CN110401363A

CN110401363A - 一种cmos全波整流电路

Info

Publication number: CN110401363A
Application number: CN201910634048.0A
Authority: CN
Inventors: 金云颐; 张国俊
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2019-07-15
Filing date: 2019-07-15
Publication date: 2019-11-01

Abstract

本发明提出了一种改进型CMOS全波整流电路，并阐述了电路的工作方式，使用全波整流桥将交流(AC)输入电压转换为直流(DC)输出电压。在整流电路中采用自举技术来消除主要整流器件的有效阈值电压，减小阈值损耗；同时采用辅助电路使主要整流器件在非整流状态下完全关断，让其上通过的反向漏电流最小化来减小电流的损耗；动态体偏置结构的运用，有效消除整流器件的体效应和闩锁效应，当电路更加稳定，最终降低整流电路损耗提高能量传输效率。同时基于CMOS工艺易于集成的特点，在应用于隔离电源系统中是相较于肖特基二极管能有更好的兼容性，并且能节约一定成本。

Description

一种CMOS全波整流电路

技术领域

本发明提出了一种整流电路的设计。

背景技术

隔离电源在医疗设备中的应用越来越广，尤其是植入人体的一些设备，如心脏起搏器、人工心脏、检测设备等。这些设备需要电源的长期供电以长时间运作，这就需要电源能提供足够的能量，也对电源的转换效率提出了更高的要求。传统的隔离电源采用肖特基二极管做桥式整流，其存在反向漏电大和固定正向压降的缺点，使得隔离电源系统的转换效率不高。并且肖特基二极管与标准CMOS的兼容性较差，在制作时常需要额外的掩膜版，成本较高。因此，采用CMOS全波整流电路来取代肖特基二极管构成的桥式整流电路，以提高隔离电源系统的转换效率。

常用的CMOS整流电路，通过差动动作来将交流信号进行全波整流并且转换成为直流信号，向负载提供直流输出。这样的CMOS整流电路，如将两对级联的NMOS晶体管和PMOS晶体管并联连接，利用差模输入的交流信号来交替导通形成反相动作，进而构成全波CMOS全波整流电路。但由于PMOS晶体管的阈值电压以反向漏电流的消耗，这样的结构难以实现更高的电压转换效率和功率转换效率。

为获得更好的电压转换效率和功率转换效率，对PMOS晶体管采用自举技术和动态体偏置结构，以此来进行有效阈值消除以及体效应、闩锁效应的消除；同时，利用辅助电路来使PMOS晶体管完全管断，使其漏电流最小化，以此来提高整流电路的转换效率。

发明内容

常用的CMOS整流电路由两对级联的NMOS晶体管和PMOS晶体管并联形成，由于PMOS晶体管阈值电压的损耗，会对电源电压造成消耗，以致电压转换效率降低；同时，对于PMOS晶体管而言，当输出电压高于输入电压时，会产生反向漏电流，影响整流电路的转换效率，因此PMOS晶体管的阈值电压和反向漏电流的减小是需要重点解决的问题。

本发明所涉及的整流电路，使用自举电容来降低PMOS晶体管的有效阈值电压，并对整流电路中的主要整流器件添加动态体偏置结构，以消除体效应、闩锁效应和反向泄漏等问题，同时，使用CMOS反相器等辅助电路来最小化反向泄漏电流。

本发明所涉及的CMOS全波整流电路，能够以较高的电压转换效率得到较高的稳定输出电压；取代原实验中的肖特基二极管所构成的全波整流电路适用于隔离电源系统时，有效提高了系统的转换效率。

附图说明

图1为传统肖特基二极管的桥式整流电路

图2为栅极交叉耦合差分驱动的CMOS整流电路

图3为基于自举技术的整流电路

图4为改进后的整流电路

图5为改进后整流电路的效率

具体实施方式

为更加清晰地说明本发明的以上特征和优点，以下结合附图对本发明的具体实施做详细的说明。

采用MOS晶体管做整流结构的电路通常采用两对并联的NMOS晶体管与PMOS晶体管组成的差分驱动CMOS结构，它们的源端同时接到交流输入的一端，栅极共同接到交流输入的另一端，漏极分别接到输出端与地端

