TWI543521B - 以電流變化偵測技術的預測電流控制法應用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機驅動系統 - Google Patents
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Description
本發明係關於一種使用電流變化偵測技術的預測電流控制方法，該預測電流控制方法為一種三相變頻器的開關切換技術；可適用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機。
習知技術乃運用量測馬達的電流斜率、轉軸角度及馬達參數，以決定變頻器的開關切換模式。例如民國九十八年十月一日之中華民國專利公報第I315602號中披露之三相交流永磁同步馬達及同步磁阻馬達電流控制型變頻器切換方法，係藉由量測馬達在非零電壓向量下的d-q軸電流斜率與零電壓向量下的d-q軸電流斜率的差值，再利用反正切函數計算出d-q軸的電壓向量角度，該電壓向量角度減去電動機轉軸電機角度，以便估測電動機的輸出電壓夾角，根據該輸出電壓夾角，找出最佳的變頻器開關切換模式。以目前的習知技術而言，必需計算電壓向量角度，才能決定最佳的開關切換模式，在實現上較為複雜故不易推廣。為了提出一種有效的方法以簡便地找出最佳的變頻器切換模式且不需使用電壓向量角度、電動機的電感參數、電流斜率計算、反正切函數計算及轉軸角度資訊，仍是目前尚待克服的難題。申請人有鑑於習知技術的缺失，仍經長期試驗與探討，提出本發明[以電流變化偵測技術的預測
電流控制法應用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機驅動系統]，用以改良上述習知技術之缺失。本發明所提出的預測電流控制方法，具有較上述習知技術更多的優點。如：不需使用反正切函數，不需進行電流斜率計算，不需使用電動機的參數，不需要d-q軸座標轉換，不需計算電壓向量角度及實現容易，因此更適合用於工業界的相關應用。
傳統變頻器所採用的開關切換策略主要可分為三種，包括：磁滯電流控制(hysteresis current control)、正弦脈波寬度調變(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)及空間向量脈波寬度調變(space vector pulse width modulation,SVPWM)。以下針對上述三種開關切換策略簡述如下：
(1)電流磁滯切換策略：此策略係將馬達的三相電流命令與三相實際電流做比較，當該相的實際電流小於電流命令，則送出激發信號，使上臂功率開關導通而下臂功率開關截止；反之，當實際電流大於電流命令，則使上臂截止而下臂導通，電流磁滯切換策略在實作上易於實現，但產生的電流諧波大，且變頻器的切換頻率不是固定頻率，故不適用於高性能的馬達驅動系統上。
(2)正弦脈波寬度調變策略：主要將通訊調變原理應用於變頻器功率開關的切換控制上，經由三相弦波的電壓命令與三角波比較，產生波寬調變訊號，經由功率級驅動電路，控制功率開關的導通狀態，但相較於空間向量脈波寬度調變，正弦脈波寬度調變有較低的電壓利用率及較高的電流諧波失真，故漸漸地已被空間向量脈波寬度調變策略所取代。
(3)空間向量脈波寬度調變：由於變頻器只能產生出八種電壓向量，其中兩種零電壓向量是相等的，故可將電壓空間向量平面分為六個區間，每個區間內的參考電壓向量可由鄰近的兩個非零電壓向量與零電壓向量做線性組合，便可合成出在該區間內的任一參考電壓。其優點為可使馬達的電流有較小的諧波，並且比正弦脈波寬度調變有較高的電壓利用率，而缺點則是計算相當複雜。
上述的三種開關切換策略是無法預測在下一次取樣間隔內變頻器的最佳開關切換模式為何。換言之，傳統的開關切換策略沒有預測未來開關切換的機制。有鑑於此，本發明提出一種使用電流變化偵測技術的預測電流控制法則，可適用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻動電機驅動系統上。在既有使用數位信號處理器的驅動系統架構
下，僅須在每次取樣間隔內對電動機進行二次的電流取樣，並計算在開關切換間隔內所對應的電流變化量，再將本發明的預測電流控制演算法，以程式語言撰寫至數位訊號處理器，執行程式，即可取代傳統變頻器所使用的開關切換法則，進一步改進驅動系統的性能。
