TWI533591B - 一種適用於內嵌式永磁同步馬達及同步磁阻馬達以延伸型反電動勢估測為基礎的預測電流控制方法 - Google Patents
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Description
本發明係關於一種以延伸型反電動勢估測為基礎的預測電流控制方法，該預測電流控制方法為一種三相變頻器的開關切換技術；可適用於內嵌式永磁同步馬達及同步磁阻馬達。
習知技術乃運用量測馬達的電流斜率、轉軸角度及馬達參數，以決定變頻器的開關切換模式。例如民國九十八年十月一日之中華民國專利公報第I315602號中披露之三相交流永磁同步馬達及同步磁阻馬達電流控制型變頻器切換方法，係藉由量測馬達在非零電壓向量下的d-q軸電流斜率與零電壓向量下的d-q軸電流斜率的差值，再利用反正切函數計算出d-q軸的電壓向量角度，該電壓向量角度減去電動機轉軸電機角度以便估測電動機的輸出電壓夾角，根據該輸出電壓夾角找出最佳的變頻器開關切換模式。以目前的習知技術而言，必需計算電壓向量角度，才能決定最佳的開關切換模式，在實現上較為複雜故不易推廣，為了提出一有效方法以簡便地找出最佳的變頻器切換模式且不需使用電壓向量角度、電流斜率計算、反正切函數計算及轉軸角度資訊，仍是目前尚待克服的難題。故申請人有鑑於習知技術的缺失，仍經長期試驗與探討，提出本發明[一種適用於內嵌式永磁同步馬達及同步磁阻馬達以延伸
型反電動勢估測為基礎的預測電流控制方法]，用以改良上述習知技術之缺失。本發明所提出的延伸型反電動勢估測為基礎的預測電流控制方法，具有較上述習知技術更多的優點。如：不需使用反正切函數，不需進行電流斜率計算，不需要d-q軸座標轉換，不需計算電壓向量角度及實現容易，更適合用於工業界的相關應用。
傳統變頻器所採用的開關切換策略主要可分為三種，包括：磁滯電流控制(hysteresis current control)、正弦脈波寬度調變(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)及空間向量脈波寬度調變(space vector pulse width modulation,SVPWM)。以下針對上述三種開關切換策略簡述如下：
(1)電流磁滯切換策略：此策略係將馬達的三相電流命令與三相實際電流做比較，當該相的實際電流小於電流命令，則送出激發信號，使上臂功率開關導通而下臂功率開關截止；反之，當實際電流大於電流命令，則使上臂截止而下臂導通，電流磁滯切換策略在實作上易於實現，但產生的電流諧波大，且變頻器的切換頻率不是固定頻率，故不適用於高性能的馬達驅動系統上。
(2)正弦脈波寬度調變策略：主要將通訊調變原理應用於變頻器功率開關的切換控制上，經由三相弦波的電壓命令與三角波比較，產生波寬調變訊號，經由功率級驅動電路，控制功率開關的導通狀態，但相較於空間向量脈波寬
度調變，正弦脈波寬度調變策略有較低的電壓利用率及較高的電流諧波失真，故漸漸地已被空間向量脈波寬度調變策略所取代。
(3)空間向量脈波寬度調變：由於變頻器只能產生出八種電壓向量，其中兩種零電壓向量是相等的，故可將電壓空間向量平面分為六個區間，每個區間內的參考電壓向量可由鄰近的兩個非零電壓向量與零電壓向量做線性組合，便可合成出在該區間內的任一參考電壓。其優點為可使馬達的電流有較小的諧波，並且比正弦脈波寬度調變有較高的電壓利用率，而缺點則是計算相當複雜。
由上述可知，此三種開關切換策略無法預測變頻器在下一次取樣時間下的最佳開關切換模式為何，換言之，傳統的開關切換策略沒有預測未來開關切換的機制。有鑑於此，本發明提出一種預測電流控制法則，可適用於內嵌式永磁同步馬達及同步磁阻馬達驅動系統上。在既有的驅動系統架構下，僅須量測馬達的電流和電壓訊號，再將本發明的預測電流控制演算法以程式語言編寫至數位訊號處理器，執行程式，即可取代傳統變頻器所使用的開關切換法則，進一步改進驅動系統的性能。
本發明的基本原理，是由內嵌式永磁同步馬達和同步磁阻馬達的三相定子電壓數學模型，推導出三相延伸型反電動勢函數，該三相延伸型反電動勢函數為非線性函數，且該函數包含了馬達一倍電機角度和二倍電機角度，經由簡單的數學整理，可推導出三相定子電壓等效模型，此等