图1是传统肖特基二极管所构成的桥式整流电路，由4个肖特基二极管构成，在交流信号源的正半周期和负半周期两两导通构成两个半波整流，从而进行全波整流。但在每半个周期内由于肖特基二极管的正向导通压降都会有产生损耗，转换效率由此大大降低。同时，由于肖特基二极管不能完全与标准CMOS工艺兼容，需要额外的掩膜版，带来了制作方面的成本。因此用MOS管做整流电路在隔离电源中可以获得更好的转换效率。

图2为栅极交叉耦合差分驱动的CMOS整流电路实例，由两对级联的PMOS晶体管和NMOS晶体管并联组成，其中两个PMOS晶体管M1和M3的源端分别接在交流信号源的两端，漏端共同接地，两个NMOS晶体管M2和M4的源端分别接在交流信号源V_AC的两端，漏端共同与负载相连，作为输出端。同时，M1和M3的栅极相接并经过耦合电容C1接在与其源端所接相反的交流信号源V_AC的一端，M2和M4的栅极接在与M1和M3的源端，经过耦合电容C2接在交流信号源V_AC的另一端。当输入电压小于输出电压时，PMOS晶体管上存在反向漏电，从而降低了功率转换效率。插入在交流信号源与晶体管之间的耦合电容C1/C2可以利用反向漏电充电，以此减小输入输出之间的瞬时电压差，在一定程度上抑制反向电流，提高转换效率。

在差分驱动的CMOS整流电路中，各个晶体管的栅极由差模信号主动偏置，这样的连接方式能有效降低MOS晶体管的导通电压，同时，晶体管仍旧拥有较大的电压摆幅，并且栅极的负偏压可以起到抑制反向漏电流的作用，提高转换效率。但这样的结构并不能良好的抑制反向漏电，并且由于PMOS晶体管的阈值电压的消耗，整流电路的电压转换效率和功率转换效率都不是很理想。

图3为基于自举技术的整流电路实例，在差分驱动CMOS整流电路的基础上，对PMOS晶体管加上两个开关PMOS管和一个小电容，构成自举电容，有效消除PMOS晶体管的阈值电压。将两个采用二极管连接方式(即栅漏相接)的PMOS晶体管分别并联在M3的源漏两端和栅漏两端，并将自举电容C1接在M3的栅极。对于M4也是采用相同的连接方式，将二极管连接的M6和M8分别连在M4的源漏两端和栅漏两端，电容C2接在栅极。

在交流信号源输出的交流信号的正半周期里，二极管连接的晶体管M5在V_AC逐渐增大的阶段产生辅助路径以对输出电容C_L充电，同时，自举电容C1也通过二极管连接的晶体管M7充电，输出和电容C1上的电压都逐渐上升，稳定后，输出电压为电容C1上的电压为V_C1＝V_OUT-V_TH7。当M3开启后，输入将通过M3对输出节点充电，M3开启的条件是栅源电压大于其阈值电压，即时M3开启，结合前面的两个表达式，可以得到：可以看出M3的有效阈值电压得到降低，也就能实效整流电路中的阈值消除功能。

阈值电压的消除使得整流电路中的电压降得到改善，其电压转换效率有所提高，但反向漏电的问题会产生较大的电流消耗，让功率转换效率不高。因此，在图2中基于自举技术的整流电路的基础上加上辅助电路来使整流电路的反向漏电流最小化。

图4为改进后的整流电路实例，是在图3的采用自举技术的整流电路实例的基础上，加以辅助电路和动态体偏置结构，来调整整流电路的反向漏电。整流电路对交流信号源V_AC提供的交流信号进行整流，生成直流信号，向负载电阻RL供给；它由NMOS晶体管M1/M2，M11/M12，M15/M16，M17/M18，M19/M20，PMOS晶体管M3/M4，M5/M6，M7/M8，M8/M10，M13/M14，M21/M22……M27/M28组成。