本發明的基本原理，首先量測內嵌式永磁同步電動機和同步磁阻電動機的定子電流，接著記錄及更新變頻器在開關切換間隔內，所對應不同開關切換模式下的定子電流變化量，一般而言，變頻器的開關切換速度每秒可達一萬次以上，故在相鄰幾次取樣間隔內，且有相同的開關切換模式下所對應的定子電流變化的大小是相近的，因此，可以使用與目前開關切換模式相同的舊定子電流變化，去預測在目前開關切換間隔內所對應的定子電流變化。同理，採用與下一次開關切換模式相同的舊定子電流變化，去預測在下一次開關切換間隔內所對應的定子電流變化是可行的。這是由於數位訊號處理器所設定每段取樣間隔的開始時間與每段開關切換間隔所設定的開始時間之間有一段延遲時間，換言之，在實作中，由於程式是順序的執行，而開關切換的程式是被安排在主程式的某一行之後，故在上一次執行開關切換程式之後，則必需等到主程式重置，從
第一行開始有順序的執行，等到執行完開關切換程式才能改變變頻器的開關切換狀態。這使得在目前的開關切換間隔內所對應的定子電流變化必須要等到在下一次取樣間隔期間內才能加以計算。如此，使用目前量測到的定子電流值及目前和下一個開關切換間隔內所預測的定子電流變化的值，便可預測在下一次取樣間隔內所對應的定子電流值。為了量化預測的定子電流值與電流命令之間的誤差是與不同的開關切換模式有關，透過所設計的成本函數，可針對變頻器在下一次取樣間隔內所有可能採用的開關切換模式中，找出一種開關切換模式是具有最小的成本函數，該選定的開關切換模式將在下一個取樣間隔內輸出閘級訊號以控制變頻器的開關切換狀態，如此便可達成預測電流控制的目的。本發明所提出的預測電流控制方法不需要電動機的任何參數資訊，僅需量測定子電流和計算在開關切換間隔內所對應的電流變化，透過簡單的加法運算便可達到預測電流控制的目的，並根據所設計的成本函數挑選出在下一次取樣間隔內具有最小成本函數的開關切換模式，以便在下一次取樣間隔內直接對變頻器進行開關切換的控制。
為讓本發明的基本原理和優點能更明顯易懂，以下特
舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明。
現將詳細參考本發明之實施例，並在附圖中說明所述實施例之實例。
由於內嵌式永磁同步馬達的數學模型與同步磁阻馬達相似，為了不必要的重複性說明，本實施例中僅將預測電流控制如何應用至內嵌式永磁同步馬達做進一步的說明與公式推導，所提出的預測電流控制的基本原理將可顯而易見地推廣至同步磁阻馬達驅動系統上，而不需做任何改變。
圖1是本發明實施例的內嵌式永磁同步電動機或同步磁阻電動機控速系統方塊圖。請參見圖1。內嵌式永磁同步電動機或同步磁阻電動機的接線為三相Y接式。假設電動機為三相平衡，因此數位訊號處理器9，可以經由類比/數位轉換器4取得電流感測器2所偵測電動機1的二相定子電流i a 和i b ，因為i a +i b +i c =0，故可計算出c相電流i c 。而電動機1的轉軸角度可經由位置偵測器5獲得，經由機械角轉電機角10可計算出電動機1的電機角度θ re ，再經由速度計算11，便可計算出電動機1的轉軸速度ω r 。接著，轉軸速度ω rm 與轉軸速度命令經由速度控制7可計算出d-q軸電流命令、，並經由電流命令計算8將d-q軸電流命令、轉換成三相定子電流命令、、。經由本發
明的預測電流控制器6的計算，將具有最小成本函數的開關切換模式所對應的開關觸發信號輸出至變頻器3，完成一閉迴路的驅動系統。圖2是三相四開關變頻器的四種開關切換模式示意圖。圖中S 1、S 2、S 3及S 4表示四種不同的開關切換模式，此四種開關切換模式與對應的開關切換模式如表1所示，其中V cf 為圖1中電容上的電壓。
本發明實施例之預測電流控制法則可適用於內嵌式永磁同步電動機和同步磁阻電動機驅動系統。在既有的數位化驅動系統及三相四開關變頻器架構下，僅須量測電動機的電流訊號，將預測電流控制法則寫入數位訊號處理器中並且執行，即可取代傳統的開關切換策略。
內嵌式永磁同步電動機的三相定子電壓方程式可表示如下：
在公式(1)~(3)中，v as 、v bs 、v cs 分別為內嵌式永磁同步電動機的a相、b相、c相定子電壓，i a 、i b 、i c 分別為該電動機的a相、b相、c相定子電流，r s 為定子電阻，λ as 、λ bs 、λ cs 分別為a相、b相、c相的定子磁通鏈，分別定義如下：
λ as =L aa i a +L ab i b +L ac i c +λ m cos θ re 公式(4)；
其中L aa =L ls +L A -L B cos(2θ re ) 公式(7)；
