gT及定子磁链所在扇区Sn的信息进行调整，得到如表6所示的拟输出电压空间矢量Vi p调整表。
一种基于综合开发平台的新型控制策略和其它传统的控制策略的开发方法。
1.新型控制策略算法的开发方法
首先进行基于MATLAB/Simulink进行离线仿真，验证控制算法。电机和控制系统的参数如列在表7中，所有控制方法采样频率均为10kHz。
表7仿真中的电机参数
定子电阻 R<sub>s</sub> 1.2Ω
定子电感 L<sub>s</sub> 8.5mH
转子永磁体磁通 ψ<sub>f</sub> 0.175Wb
极对数 p 4
转动惯量 J 0.0008kg·m<sup>2</sup>
峰值转矩 T<sub>p</sub> 10N·m
直流侧电压 V<sub>dc</sub> 311V
控制算法的模型搭建完成后对相应结果进行分析。传统DTC，传统FCS-MPDTC 和发明的FCS-MPDTC的比较研究如图9所示。电动机以600rpm的速度运行，并在 t＝0.2s时施加1.5N·m的外部负载。如图9所示的离线仿真图所示，图形中自上而下的曲线分别描述了永磁同步电动机在运行过程中的转速(rpm)、转矩(N·m)、磁链(Wb) 和A相电流(A)的响应，图像表明：图9-a所示的传统的直接转矩控制DTC策略转矩和磁链存在较大的脉动，转矩和磁链曲线波动大，图9-b所示的传统的有限控制集模型预测直接转矩控制FCS-DTC策略的仿真曲线中转矩和磁链比传统DTC策略有所改观，但仍存在较大的脉动，图9-c所示的本发明的有限控制集模型预测直接转接控制 FCS-MPDTC策略相比于前述的两种策略转矩和磁链脉动很小，转矩和磁链曲线更趋平滑，这表发明中涉及的新型控制策略提升了转矩和磁链的控制性能。为了进一步定量的比较分析，引入标准差衡量转矩和磁链波动，其中转矩和磁链标准差所用公式可表示为：
式中，Te(n)是第n个采样点的转矩，为转矩平均值；|ψs(n)|为第n个采样点的磁链幅值，为磁链平均值，N是采样点的个数。根据仿真和计算结果显示，稳态时传统的DTC的转矩标准差STe和磁链标准差Sflux较高，分别为0.2761N·m和0.0035 Wb；传统的FCS-MPDTC的STe和Sflux分别为0.0668N·m和0.0020Wb，相比传统DTC 有所降低；发明的FCS-MPDTC的效果最好，与传统的DTC相比，STe和Sflux分别降低了0.2269N·m和0.0021Wb，与传统的FCS-MPDTC相比，STe和Sflux也相应地降低。
此外，在仿真时间0.075s-0.175s时对不同控制策略下的A相定子电流进行了总谐波畸变率THD分析，如图10所示。总谐波畸变率，是用来表征波形相对正弦波畸变程度的一个性能参数，定义为全部谐波含量均方根值与基波均方根值之比(％)，这个值越小越好。一般地，对THD直接进行分析是十分复杂的，所以基于MATLAB/ Simulink软件中Powergui FFTAnalysis Tool完成对电流的模块的总谐波畸变率THD 分析。传统的DTC相电流的THD分析如图10-a所示，A相电流波形存在明显畸变，其THD值为3.16％；传统的FCS-MPDTC相电流THD分析如图10-b所示，A相电流相对于传统的DTC畸变现象有所改观，其THD值为1.89％；而本发明的 FCS-MPDTC相电流波形畸变现象最不明显，如图10-c所示的THD值为1.68％，比传统DTC和FCS-MPDTC分别降低了1.48％和0.21％，其THD值最低，这同样表明发明的FCS-MPDTC谐波电流畸变最小。现将三种控制策略的稳态控制效果进行定量比较，如表8所示。明显的，发明的FCS-MPDTC转矩和磁链纹波明显下降，相电流 THD相应减小，电机控制性能提升。
表8控制策略的稳态控制效果比较
控制策略 转矩标准差 磁链标准差 相电流THD
DTC 0.2761Wb 0.0035N·m 3.16％
传统的FCS-MPDTC 0.0668Wb 0.0020N·m 1.89％