图4中，NMOS晶体管M1、M2和PMOS晶体管M3、M4为整流电路的主要整流器件，在交流信号源V_AC的正半周期M2、M3导通，负半周期M1、M4导通，两个半波整流电路交替导通，从而进行全波整流，从V_OUT输出直流信号。NMOS晶体管M1的源端与PMOS晶体管M3的源端相连接同时接到交流信号源V_AC的一端，即V_AC+端，同样，NMOS晶体管M2的源端与PMOS晶体管M4的源端相连接同时接到交流信号源V_AC的另一端，也就是V_AC-端。M1的漏端与NMOS晶体管M2的漏端相连，共同连接到地端；M1与M2的栅极相互交叉连接到彼此的源端；M3与M4的漏端相连，并且与负载电阻与负载电容相连，作为输出端。

由于M3/M4为面积较大的PMOS晶体管，其阈值电压较大，在整流的过程中会消耗交流输入端的电压，使得电压转换效率和功率效率降低；同时，当输出电压大于输入电压时，M3/M4上会有较大的反向漏电，这也会降低功率转换效率。因此，对M3/M4采用自举技术和辅助电路，使其在导通的过程中有效阈值电压降低，在关断的过程中完全关断，最小化漏电流，以此来提高整流电路的转换效率。

图4中的01和02部分均为自举电容结构，其作用是消除PMOS晶体管M3和M4的有效阈值电压。01由PMOS晶体管M3、M5、M7与小电容C1共同构成，M5采用二极管链接方式，即栅漏相接的方式并联在M3的源漏两端，即M5源、漏两端分别与M3的源、漏两端相连。二极管连接的M7的源、漏两端分别接在M3的漏端和栅极。同样的，02由PMOS晶体管M4、M6、M8与小电容C2共同构成，采用二极管连接方式的M6源、漏两端分别与M4的源、漏两端相连。二极管链接的M8的源、漏两端分别接在M4的漏端和栅极。

由于M3/M4会存在体效应和闩锁效应，因此对M3/M4/M5/M6分别加上动态体偏置结构(DBB)，使其体电位始终保持高电位，以消除这些效应。动态体偏置结构由两个漏极相接的PMOS晶体管构成，其衬底接到，两个PMOS晶体管的源端分别接在被偏置晶体管的源、漏两端。

07位动态体偏置结构，由一对PMOS晶体管构成，其漏端相互连接，衬底相互连接，源端分别和对方的栅极相接，并且衬底一端与漏端相接，另一端与需要该结构的PMOS晶体管的衬底相接，即M3/M4、M5/M6。

03和04均为辅助电路部分，用于在M3和M4在其各自关断的周期里完全关断，使其漏电流最小化。03由PMOS晶体管M9、M13与NMOS管M11、M15组成辅助电路，其中，M9与M11源端相接构成开关，M9的源、漏分别接在M3的漏端和栅极，M9的栅极接在M13的漏端；M11的栅极接在M3的源端；M11的源端通过小电容C1接到地端。M15栅极接在交流信号源V_AC-端，漏端与M13的漏端相接，源端接地。同样的，04结构由PMOS晶体管M10、M12与NMOS管M14、M16组成相同的辅助电路，其连接方式类似。M10与M12源端相接构成开关，M10的源、漏分别接在M4的漏端和栅极，M10栅极接在M14的漏端；M12的栅极接在M4的源端；M12的源端通过小电容C2接到地端。M16的栅极接在交流信号源V_AC+端，漏端与M14的漏端相接，源端接地。

05和06均为一对串联的NMOS晶体管，其作用是为了让自举电容C1和C2在M3和M4关断期间缓慢放电，从而使得电容上始终保持一个较高的电压。其中，05为NMOS晶体管M17和M19，它们的栅极相接连到VAC-端，并且源漏相接，M17的漏端和M19的源端分别接在电容C1的两端，其中M19的源端接地。06由NMOS晶体管M18和M20组成，M18和M20栅极相接连到V_AC+端，并且源漏相接，M18的漏端和M20的源端分别接在电容C2的两端，其中M20的源端接地。