效模型與傳統內嵌式永磁同步馬達和同步磁阻馬達所使用的三相定子電壓數學模型等效，且不需任何的近似條件。
接著將此三相定子電壓等效模型離散化，如此，便可推導出在下一個取樣時間下的定子電流與延伸型反電動勢的數學關係，藉由估測延伸型反電動勢便可預測在下一個取樣時間下，可能的定子電流值。為了量化預測的定子電流值與電流命令之間的誤差是與不同的電壓向量有關，透過成本函數的設計，可找出具有最小成本函數的電壓向量，此電壓向量所對應的開關切換狀態，將在下一個取樣時間輸出以控制變頻器的閘級訊號，如此便可達成預測電流控制的目的。本發明所提出的預測電流控制方法不需要馬達轉速及轉軸角度/速度資訊，僅需量測電流和電壓及使用定子電阻和q軸電感參數，透過估測延伸型反電動勢來達到預測電流控制的目的，並根據所設計的成本函數找出在下一次取樣時間具有最小成本函數的電壓向量，直接對變頻器進行開關切換的控制。
為讓本發明的基本原理和優點能更明顯易懂，以下特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
現將詳細參考本發明之實施例，並在附圖中說明所述實施例之實例。
由於內嵌式永磁同步馬達的數學模型與同步磁阻馬達相似，為了不必要的重複性說明，本實施例中僅將預測電流控制如何應用至內嵌式永磁同步馬達做進一步的說明與
公式推導，該預測電流控制的基本原理將可顯而易見地推廣至同步磁阻馬達驅動系統上，不需做任何改變。
圖1是本發明實施例的內嵌式永磁同步馬達或同步磁阻馬達控速系統方塊圖。請參見圖1。內嵌式永磁同步馬達或同步磁阻馬達的接線為三相Y接式。假設馬達為三相平衡，因此數位訊號處理器10，可以經由類比/數位轉換器4取得電流感測器2所偵測馬達1的二相定子電流i a 和i b ，因為i a +i a +i c =0，故可計算出c相電流i c ，再由三相定子電流i a 、i b 、i c 便可計算出三相線對線電流i ab 、i bc 、i ca ，而馬達1的三相線對線電壓v ab 、v bc 、v ca 可經由電壓感測器3經由數位訊號處理器10取得。而馬達1的轉軸角度可經由位置偵測器5獲得，經由機械角轉電機角11可計算出馬達1的電機角度θ re ，再經由速度計算6，便可計算出馬達1的轉軸速度ω r 。接著，轉軸速度ω r 與轉軸速度命令經由速度控制7可計算出d-q軸電流命令、，並經由電流命令計算8將d-q軸電流命令、轉換成三相線對線電流命令、、。本發明的預測電流控制器12根據、、、i ab 、i bc 、i ca 、v ab 、v bc 、v ca 、q-軸電感參數、定子電阻參數完成延伸型反電動勢、成本函數、定子電流預測等計算後，將具有最小成本函數的開關切換狀態所對應的開關觸發信號輸出至變頻器9，完成一閉迴路的驅動系統。
本發明實施例之預測電流控制法則可適用於內嵌式永磁同步馬達和同步磁阻馬達驅動系統。在既有之數位化驅動系統及三相六開關變頻器架構下，僅須量測馬達之電流
和電壓訊號，將預測電流控制法則以一程式寫入數位訊號處理器中並且執行，即可取代傳統的開關切換策略。
內嵌式永磁同步馬達的三相定子電壓方程式可表示如下：
在公式(1)~(3)中，v as 、v bs 、v cs 分別為內嵌式永磁同步馬達的a相、b相、c相定子電壓，i a 、i b 、i c 分別為該馬達的a相、b相、c相定子電流，r s 為定子電阻，λ as 、λ bs 、λ cs 分別為a相、b相、c相的定子磁通鏈，分別定義如下：
λ as =L aa i a +L ab i b +L ac i c +λ m cosθ re 公式(4)；
其中
L aa =L ls +L A -L B cos(2θ re ) 公式(7)；
式中，L A 為該馬達的電感直流係數，L B 為該馬達的電感交流係數，L ls 為該馬達的漏電感，θ re 為該馬達的轉軸電機角度，而該馬達的轉矩和轉速方程式可分別表示如下：