发明的FCS-MPDTC 0.0492Wb 0.0014N·m 1.68％
离线仿真验证分析完成后进行半实物仿真平台的开发。基于搭建的控制平台，其目标硬件Tyhpoon HIL 402其中有3路为数字量信号作为PWM输入信号(此时软件设置为下桥臂3路与上桥臂互补，否则需为6路)，3路编码器数字输出信号A/B/Z， 2路相电流采集模拟信号，1路直流侧电压采集模拟信号，具体方式如图11所示。另外，由于I/O接口的电压幅值的限制，为了避免在输入输出期间传输信号的失真，该平台需要对所采集模拟信号在软件中设置放大/缩小的比例增益，具体数值为100。
开发测试中需要将搭建的电机和驱动电路模型由上位机下载至所控制的目标硬件，搭建硬件数字模型所用上位机软件是Tyhpoon HIL 402配套的Tyhpoon HIL 402Control Center，其搭建的硬件数字模型如图12所示。如图12所示的硬件数字模型由三部分组成，分别为单相整流硬件模型、逆变器硬件模型以及永磁同步电动机硬件模型。其中直流侧电压Va＝311V，定子电阻Rs＝1.2Ω，定子电感Ls＝8.5e-3H，转子磁链ψf＝0.175Wb，电机极对数p＝4，转动惯量J＝8e-4kg·m2。此外，采样频率设置为10kHz， IGBT的死区时间设置为5μs，电机速度可以通过内部1024脉冲增量式编码器输出和获取，开发结果可通过dSPACE的ControlDesk和Tyhpoon HIL 402的SCADA上位机软件进行观测和记录。
为便于表达本发明中图8,11,12的关系，引入了图13以阐明图8,11,12的结构与其在控制系统中的相互关系：用于描述实验平台的结构图是图8，图11主要用于说明硬件平台的具体连接所用到的信号线，和上位机交互所用的软件，图12是载入于硬件 Tyhpoon HIL402的用户在上位机软件Tyhpoon HIL 402Control Center中所建立的控制目标硬件的数字模型。
图14是分别由ControlDesk和SCADA软件捕捉的三种控制策略下电机稳态空载运行时定子磁链和电磁转矩的状态。从图14中可以观察到，传统DTC策略磁链波动范围在0.28Wb至0.34Wb，转矩波动-2N·m至2.5N·m；传统FCS-MPDTC策略磁链波动范围在0.29Wb至0.31Wb，转矩波动-1.8N·m至2.0N·m；发明的FCS-MPDTC 策略磁链波动范围在0.295Wb至0.31Wb，转矩波动-1.2N·m至1.2N·m，磁链和转矩波动最小，控制效果最佳。
2.其它控制算法的开发方法
为验证本发明中开发方法的通用性，基于dSPACE和Typhoon HIL 402综合开发平台对永磁同步电机的传统FOC控制策略进行验证。由于FOC控制策略的相关算法已经十分成熟，本说明书忽略离线仿真部分的说明。按照图8和图11完成硬件连接后，按照图12将电机及其逆变器的硬件数字模型搭建并下载至目标硬件Typhoon HIL 402。其中直流侧电压Va＝240V，定子电阻Rs＝4.74Ω，定子电感Ls＝0.0086H，转子磁链ψf＝0.089Wb，电机极对数p＝4，转动惯量J＝0.0033kg·m2。此外，采样频率设置为10kHz， IGBT的死区时间设置为5μs，电机速度可以通过内部1024脉冲增量式编码器输出和获取，开发结果仍然通过dSPACE的ControlDesk和Tyhpoon HIL 402的SCADA上位机软件进行观测和记录。
可从图15观察到，在该平台上进行FOC转速控制策略验证时，电机在300rpm、400rpm和500rpm均可受控运行。三种情况下，在Tyhpoon HIL 402的SCADA软件上监测到的结果可知30.34rad/s约为289.72rpm，42.32rad/s约为404.12rpm，52.98rad/s 约为505.92rpm。综上所述，ControlDesk和SCADA软件在线监测的结果对应相符。