式中，L A 為該電動機的電感直流係數，L B 為該電動機的電感交流係數，L lS 為該電動機的漏電感，θ re 為該電動機的轉軸電
機角度，而該電動機的轉矩和轉速方程式可分別表示如下：
式中，P o 為電動機極對數，L d 為d軸等效電感，L q 為q軸等效電感，i d 為d軸電流，i q 為q軸電流，T e 為電動機的電磁轉矩，J m 為電動機的轉動慣量，ω rm 為電動機的轉軸機械速度，B m 為電動機的轉軸摩擦係數，T l. 為負載轉矩。由公式(1)~(3)可知，電動機的三相定子磁通鏈包含了自感和互感影響，而傳統的預測電流控制技術是以三相解耦合的數學模型為基礎，故無法直接地套用至公式(1)~(3)的數學模型。此外以電動機數學模型為基礎的預測電流控制技術容易受到參數不確定性的影響，大大地降低了電流預測的準確度，為了提高電流預測的準確度，同時避免使用電動機的數學模型，本發明提出一種無需使用電動機數學模型的預測電流控制法則，即在本發明實施例中，不需要知道內嵌式永磁同步電動機或同步磁阻電動機的任何相關參數，僅需在取樣間隔內進行二次的電流取樣和記錄開關切換模式下所對應的定子電流變化，利用簡單的加法運算，即可預測系統在下一次取樣間隔內所對應的定子電流的可能變化為何。在本施實例中，內嵌式永磁同步電動
機驅動系統中所採用的變頻器是採用三相四開關的架構如圖1所示。在此架構下可產生出四種不同的開關切換模式如圖2所示，而這四種開關切換模式與三相定子電壓之間的關係如表1所示，其中V cf為圖1中電容上的電壓值，切換函數S a 和S b 可決定變頻器的開關切換狀態分別表示為：
由於在本實施例中，是採用數位訊號處理器來實現，為了計算在開關切換間隔內所對應的電流變化，故在每次的取樣間隔內須做二次的電流取樣，為了方便理解請參考圖3為例，在圖3中，t k-1、t k 、t k+1分別表示第(k-1)、(k)、(k+1)次取樣間隔的開始時間；T s 表示取樣時間；上標符號p表示電流預測值；S(k-1)、S(k)、S(k+1)、S(k+2)分別表示第(k-1)次、第(k)次、第(k+1)次及第(k+2)次的開關切換模式。由於三相四開關變頻器只能輸出四種切換模式，故S(k-1),S(k),S(k+1),S(k+2){S 1,S 2,S 3,S 4}；i a (k,1)| S(k-1)代表在第(k)次取樣間隔內而開關切換模式為S(k-1)下所對應的第一次a相定子電流取樣值；i a (k,2)| S(k)代表在第(k)次取樣間隔內而開關切換模式為S(k)下所對應的第二次a相定子電流取樣值；
、、、分別為在第(k+2)次取樣間隔內而開關切換模式為S 1、S 2、S 3、S 4下所對應的第一次a相電流取樣的測預值；△i a,pre | S(k)代表之前所計算的a相定子電流變化是與開關切換模式S(k)有關。由圖3可知，二次的電流取樣值i a (k,1)和i a (k,2)是分別在開關切換的前後做電流的取樣動作，如此便可記錄在開關切換間隔內所對應的電流變化的值為何。另外，由圖3可知，每段切換間隔的開始時間經過一段延遲時間才是取樣間隔的開始時間，但每段的切換間隔的時間跟取樣間隔的時間都是固定的一段時間T s ，故在第(k)次取樣間隔內才能計算在S(k-1)的切換間隔內所對應的a相定子電流變化，為了方便說明，定義在開關切換模式S(k-1)的切換間隔內所對應的a相定子電流變化為△i a | S(k-1)=i a (k,1)| S(k-1)-i a (k-1,2)| S(k-1) 公式(20)；式中，i a (k-1,2)| S(k-1)代表在第(k-1)次取樣間隔內而開關切換模式為S(k-1)情況下所對應的第二次a相定子電流取樣值。同理，可分別定義在開關切換模式S(k)和S(k+1)的切換間隔內所對應的a相定子電流變化為△i a | S(k)=i a (k+1,1)| S(k)-i a (k,2)| S(k) 公式(21)；△i a | S(k+1)=i a (k+2,1)| S(k+1)-i a (k+1,2)| S(k+1) 公式(22)；利用公式(21)和公式(22)，可推導出在第(k+2)次取樣間隔內而
開關切換模式為S(k+1)下所對應的第一次a相定子電流取樣值為i a (k+2,1)| S(k+1)=i a (k,2)| S(k)+△i a | S(k)+△i a | S(k+1)+i a (k+1,2)| S(k+1)-i a (k+1,1)| S(k) 公式(23)；由圖3可知，在第(k)次取樣間隔內的第一次和第二次電流取樣的時機彼此相近，故可假設下列公式成立：