式中，P o 為馬達極對數，L d 為d軸等效電感，L q 為q軸等效電感，i d 為d軸電流，i q 為q軸電流，T e 為馬達電磁轉矩，J m 為馬達轉軸慣量，ω rm 為馬達轉軸機械速度，B m 為馬達轉軸摩擦係數，T L 為負載轉矩。由公式(1)~(3)可知，傳統的預測電流控制技術是無法直接地套用至公式(1)~(3)的數學模型上面。為了解決此問題，需使用另一種等效數學模型。首先，從公式(1)、(4)、(7)、(8)、(9)中可得到v as 的方程式為：
將公式(18)經適當地整理，可得：
其中
由公式(2)、(5)、(10)、(11)、(12)中可得到v bs 的方程式為：
將i a +i b +i c =0代入公式(21)，經過適當地處理，則公式(21)中的v bs 可重新整理如下：
同理，由公式(3)、(6)、(13)、(14)、(15)可得v cs ，將其整理如下為：
由公式(19)、(22)、(23)，可重新整理內嵌式永磁同步馬達的三相定子電壓方程式，進一步將公式(1)~(3)的數學模型改寫如下所示：
其中，e ae ，e be ，e ce 分別為a、b、c相延伸型反電動勢，可分別表示如下：
由公式(27)~(29)中可明顯看出，三相延伸型反電動勢e ae 、e be 、e ce 包含了L A 、L B 、L ls 電感參數，三相定子電流i a 、i b 、i c 資訊，二倍轉軸角度2θ re 資訊等，與傳統內嵌式永磁同步馬達的反電動勢定義不同。同理，公式(24)~(26)亦可作為同步磁阻馬達的三相定子電壓等效數學模型，而將λ m =0代入公式(27)~(29)即為同步磁阻馬達的三相延伸型反電動勢，由於在實作中，是採用數位訊號處理器來實現，如此，在公式(24)中的a相電流斜率計算方法可近似為
式中，k表示第k次取樣，T s 表示取樣時間。同理，可將公式(24)~(26)的離散時間模式表示為
由公式(31)~(33)可知，在第k次取樣的三相定子電流可表示為：
由公式(34)~(36)，可推導出在第k+1次取樣的三相定子電流為
由於內嵌式永磁同步馬達和同步磁阻馬達的中性點不容易獲得，因此公式(34)~(36)中的三相定子電壓v as 、v bs 、v cs 不容易以電壓感測元件獲得，故僅能量測馬達之線對線電壓，再利用公式(37)~(39)，可得到在第k+1次取樣的三相定子線對線電流為
其中i ab (k)=i a (k)-i b (k) 公式(43)；i bc (k)=i b (k)-i c (k) 公式(44)；i ca (k)=i c (k)-i a (k) 公式(45)；v ab (k)=v as (k)-v bs (k) 公式(46)；v bc (k)=v bs (k)-v cs (k) 公式(47)；v co (k)=v cs (k)-v as (k) 公式(48)；e ab (k+1)=e ae (k+1)-e be (k+1) 公式(49)；e bc (k+1)=e be (k+1)-e ce (k+1) 公式(50)；e ca (k+1)=e ce (k+1)-e ae (k+1) 公式(51)。另外，由於三相延伸型反電動勢e ae 、e be 、e ce 無法由電壓感測元件直接量測，故本案提出一簡單的估測法則，藉由電流感
測元件量測第k-1次和第k次的電流值，而第k次的電壓值可由電壓感測元件獲得，則第k次的三相延伸型線對線反電動勢估測值可以表示為：
其中符號^表示估測值，由於目前的數位訊號處理器能提供極短的取樣時間，假設三相延伸型線對線反電動勢在第k+1次和第k次之間的誤差可以被忽略，如此第k+1次的延伸型線對線反電動勢能由第k次的估測值取代，即下列公式成立：
在本施實例中，內嵌式永磁同步馬達驅動系統的變頻器是由三相六開關所組成如圖2所示。在六開關的架構下可產生出八種電壓向量如圖3所示，其中V o =V 7，而對應的開關切換狀態與三相定子電壓之間的關係如表1所示，其中Vdc為直流鏈上的電壓值，切換函數S a 、S b 、S c 可決定變頻器的開關切換狀態分別表示為：
將公式(55)~(57)分別代入公式(40)~(42)，便可以公式(61)~(63)預測第k+1次的三相定子線對線電流值，其中公式(61)~(63)如下所示：