根据上述验证，表明本发明中提及的新型直接转矩控制方法在磁链和转矩控制性能方面有较大的提升，并且其开发方法具有通用性，可对本发明提出的新型直接转矩控制控制策略的算法和传统的场定向控制策略的算法进行有效验证，是一种低成本，高效率的电力电子驱动系统开发方法。

Claims (10)

1.一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统，其特征在于它包括比例积分PI控制器模块、模型预测模块、矢量调整模块、电压观测模块、二电平电压源型逆变器2L-VSI模块、永磁同步电动机PMSM、拟输出电压空间矢量选择模块、一拍滞后补偿模块以及ABC-αβ转换模块；其中，所述比例积分PI控制器模块的输入端为采集的电机转速信号与电机转速参考输入信号的偏差值，其输出端输出转矩的参考输入量，与模型预测模块的输入端和拟输出电压空间矢量选择模块的输入端连接；所述模型预测模块的输入端为转矩和磁链的参考输入量、经过一拍补偿的电流、磁链和采集的电机的电角速度信号，且与拟输出电压空间矢量选择模块的输出端连接；所述模型预测模块输出磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT，其输出端连接矢量调整模块的输入端；所述矢量调整模块的输入端与模型预测模块和拟输出电压空间矢量选择模块的输出端连接，其输出端分别与2L-VSI模块的输入端及电压观测模块的输入端相连接；所述2L-VSI模块与永磁同步电动机PMSM连接，通过电流传感器采集PMSM的电流信号，其输出端连接电压观测模块的输入端；所述ABC-αβ转换模块的输入端为采集的永磁同步电动机PMSM的电流信号，经转换后的信号送入一拍滞后补偿模块；所述一拍滞后补偿模块的输入端为经过ABC-αβ转换的永磁同步电动机PMSM的电流信号、电机的电角速度信号及电压观测模块的电压输出信号，其输出端输出经一拍补偿后的磁链信号和电流信号给拟输出电压空间矢量选择模块。
2.根据权利要求1所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统，其特征在于所述二电平电压源型逆变器模块采用逆变桥结构，所述逆变器逆变桥上的功率器件可以是IGBT或MOSFET；本发明在实施中选用为IGBT。
3.一种上述的控制系统的工作方法，其特征在于它包括以下步骤：
1)由电流传感器对目标电机PMSM的两相电流ia(k)、ib(k)进行采样，利用直流采样电路对直流侧电压Vdc(k)进行采样，由编码器或旋转变压器对电角速度ωe(k)进行采样；将采样后的电流信号ia(k)、ib(k)输入ABC-αβ转换模块对其进行坐标转换处理，在两相静止坐标系αβ下，建立永磁同步电动机的数学模型；
2)将上一运行周期经步骤7)进行矢量调整计算后输出的最优电压空间矢量Vx(k)的开关信号量Sa，b，c作用于二电平电压源型逆变器模块，以输出至目标电机PMSM进行控制；
3)将直流电压信号Vdc(k)和步骤2)中的最优电压空间矢量Vx(k)输入电压观测模块，对于在本运行周期内作用于二电平电压源型逆变器的电压空间矢量Vx(k)进行电压观测处理，将得到作用于电机的定子电压us(k)，之后将us(k)输入到一拍滞后补偿模块，并将电角速度信号ωe(k)作为电机运转信息分别依次输入一拍滞后补偿模块以及模型预测模块；
4)在一拍滞后补偿模块中，利用定子电流is(k)进行一拍滞后补偿的计算，即得到is(k+1)和ψs(k+1)，并将结果输入拟输出电压空间矢量选择模块，该过程进行的一拍滞后补偿处理是为了解决测量和计算过程所消耗的时间造成控制延迟的问题，用以提高控制精度；