同理，在第(k+1)次取樣間隔內的第一次和第二次電流取樣的時機彼此相近，將公式(24)中的k以k+1取代，可得：
將公式(25)代入公式(23)可得：
公式(26)的右邊是由三個部份所組成，第一個部份i a (k,2)| S(k)可以在第(k)次取樣間隔內經由讀取電流資訊而獲得。第二個部份△i a | S(k)則必須在第(k+1)次取樣間隔內，才能被計算出來。而第三個部份△i a | S(k+1)亦必須在第(k+2)次取樣間隔內，才能被計算出來。故在第(k)次取樣間隔內是無法計算在S(k)和S(k+1)的切換間隔內，所對應的a相定子電流變化△i a | S(k)和△i a | S(k+1)的值。因此，a相定子電流變化△i a | S(k)和△i a | S(k+1)的值必須使用舊電流變化的值來取代，以便在第(k)次取樣間隔內可以去計算在第(k+2)
次取樣間隔內的a相定子電流i a (k+2,1)| S(k+1)的預測值。假設在取樣時間T s 足夠小的情況下，a相定子電流變化△i a | S(k)和△i a | S(k+1)的值可以用舊的a相定子電流變化來取代，即下列公式成立：
式中，下標符號pre代表舊的a相定子電流變化是在過去相鄰取樣間隔內之所計算的；S i 代表四種開關切換模式S 1、S 2、S 3、S 4的其中一種，且S i 的開關切換模式必需等於S(k)；S j 代表可能的四種開關切換模式S 1、S 2、S 3、S 4，即開關切換模式相對於在第(k)次取樣間隔內是未知的，故S(k+1)代表四種可能的開關切換模式。將公式(27)和公式(28)代入公式(26)，整理可得
式中，上標符號p表示電流預測值，而公式(29)右邊的三個部份i a (k,2)| S(k)、△i s,pre | S(k)、皆可以在第(k)次取樣間隔內完成計算。故利用公式(29)可以計算在第(k+2)次取樣間隔內而開關切換模式為S j 下，所對應的第一次a相電流取樣的預測值。換言之，公式(29)所表示的物理意義係利用變頻器在相鄰幾次開關切換間隔內，相同開關切換模式所對應的定子電流變化的變化是相近的。重覆上述的推導過程，可得到在開關切換模式為S j 下所對應的第(k+2)次取樣間隔內的b相和c相定子電流
預測值的計算公式分別為
公式(30)和公式(31)所使用的符號可參考公式(20)至公式(29)的說明，以此類推。在公式(29)~(31)中，開關切換模式S j 有四種選擇，將j=1,2,3,4代入公式(29)~(31)中，可分別計算出4個不同的電流預測值，為了能確保這四種開關切換模式其中的一種切換模式能使所預測的三相定子電流在第k+1次切換間隔內最接近於第k次的三相定子電流命令，換句話說，所選擇的開關切換模式能使下列成本函數有最小值，該成本函數可定義為
式中，上標符號*表示電流命令值；下標符號S j 表示為四種開關切換模式的其中一種切換模式S j ；、、表示為在第k+2次取樣間隔內而開關切換模式為S j 下，所對應的三相定子電流預測值；、、表示為在第k次取樣間隔內的三相定子電流命令值。另外，在三相電流平衡的假設下，c相的電流可由a相和b相電流來取代，故在實作中可將公式(32)改由公式(33)加以計算如下：
由於考慮四種不同的開關切換模式，故由公式(33)可計算出四個成本函數值，接著，利用公式(34)可取其最小值如下所示：
式中， g 表示由公式(34)所計算出的最小成本函數值；下標符號S m 表示在第k+1次切換間隔內所有可能的四種開關切換模式S j 中，只有唯一的一種開關切換模式，記作S m 滿足公式(34)，使三相定子電流預測值與三相定子電流命令值之間的誤差值是最小的。所選擇的開關切換模式S m 將在第k+1次取樣間隔內輸出至變頻器以控制功率開關為導通或截止狀態。由上述的說明可知，本發明實施例的預測電流控制可以在內嵌式永磁同步電動機驅動系統中取代習知的開關切換策略。重覆上述分析過程，可以將本發明的預測電流控制顯而易見地推廣至同步磁阻電動機驅動系統，這是因為公式(29)~(31)同樣適用於同步磁阻電動機驅動系統以計算三相定子電流預測值。基於上述實施例的說明，圖4為本發明一實施例所提的預測電流控制方法的流程圖。本實施例之預測電流控制可以包括以下幾個步驟：第一次讀取電動機的相電流(步驟S405)