此外，图4的电路中，除特殊说明过的晶体管意外，剩余晶体管的衬底，均为PMOS晶体管衬底与其源端相接，NMOS的衬底也与其源端相接。

图4中的整流电路是完全对称的结构，首先对上半边的电路做详细分析，下半部分的电路工作原理类似。

图4中的自举电容01结构由M3、M5、M7与C1构成，用于消除M3的有效阈值电压，其工作原理与图3中所示的自举电容的工作原理类似。在交流信号源的正半周期V_AC+时期，输入通过二极管连接的M5管向输出节点充电，此时的M13关断，M11开启，输出也通过二极管连接的M7，经由M11管向电容C1充电，电容C1上的电压V_C1逐渐升高。随着V_AC提供的交流信号的逐渐增大，M3管的栅极电压也逐渐升高，当V_SG3大于V_TH3时，M3管将开始导通并对输出节点进行充电，稳定后有这个表达式也说明电路降低了M3的有效阈值电压，M3在开启的过程中不会产生过多的阈值损耗，降低电路的转换效率。

如前文所述，03部分是一个辅助电路，其作用是让M3在交流信号源负半周期V_AC-里完全管断，使得M3上的反向漏电流降至最小。其中，M9、M11、M13形成一个开关，M13控制M9和M11的开启和管断，当M13关断时，M9关断，M11开启；当M13开启时，M9开启，M11关断。M15以差分形式连接，其栅极连接在交流信号源一端，由差模信号控制。在V_AC+周期里，M15管断，M13管断，M9管断，M11开启，为M7和C1之间提供了通路，使得CI可以获得来自输出节点的充电。在V_AC-周期里，M15随着栅极电压升高开启，由于M15的源端接地，M15将M13的栅漏电压拉低并给M9的栅极提供负偏压使其开启。此时的M13和M11均为管断状态，输出通过M15直接连接到地，M3的栅极-漏极电压为零，可以实现通过M3的反向泄漏最小化。

同时，由于M11关断，C1上的电荷通过M17和M19非常缓慢地释放，使得C1上的电压长期保持稳定，在下一个V_AC+周期来临时，C1两端仍有较高电压以降低M3管的有效阈值电压，并使M3能快速导通。

同样的，下半边的电路以相同的方式工作，在交流信号源负半周期V_AC-里，交流信号源通过二极管连接的M6对输出充电，同时，通过二极管连接的M8经过M10对电容C2充电，随着交流信号源的电压慢慢升高，当M4的栅源电压小于M4的阈值电压时，M4导通，输入通过M4向输出充电，实现交流到直流的转换。在交流信号源正半周期V_AC+里，M12关断，M10/M14/M16开启，输出通过差分连接的M16直接拉低到地，此时M4的栅漏电压为零，M4完全管断，经过M4的反向漏电最小。同时，由于M12关断，C2上的电荷通过阻抗较大的M18和M20缓慢释放，使C2上仍然能保持较高电压，确保M4在下一个负半周期V_AC-来临之时能快速开启。

整流主传输路径上的PMOS晶体管M3/M4和辅助电流输出的M5/M6管，会为V_X节点贡献相对较大的缓冲寄生电容，影响V_X节点处的直流电压V_DC的稳定性。在V_AC、V_X、V_OUT处，不同的直流电压和交流电压会使PMOS晶体管M3/M4和M5/M6的源极或漏极处于浮空状态。由于浮空的源极或漏极存在，导通的晶体管不能接收到电路中最高的电位，进而导致体效应、漏电流、和闩锁效应的产生。因此，将动态体偏置结构07加到M3、M5和M4、M6的栅源两端，使PMOS晶体管的衬底始终保持高电平，可以有效改善体效应、漏电流和闩锁效应。