5)利用步骤4)中的信息ψs(k+1)判断定子磁链所在扇区Sn，利用步骤4)中的信息is(k+1)和ψs(k+1)计算出电磁转矩Te(k+1)，并根据由|ψs(k+1)|和Te(k+1)及其相应的定子磁链参考输入量和转矩参考输入量计算出的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe与定子磁链所在扇区Sn，选择出参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p；之后，将拟输出电压空间矢量Vi p和磁链所在扇区Sn与步骤4)中得到的is(k+1)和ψs(k+1)共同输入模型预测模块；
6)在模型预测模块中，对步骤5)中选择的拟输出电压空间矢量Vi p的作用效果进行预测，计算预测磁链ψs(k+2)和预测转矩Te(k+2)，并且计算磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT；将gf、gT、Vi p及Sn共同输入矢量调整模块；
7)在矢量调整模块中，利用步骤6)中所计算的磁链预测偏差值gf，转矩预测偏差值gT对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整并输出；
8)返回步骤1)，开始下一运行周期。
4.根据权利要求3所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述步骤1)中的将采样后的电流信号ia(k)、ib(k)输入ABC-αβ转换模块对其进行坐标转换处理，具体是指：
同一采样时刻，对目标电机PMSM的两相电流ia(k)、ib(k)、直流侧电压Vdc(k)、电角速度ωe(k)进行采样；由于三相电流存在如式(1)的关系，只需采样两相电流即可；
ia+ib+ic＝0 (1)
由ABC-αβ转换模块完成坐标变换；利用Clark变换将ABC三相静止坐标系转换为αβ两相静止坐标系，变换关系如下：
式中，fa，fb，fc为三相静止坐标系下的电压、电流和磁链等分量，fα和fβ为两相静止坐标系下对应的分量；对于等幅值变换，T3s/2s＝2/3；
对于所采集的两相电流ia(k)、ib(k)进行坐标变换，可以表示为：
式中，is为定子电流，ia、ib为三相静止坐标系下的两相电流，iα和iβ为两相静止坐标系下定子电流对应的α轴分量和β轴分量；
在两相静止坐标系αβ下，建立永磁同步电动机的数学模型：
电机的定子电流和定子磁链的数学模型如式(3)和式(4)所示：
式中，is为定子电流；Ls为定子电感；us为定子电压；Rs为定子电阻；ωe为电机的电角速度；ψs为定子磁链；
永磁同步电动机PMSM的转矩方程可以被描述为如式(5)和式(6)所示的形式：
其中，Ld和Lq分别为定子的直轴和交轴电感；Te为电磁转矩；p为电机的极对数；表示叉乘；δ为定子磁链和转子磁链的夹角；ψf为永磁体磁链；
当永磁同步电动机的定子电感满足Ls＝Ld＝Lq时，即永磁同步电动机是表贴式三相永磁同步电动机时，公式(6)可以写为公式(7)和公式(8)的形式：
式中，ωm表示电机的机械角速度；TL表示负载转矩；J表示转动惯量，B为转子粘滞摩擦系数。
5.根据权利要求3所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述步骤3)中将直流电压信号Vdc(k)和步骤2)中的最优电压空间矢量Vx(k)输入电压观测模块，对其进行电压空间矢量Vx(k)的观测处理，得到作用于电机的定子电压us(k)，具体是指：在电压观测模块中，利用直流电压信号Vdc(k)对电压空间矢量Vx(k)进行观测；
对于二电平电压源型逆变器，定义桥臂上的6个开关信号量表示其开关状态，即三个上桥臂开关信号量Sa、Sb、Sc和三个下桥臂开关信号量Sa’、Sb’、Sc’；它们只有两种取值，即0或1；
其中，“1”表示对应的逆变器上桥臂的开关器件是开通状态，且此时逆变器下桥臂的开关器件是关闭状态，即：Sa＝1、Sb＝1、Sc＝1、Sa’＝0、Sb’＝0、Sc’＝0；“0”表示对应的逆变器上桥臂的开关器件是关断状态，且此时逆变器下桥臂的开关器件是开通状态，即Sa＝0、Sb＝0、Sc＝0、Sa’＝1、Sb’＝1、Sc’＝1；所以，交流侧电压VaN，VbN，VcN可利用开关信号量Sa，Sb，Sc表示为：