式中，上標符號P表示預測值，下標符號V i 表示為表1中對應的電壓向量V i ，由於本實施例所採用的變頻器為三相六開關架構，故變頻器可產生七種電壓向量，由表1可知，V i {V 1,V 2,…,V 7}。
表1，三相六開關變頻器的開關切換狀態與相電壓間的關係附註：每一相具有一對的功率開關，而每一對功率開
關可以控制上臂與下臂的運作，當「1」代表對應的一對功率開關中的上臂導通，而當「0」代表對應的一對功率開關中的下臂導通。
在公式(61)~(63)中，第k+1次的三相定子線對線電壓值是未知狀態，由表1可計算出在第k+1次取樣時可能的七種線對線電壓值，換言之，扣除重複的一種零電壓向量，尚有七種電壓向量可供選擇，以決定在第k+1次取樣下的開關切換狀態，並由變頻器供電至內嵌式永磁同步馬達或同步磁阻馬達，為了能確保所選擇第k+1次取樣的電壓向量能使第k+1次取樣的三相定子線對線電流最接近於第k+1次的三相定子線對線電流命令，換句話說，所選擇的第k+1次電壓向量能使下列成本函數有最小值，該成本函數可定義為
式中，上標符號*表示所需的電流命令值；下標符號V i 表示為電壓向量V i ；、、表示為在第k+1次取樣且對應於電壓向量V i 下馬達的三相線對線電流預測值；、、表示為在第k+1次取樣下的三相定子線對線電流命令值。由於第k+1次取樣的電流命令值是未知的，在取樣時間T s 足夠小的情況下，以第k次取樣的電流命令值當作第k+1的電流命令值是合理的假設，另外，在三相電流平衡的假設下，c相的電流可由a相和b相電流來取代，故在
實作中可將公式(64)改由公式(65)加以計算如下：
由於考慮七種不同的電壓向量，故由公式(65)可計算出7個成本函數值，接著，利用公式(66)可取其最小值如下所示：
式中，下標符號V j 表示在表1中對應的電壓向量V j 是在第k+1次取樣時間下所有可能的電壓向量V i 中，只有唯一的一種電壓向量，記作V j 滿足公式(66)，使第k+1次可能出現的七種電壓向量中存在電壓向量V j 使第k+1次三相定子線電流預測值與第k次三相定子線電流命令值的誤差值是最小的。電壓向量V j 所對應的開關切換狀態將在第k+1次取樣時間時輸出至變頻器以控制功率開關為導通或截止狀態。由上述的說明可知，本發明實施例的預測電流控制可以在內嵌式永磁同步馬達驅動系統中取代習知的開關切換策略。重覆上述分析手段，可以將本發明的預測電流控制顯而易見地推廣至同步磁阻馬達驅動系統上而不需要任何改變，這是因為同步磁阻馬達的延伸型反動勢一樣可由公式(52)~(54)估算出來。基於上述實施例的說明，圖4為本發明一實施例所提的預測電流控制方法的流程圖。本實施例之預測電流控制可以包括以下幾個步驟：將所找到具有最小成本函數的電壓向量V j 對應的開關切換訊號輸出至變頻器(步驟S405)；
讀取相電流和線電壓(步驟S410)；計算線電流和線電流命令(步驟S415)；利用公式(52)~(54)計算延伸型反電動勢(步驟S420)；利用公式(46)~(48)和表1計算下一次取樣時間可能的七種線電壓值(步驟S425)；重置變數g old ，以找出公式(66)的最小成本函數值(步驟S430)；利用公式(61)~(63)計算在下一次取樣時間下的電流預測值(步驟S435)；利用公式(65)計算在電壓向量V i 下的成本函數值(步驟S440)；假如g| Vi 的值小於變數g old ，則將g| Vi 的值回存至變數g old ，並將變數i回存至變數j，以尋找具有最小成本函數的電壓向量V j (步驟S445)；假如g| Vi 的值小於變數g old ，則將g| Vi 的值回存至變數g old ，記錄電壓向量V j 以滿足公式(66)(步驟S450)。
然而，上述的實施例僅為用來說明本發明的概念，而非限制本發明的實際應用方式。
本發明實施例實際建構一套內嵌式永磁同步馬達驅動系統，以驗證所提的預測電流控制法則應用在內嵌式永磁同步馬達的可行性及正確性。利用德州儀器公司所生產的TMS320LF2407數位訊號處理器將轉軸速度、d-q軸電流、
三相定子電流等資訊擷取儲存，再經由個人電腦將實作波形繪出。若干實作結果可證明本發明實施例所提的方法是具有可實現性的。