在第(k-1)次取樣時間間隔內所選擇具有最小成本函數的開關切換模式S m 當作S(k)，並輸出S(k)所對應的閘級訊號輸出至變頻器(步驟S410)；第二次讀取電動機的相電流(步驟S415)；利用公式(20)計算在開關切換模式S(k-1)下所對應的電流變化(步驟S420)；將步驟S420所計算的電流變化回存至所對應的舊電流變化(步驟S425)；在開關切換模式S i 下所對應的舊電流變化回存至在開關切換模式S(k)下的電流變化，其中開關切換模式S i 與開關切換模式S(k)相同(步驟S430)；計算電流命令(步驟S435)；重置變數g old ，以便跟公式(33)所計算的成本函數值比較(步驟S440)；使用在開關切換模式S j 下所對應的舊電流變化(步驟S445)；利用公式(29)~(30)計算在下一次開關切換間隔內的電流預測值(步驟S450)；利用公式(33)計算在開關切換模式S j 下的成本函數值(步驟S455)；假如的值小於變數g old ，則將g| Vi 的值回存至變數g old ，並將變數i回存至變數j，以尋找具有最小成本函數的電壓向量V j (步驟S460)；假如g| Vt 的值小於變數g old ，則將的值回存至變數g old ，
記錄開關切換模式S m 以滿足公式(34)(步驟S465)。
然而，上述的實施例僅為用來說明本發明的概念，而非限制本發明的實際應用方式。
本發明實施例實際建構一套內嵌式永磁同步馬達驅動系統，以驗證所提的預測電流控制法則應用在內嵌式永磁同步馬達的可行性及正確性。利用德州儀器公司所生產的TMS320LF2407數位訊號處理器將轉軸速度、d-q軸電流、三相定子電流等資訊擷取儲存，再經由個人電腦將實作波形繪出。若干實作結果可證明本發明實施例所提的方法是具有可實現性的。
圖5、圖7、圖9為習知技術，在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統採用電流磁滯控制的開關切換策略，在不同的q軸電流命令及d軸電流命令設為零的情況下的實測波形圖。圖6、圖8、圖10為本發明實施例中，在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統採用預測電流控制的開關切換策略，在不同的q軸電流命令及d軸電流命令設為零的情況下的實測波形圖。在圖11和圖12中i α 代表在α軸上的電流，i β 代表在β軸上的電流，代表在α軸上的電流命令，代表在β軸上的電流命令。由圖5至圖12可知，相較於傳統電流磁滯控制，本發明實施例的預測電流控制，有較好的電流追蹤響應及較小的電流漣波。
綜合以上所述，所提出的預測電流控制能大幅改善內
嵌式永磁同步電動機和同步磁阻電動機驅動系統的電流響應。雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
1‧‧‧內嵌式永磁同步電動機或同步磁阻電動機
2‧‧‧電流感測器
3‧‧‧變頻器
4‧‧‧類比/數位轉換器
5‧‧‧位置偵測器
6‧‧‧預測電流控制的部件
7‧‧‧速度控制器
8‧‧‧電流命令計算的部件
9‧‧‧數位訊號處理器
10‧‧‧電動機轉軸機械角轉電機角
11‧‧‧電動機的速度計算
i a 、i b 、i c ‧‧‧三相定子電流
、、‧‧‧三相定子電流命令
‧‧‧d軸電流命令
‧‧‧q軸電流命令
‧‧‧α軸電流命令
‧‧‧β軸電流命令
T a1、T a0、T b1、T b0‧‧‧功率開關
S 1、S 2、S 3、S 4‧‧‧開關切換模式
θ re ‧‧‧轉軸電機角度
θ rm ‧‧‧轉軸機械角度
ω rm ‧‧‧轉軸機械角速度
‧‧‧轉軸機械角速度命令
V cf ‧‧‧電容上的電壓值
S405~S465‧‧‧實現預測電流控制的流程圖各步驟
圖1是本發明實施例的內嵌式永磁同步馬達或同步磁阻電動機控速系統方塊圖。
圖2為三相四開關變頻器與電動機的等效電路連接示意圖。
圖3為三相四開關變頻器架構下的電壓向量示意圖。
圖4為適用於內嵌式永磁同步電動機和同步磁阻電動機的預測電流控制流程圖。
圖5為習知技術，將傳統的電流磁滯控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將q軸電流命令設為三角波，而d軸電流命令設為零的情況下，所對應的d-q軸電流響應及三相定子電流響應的實測波形。
圖6為本發明實施例中，將所提出的預測電流控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將q軸電流命令設為三角波而d軸電流命令設為零的情況下，所對應的d-q軸電流響應及三相定子電流響應的實測波形。