式中，VaN，VbN，VcN为交流测三相电压，三相电压经可经过坐标变换：
由于上下桥臂的开关器件不允许在同一时刻同为导通状态，所以二电平三相电压源型逆变器的开关状态有8种不同的组合，以此可以得到8个基本电压空间矢量，记作U0～U7，其中U0、U7是零矢量，每种开关状态对应一种电压空间矢量；由此可得到作用于二电平逆变器的基本电压空间矢量如表1所示，其中Uα、Uβ分别为基本电压空间矢量在两相静止坐标系下的α轴分量和β轴分量；
表1作用于二电平逆变器的基本电压空间矢量
由于在本周期内作用于逆变器的电压空间矢量Vx(k)是由两个相邻的基本有效电压空间矢量U1～U6和一个零矢量U0或U7共同作用而成的，U0～U7都可根据直流电压信号Vdc(k)和表1求得；而Vx(k)即为作用于电机上的定子电压us(k)，其大小为：
us(k)＝Dm1Ua+Dm2Ub (10-b)
式中，Ua和Ub分别为两个相邻的有效电压矢量(U1～U6)，Dm1和Dm2分别为两个矢量的调制比例。由于所涉Vx(k)是由上一个周期中步骤7)中由表6选出，所以两个相邻的有效电压矢量Ua、Ub和调制比例Dm1和Dm2根据表5和表6都为已知量，并且根据公式(10-b)可完成电压观测计算，得到定子电压us(k)；
完成上述过程的电压观测计算后，将定子电压us(k)输入到一拍滞后补偿模块。
6.根据权利要求3所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述步骤4)中的对定子电流is(k)和定子磁链ψs(k)进行一拍滞后补偿具体是指对电流、磁链和转矩进行两步预测，其中，一步用于补偿控制延时作为第二步预测的初始状态，一步用于具体步骤5)中对磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)在作用电压空间矢量后控制效果的预测；一拍滞后补偿计算所涉及的离散化电流和磁链计算方程如公式(11)和公式(12)所示，is(k+1)，ψs(k+1)分别为经一拍滞后补偿的定子电流和定子磁链：
ψs(k+1)＝ψs(k)+Ts[us(k)-Rsis(k)] (12)
根据公式(5)、公式(11)和公式(12)，可以得到如公式(13)所示的电磁转矩：
式中，is(k)是所述步骤1)中经测量和ABC-αβ坐标变换后得到的定子电流，us(k)＝[uαuβ]即所述步骤3)中经电压观测得到的定子电压，ψs(k)是上一运行周期即k-1时刻经过如公式(12)所示的一拍滞后补偿计算后得到的定子磁链结果，起始时刻的初值可以设定为：
一拍滞后补偿模块将对控制过程进行一拍滞后补偿；将补偿控制延时后的磁链ψs(k+1)和转矩Te(k+1)的计算偏差值δψs和δTe用于选择参与模型预测的拟输出电压空间矢量，同时将磁链ψs(k+1)和定子电流is(k+1)用于模型预测的计算，作为预测计算(k+2)时刻的初始状态。
7.根据权利要求3所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述步骤5)中拟输出电压空间矢量Vi p的预选方法是利用可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC直接转矩控制方法，具体包括以下内容：
在进行模型预测前，根据计算出的磁链参考偏差δψs、转矩参考偏差δTe和定子磁链所在扇区Sn，采用如表4所示的转矩控制开关表以确定参与预测计算的矢量Vi p；根据模型预测计算中所涉及的控制目标的磁链预测偏差值gf、转矩预测偏差值gT和定子磁链所在扇区Sn对所选的拟输出电压空间矢量Vi p进行步骤7)中所涉的矢量调整并输出，此外，在实际控制系统的实时运算中需要考虑补偿时间延时，即进行公式(11)和公式(12)所示的一拍滞后补偿计算；