圖5、圖7、圖9、圖11、圖13為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在不同的q軸電流命令及d軸電流命令設為零的情況下的實測波形圖。圖6、圖8、圖10、圖12、圖14為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在不同的q軸電流命令及d軸電流命令設為零的情況下的實測波形圖。在圖15和圖16中i α 代表在α軸上的電流，i β 代表在β軸上的電流，代表在α軸上的電流命令，代表在β軸上的電流命令。由圖5至圖14可知，相較於傳統電流磁滯控制，本發明實施例的預測電流控制，有較好的電流追蹤響應及較小的電流漣波。
綜合以上所述，所提出的預測電流控制能大幅改善內嵌式永磁同步馬達驅和同步磁阻馬達驅動系統的電流響應。雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
1‧‧‧馬達
2‧‧‧電流感測器
3‧‧‧電壓感測器
4‧‧‧類比/數位轉換器
5‧‧‧位置偵測器
6‧‧‧預測電流控制的部件
7‧‧‧速度控制器
8‧‧‧電流命令計算的部件
9‧‧‧變頻器
10‧‧‧數位訊號處理器
11‧‧‧，馬達轉軸機械角轉電機角
i ab 、i bc 、i ca ‧‧‧三相定子線對線電流
、、‧‧‧三相定子線對線電流命令
i a 、i b 、i c ‧‧‧三相定子電流
e ae 、e be 、e ce ‧‧‧三相延伸型反電動勢
‧‧‧d軸電流命令
‧‧‧q軸電流命令
‧‧‧α軸電流命令
‧‧‧β軸電流命令
S a1、S a0、S b1、S b0、S c1、S c0‧‧‧功率開關
V 0、V 1、V 2、V 3、V 4、V 5、V 6、V 7‧‧‧電壓向量
θ re ‧‧‧轉軸電機角度
θ rm ‧‧‧轉軸機械角度
ω rm ‧‧‧轉軸機械角速度
‧‧‧轉軸機械角速度命令
r s ‧‧‧定子電阻
V dc ‧‧‧直流鏈上的電壓值
S405~S450‧‧‧實現預測電流控制的流程圖各步驟
圖1是本發明實施例的內嵌式永磁同步馬達或同步磁
阻馬達控速系統方塊圖。
圖2為三相六開關變頻器與馬達的等效電路連接示意圖。
圖3為三相六開關變頻器架構下的電壓向量示意圖。
圖4為適用於內嵌式永磁同步馬達和同步磁阻馬達的預測電流控制流程圖。
圖5為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為弦波而d軸電流命令設為零的情況下的d-q軸電流響應、d-q軸電流誤差、a相定子電流響應及a相定子電流誤差波形實測圖。
圖6為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為弦波而d軸電流命令設為零的情況下的d-q軸電流響應、d-q軸電流誤差、a相定子電流響應及a相定子電流誤差波形實測圖。
圖7為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為方波而d軸電流命令設為零的情況下的d-q軸電流響應、d-q軸電流誤差、a相定子電流響應及a相定子電流誤差波形實測圖。
圖8為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為方波而d軸電流命令設為零的情況下的d-q軸電流響應、d-q軸電流誤差、a相定子電流響應及a
相定子電流誤差波形實測圖。
圖9為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為三角波而d軸電流命令設為零的情況下的d-q軸電流響應、d-q軸電流誤差、a相定子電流響應及a相定子電流誤差波形實測圖。
圖10為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為三角波而d軸電流命令設為零的情況下的d-q軸電流響應、d-q軸電流誤差、a相定子電流響應及a相定子電流誤差波形實測圖。