圖7為習知技術，將傳統的電流磁滯控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將q軸電流命令設為從2A改變至8A的步階波形，而d軸電流命令設為0A的情況下，所對應的d-q軸電流響應、三相定子電流響應及電動機轉速響應的實測波形。
圖8為本發明實施例中，將所提出的預測電流控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將q軸電流命令設為從2A改變至8A的步階波形，而d軸電流命令設為0A的情況下，所對應的d-q軸電流響應、三相定子電流響應及電動機轉速響應的實測波形。
圖9為習知技術，將傳統的電流磁滯控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將q軸電流命令設為8A，而d軸電流命令設為0A的情況下，所對應的三相定子電流響應、d-q軸電流響應及轉速響應的實測波形。
圖10為本發明實施例中，將所提出的預測電流控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並對q軸電流命令設為8A，而d軸電流命令設為0A的情況下，所對應的三相定子電流響應、d-q軸電流響應及轉速響應的實測波形。
圖11為習知技術，將傳統的電流磁滯控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將轉速命令設為500rpm的情況下，所對應的α-β軸電流響應、d-q軸電流響應及轉速響應的實測波形。
圖12為本發明實施例中，將所提出的預測電流控制，應用在三相四開關變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機驅動系統上，並將轉速命令設為500rpm的情況下，所對應的α-β軸電流響應、d-q軸電流響應及轉速響應的實測波形。
S405~S465‧‧‧預測電流控制方法的流程圖各步驟
Claims (4)
- 一種使用電流變化偵測技術的預測電流控制法，適用於以變頻器供電的內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機，所述預測電流控制法包括：在每次數位訊號處理器所設定的取樣間隔內，讀取二次電動機的定子相電流；利用在開關切換間隔內所讀取到二次的定子相電流，去計算在開關切換間隔內所對應的電流變化；利用定子電流和定子電流變化以計算在下一次開關切換間隔內所對應的定子電流預測值；使用定子電流命令與定子電流預測值的誤差取絕對值當作成本函數，藉以量化電流的誤差；以及藉由該成本函數可計算在不同開關切換模式下的成本函數值，以便挑選出具有最小成本函數所對應的開關切換模式，該開關切換模式將在下一次取樣間隔內輸出訊號到變頻器以控制功率開關的切換；其中，該定子電流變化，僅限於滿足下列公式計算：△i a | S(k-1)=i a (k,1)| S(k-1)-i a (k-1,2)| S(k-1) 公式(A)；△i b | S(k-1)=i b (k,1)| S(k-1)-i b (k-1,2)| S(k-1) 公式(B)；△i c | S(k-1)=i c (k,1)| S(k-1)-i c (k-1,2)| S(k-1) 公式(C)；在公式(A)~(C)中，下標符號S(k-1)表示變頻器在第(k-1)次開關切換間隔內所對應的開關切換模式，△i a | S(k-1)、△i b | S(k-1)、△i c | S(k-1)分別表示在第(k-1)次開關切換間隔內所對應的a相、b相、c相的定子電流變化； i a (k,1)| S(k-1)、i b (k,1)| S(k-1)、i c (k,1)| S(k-1)分別表示在第(k)次取樣間隔內而開關切換模式為S(k-1)下所對應的的第一次a相、b相、c相定子電流取樣值；i a (k-1,2)| S(k-1)、i b (k-1,2)| S(k-1)、i c (k-1,2)| S(k-1)分別表示在第(k-1)次取樣間隔內而開關切換模式為S(k-1)下所對應的第二次a相、b相、c相定子電流取樣值；其中，在下一次開關切換間隔內的定子電流預測值，僅限於使用下列公式計算：
- 如申請專利範圍第1項所述之預測電流控制法，其中，該最小成本函數所對應的開關切換模式，其中該開關切換模式的挑選方式可由下列公式達成：