由拟输出电压空间矢量选择模块对拟输出电压空间矢量进行预选，拟输出电压空间矢量Vi p包括由如表1所示的8个基本有效电压空间矢量调制出的6个电压空间矢量，分别记作V1-V6；
为了确定定子磁链ψs的位置，在两相静止坐标系αβ坐标轴所在平面划分扇区，两相静止坐标系αβ中，在二电平电压源型逆变器模块作用下的电压空间矢量周期性的改变π/3，则αβ坐标平面可以被分为6个扇区，如表2所示：
表2 α-β平面的矢量扇区
也可以用公式(14)对其进行描述：
其中，定子磁链所在的扇区为Sn，n为所在扇区的序号，n∈{1，...，6}；
则ψs所在的位置角可用公式(15)表示：
式中，θs为ψs所在的位置角，ψαs和ψβs分别为定子磁链的α轴分量和β轴量；
所述步骤5)中参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p是根据表4所示的直接转矩控制开关表对其进行选取：
表4转矩控制开关表
所述步骤5)中由|ψs(k+1)|和Te(k+1)计算出的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe是指：
由表4，磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe可分别表示为：
其中：为定子磁链幅值的参考量，为电磁转矩的参考输入量；
步骤5)中选择出参与预测计算的拟输出电压空间矢量Vi p具体是指：根据步骤5)中得到的磁链参考偏差δψs和转矩参考偏差δTe，即可得到磁链和转矩的增减信号，再结合定子磁链位置所处的扇区，即可选择参与模型预测计算的拟输出电压空间矢量，具体包括以下内容：
当δψs＞0时表示磁链增加信号，当δψs＜0时表示磁链减少信号，转矩增减信号同理；根据表2可以确定定子磁链所在的扇区，再结合表3即可得到参与预测模型计算的拟输出电压空间矢量；选取出的电压空间矢量将参与模型预测的计算，且每次参与预测计算的电压空间矢量数目仅有一个；
所述步骤5)中的模型预测模块用于对磁链和转矩在选定的拟输出电压空间矢量Vi p作用后的控制效果的预测计算；经过一拍补偿后所预测的离散化电流和磁链方程如公式(16)和公式(17)所示：
ψs(k+2)＝ψs(k+1)+Ts[us(k+1)-Rsis(k+1)] (17)
则电磁转矩为：
根据模型预测的公式(16)～(18)计算出的磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)，取其输入参考值的预测偏差，分别得到如式(19)所示的磁链预测偏差值和式(20)所示的转矩预测偏差值：
将得到的偏差值gf、gT与所选取的电压矢量及磁链所在扇区信息输入至矢量调整模块。
8.根据权利要求7所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述6个电压空间矢量V1-V6分别是由两个相邻的基本有效电压空间矢量和一个零矢量在(0，0.5)的调制比例Dm范围和(1-2Dm)的占空比d中进行调制的，并将调制结果作为有限控制集，用于拟输出电压空间矢量的预选；
所述6个电压空间矢量V1-V6分别是由两个相邻的基本有效电压空间矢量和零矢量按照调制增益Dm＝0.4和占空比d＝0.2进行调制，得到如表3所示的αβ平面的电压空间矢量的调制方式；即两个相邻的基本有效电压空间矢量调制的增益为0.4，零矢量占空比为0.2时效果最好，也就是说一个周期里，两个有效电压矢量分别作用40％，零矢量占20％，但并非6个电压空间矢量全部参与模型预测模块中预测模型的计算；
表3 αβ平面的电压空间矢量