圖11為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為步階波形從2A改變至8A而d軸電流命令設為0A的情況下的d-q軸電流響應、三相定子電流響應及馬達轉速響應波形實測圖。
圖12為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為步階波形從2A改變至8A而d軸電流命令設為0A的情況下的d-q軸電流響應、三相定子電流響應及馬達轉速響應波形實測圖。
圖13為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為8A而d軸電流命令設為0A的情況下的a
相定子電流響應、a相電流誤差及馬達轉速響應波形實測圖。
圖14為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在q軸電流命令設為8A而d軸電流命令設為0A的情況下的a相定子電流響應、a相電流誤差及馬達轉速響應波形實測圖。
圖15為習知技術，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在馬達轉速命令設為500rpm而d軸電流命令設為0A的情況下的d-q軸電流響應、α-β軸電流響應及馬達轉速響應波形實測圖。
圖16為本發明實施例中，在三相六開關變頻器供電的內嵌式永磁同步馬達驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在馬達轉速命令設為500rpm而d軸電流命令設為0A的情況下的d-q軸電流響應、α-β軸電流響應及馬達轉速響應波形實測圖。
S405~S450‧‧‧預測電流控制方法的流程圖各步驟
Claims (8)
- 一種適用於內嵌式永磁同步馬達及同步磁阻馬達以延伸型反電動勢估測為基礎的預測電流控制方法，所述控制方法包括：利用所述馬達的定子電阻、q軸等效電感、定子電流及定子電壓以估測延伸型反電動勢；根據延伸型反電動勢估測值、定子電阻參數、q軸等效電感參數、定子電流及定子電壓資訊，計算在下一次取樣時定子電流的預測值；使用一成本函數以量化電流命令值與電流預測值的誤差；以及藉由該成本函數可計算在不同電壓向量下的成本函數值，以便找出具有最小成本函數的電壓向量，該電壓向量將作為下一次變頻器的開關切換模式。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該延伸型反電勢，可由下列公式計算：
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該下一次取樣時定子電流的預測值，可由下列公式計算：
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該變頻器，可以是三相四開關架構的變頻器，或是三相六 開關架構的變頻器。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該成本函數，可由下列公式計算：
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該電壓向量的挑選方式可由下列公式達成：
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該具有最小成本函數的電壓向量等同於申請專利範圍第6 項所述之電壓向量V j ，用以決定在下一次取樣時變頻器的切換模式。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中，該預測電流所採用的馬達數學模型為三相定子電壓等效模型，該等效模型可表示為：
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| TW101109066A TWI533591B (zh) | 2012-03-16 | 2012-03-16 | 一種適用於內嵌式永磁同步馬達及同步磁阻馬達以延伸型反電動勢估測為基礎的預測電流控制方法 |
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