- 如申請專利範圍第2項所述之預測電流控制法，其中，該開關切換模式S m ，用以決定在下一次取樣間隔內變頻器的開關切換模式。
- 如申請專利範圍第1項所述之預測電流控制法，其中，該讀取二次電動機的定子相電流可分為第一次相電流讀取和第二次相電流讀取，其中，第一次相電流讀取的時機是在目前的取樣時間間隔內且輸出新的開關切換模式之前進行第一次電流的讀取動作，而第二次相電流讀取的時機是在目前的取樣時 間間隔內且輸出新的開關切換模式之後進行第二次電流的讀取動作。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101112722A TWI543521B (zh) | 2012-04-11 | 2012-04-11 | 以電流變化偵測技術的預測電流控制法應用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機驅動系統 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| TW101112722A TWI543521B (zh) | 2012-04-11 | 2012-04-11 | 以電流變化偵測技術的預測電流控制法應用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機驅動系統 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201342792A TW201342792A (zh) | 2013-10-16 |
| TWI543521B true TWI543521B (zh) | 2016-07-21 |
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ID=49771601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW101112722A TWI543521B (zh) | 2012-04-11 | 2012-04-11 | 以電流變化偵測技術的預測電流控制法應用於內嵌式永磁同步電動機及同步磁阻電動機驅動系統 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI543521B (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI638512B (zh) * | 2017-09-22 | 2018-10-11 | 陳富民 | 使用預測誤差修正技術的雙電壓向量無模型式預測電流控制法則應用於內嵌式永磁同步電動機驅動系統 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104242774B (zh) * | 2014-09-17 | 2016-11-30 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种电机相电流预测与诊断方法 |
| CN108712125A (zh) * | 2018-06-25 | 2018-10-26 | 哈尔滨理工大学 | 一种永磁同步电机相电流无时滞观测方法及装置 |
| TWI814596B (zh) * | 2022-09-30 | 2023-09-01 | 台達電子工業股份有限公司 | 獲取同步馬達參數的方法 |
-
2012
- 2012-04-11 TW TW101112722A patent/TWI543521B/zh not_active IP Right Cessation
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| TWI638512B (zh) * | 2017-09-22 | 2018-10-11 | 陳富民 | 使用預測誤差修正技術的雙電壓向量無模型式預測電流控制法則應用於內嵌式永磁同步電動機驅動系統 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201342792A (zh) | 2013-10-16 |
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