电压空间矢量(VSV) 调制方式 V<sub>1</sub> 0.4(U<sub>1</sub>+U<sub>2</sub>)+0.2U<sub>7</sub> V<sub>2</sub> 0.4(U<sub>2</sub>+U<sub>3</sub>)+0.2U<sub>0</sub> V<sub>3</sub> 0.4(U<sub>3</sub>+U<sub>4</sub>)+0.2U<sub>7</sub> V<sub>4</sub> 0.4(U<sub>4</sub>+U<sub>5</sub>)+0.2U<sub>0</sub> V<sub>5</sub> 0.4(U<sub>5</sub>+U<sub>6</sub>)+0.2U<sub>7</sub> V<sub>6</sub> 0.4(U<sub>6</sub>+U<sub>1</sub>)+0.2U<sub>0</sub>
表3中的电压空间矢量Vx可以描述为Vx＝0.4(Ua+Ub)+0.2(U0或U7)，但由于U0和U7其交流侧电压值为0，因此也可以描述为Vx＝0.4(Ua+Ub)；式中，Ua和Ub分别为U1～U6中的两个相邻的有效电压矢量。
9.根据权利要求3所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述步骤7)中利用步骤6)中所计算的磁链预测偏差值gf，转矩预测偏差值gT对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整并输出，是指：
如果可输出并作用于逆变器的电压空间矢量只有如表3所示的6个电压空间矢量，无疑同传统直接转矩控制DTC类似，虽然结构简单运算速度快，但是存在较大的磁链和转矩纹波，影响电机的控制效果；因此，为了减小磁链和转矩的纹波，需要对当前选取的拟输出电压空间矢量做出调整，优化控制性能；
由公式(19)和公式(20)得到的结果对拟输出的电压空间矢量进行四个方向上的调整，得到用于调整的扩展矢量如表5所示：
表5扩展矢量表
表5中的电压空间矢量Vx可以描述为Vx＝Dm1Ua+Dm2Ub+0.2(U0或U7)，但由于U0和U7其交流侧电压值为0，因此也可以描述为Vx＝Dm1Ua+Dm2Ub；式中，Ua和Ub分别为U1～U6中的两个相邻的有效电压矢量，Dm1和Dm2分别为两个矢量的调制比例。
10.根据权利要求9所述一种PMSM的可拓展电压空间矢量输出的FCS-MPDTC控制系统的工作方法，其特征在于所述对拟输出的电压空间矢量进行四个方向上的调整的具体方法由以下步骤构成：
①根据表2确定定子磁链所处的扇区，根据磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的计算公式得到该扇区中磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的取值状态；
②根据磁链参考偏差δψs及转矩参考偏差δTe的取值状态在表4中选择出拟输出的电压空间矢量，再根据式(16)-(18)预测出该选定的电压空间矢量作用于逆变器后的磁链ψs(k+2)和转矩Te(k+2)；
③根据公式(19)-(20)计算磁链预测偏差值gf和转矩预测偏差值gT：
预测后的磁链预测偏差值gf有三种可能，即：
gf＞0，表示矢量作用后偏差值仍为正，此刻还需增大磁链幅值；
gf＜0，表示幅值增大过量，需要输出矢量做出调整，减小磁链幅值增量；
gf＝0，表示磁链幅值在作用拟输出矢量后磁链已经达到磁链参考输入值；
预测后的转矩预测偏差值可能是：
gT＞0，表示矢量作用后还需增加转矩，则需增大定子磁链和转子磁链夹角δ
gT＜0，表示矢量作用后还需减小转矩，即减小磁链夹角δ；
gT＝0，表示在作用拟输出矢量后转矩已经达到转矩参考输入值；
根据gf和gT的符号、磁链所在扇区和模型预测的结果对拟输出电压空间矢量进行调整，即可达到扩大可输出矢量集的范围的目的；
所述步骤7)中对步骤5)中选取的拟输出电压空间矢量Vi p进行调整的具体方法是利用磁链预测偏差gf及转矩预测偏差gT及定子磁链所在扇区Sn的信息进行调整，得到如表6所示的拟输出电压空间矢量Vi p调整表。
表6拟输出电压空间矢量Vi p调整表
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