图5分别是对图2、图3和图4中的整流电路实例进行仿真所得的电压转换效率和功率转换效率图，分别对应灰色、红色和蓝色的曲线。在电压转换效率图中，当输入电压峰值大于0.7V时，整流电路开始工作，图2中整流电路示例的电压转换效率在输入电压幅度低于1.8V左右时逐渐上升，并在输入为1.8V左右达到最大值为59.6％；随后其电压转换效率开始降低，并且在3V之后呈稳定状态，稳定在40％左右，可见其电压转换效率并不是很理想。图3中基于自举技术的整流电路在电路开始工作之后，电压转换效率在1.5V左右已经拥有较大的转换效率约为65％左右，随着输入幅度的增大，转换效率缓慢增大，最终稳定在75左右。图4中的整流电路实例在较宽的输入范围内有较高的电压转换效率，在输入幅度为5V时，为78.8％，相比于图3示例有3％左右的增长。同时，三个示例电路的功率转换效率曲线趋势与其各自的电压转换效率曲线相似，图4整流电路的功率转换效率为75.3％，相较于图2和图3的示例，其功率转换效率也有所提高，并且随着输入幅度的增加，其功率转换效率有增长的趋势。

这样的一个全波整流器全部由MOS管组成，并且采用的普通阈值类型的晶体管，不需要特意采用低阈值晶体管，在制作过程中，与隔离电源系统中的其他电路具有很好的兼容性，不需要额外的掩膜版，因此在制作方面节约了成本，同时也有效率的提高。

尽管通过如上所述的特定实施例公开了本发明，但是这些实施例并不是意图限制本发明。基于上面公开的方法和技术，本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对所给出的实施例进行变化和改变。

Claims

1.一种CMOS全波整流电路，其特征在于：此电路由MOS晶体管M1，M2，M3……M27，M28，电容C1，C2，C_L，电阻R_L，交流信号源V_AC构成，用于将来自电源的交流(AC)输入电压转换为直流(DC)输出电压并传送到负载；其中，MOS管M1，M2，M3，M4为主要整流电路，其中NMOS晶体管M1，M2采用交叉耦合方式连接，M1和M2漏极接地，源极分别与彼此的栅极相接，交流信号源V_AC的两端分别接在M1和M2的栅极，PMOS晶体管M3，M4的源级分别与M1，M2的源级相接，漏极为输出与输出电阻R_L和输出电容C_L相接；PMOS晶体管M5，M7和电容C1构成降低M3有效阈值电压的自举电容，其中二极管连接的M5源级接M3的源级，其漏极接M3的漏极，M7的源级接M3的漏极，其漏极接M3的栅极，电容C1上接开关管M11的源端，下接地；PMOS晶体管M5，M8和电容C2构成降低M4有效阈值电压的自举电容，减小阈值损耗，提高整流电路的电压和功率转换效率，其中二极管连接的M6源级接M4的源级，其漏极接M4的漏极，M8的源级接M4的漏极，其漏极接M4的栅极，电容C2上接开关管M12的源端，下接地；MOS管M9，M11，M13，M15组成辅助电路，使得M3在关断的半周期里完全关断，使经过M3的反向漏电流最小化，其中PMOS晶体管M9和NMOS晶体管M11组成开关，由二极管连接的PMOS管M13控制哪一个开启，M9源级接M3的源级，漏极接M11漏极，栅极接M13漏极，M11栅极接M13源级，M13源级接M3源级，差分连接的NMOS管M15栅极接M2的源级，漏极接M13的漏极，源级接地，M13开启时，M9关断，M15也关断，M11开启并为M7提供向C1充电的通路，M13关断时，M11关断，M9开启，M3的漏端电压通过M15拉低至地，其漏源电压为零，M3完全关断，其上的反向漏电流达到最小化，使得电路转换效率提高；MOS管M10，M12，M114，M16组成辅助电路，使得M4在关断的半周期里完全关断，使经过M4的反向漏电流最小化，其中PMOS晶体管M10和NMOS晶体管M12组成开关，由二极管连接的PMOS管M14控制哪一个开启，M10源级接M4的源级，漏极接M12漏极，栅极接M14漏极，M12栅极接M14源级，M14源级接M4源级，差分连接的NMOS管M16栅极接M1的源级，漏极接M14的漏极，源级接地，M14开启时，M10关断，M16也关断，M12开启并为M8提供向C2充电的通路，M14关断时，M12关断，M10开启，M4的漏端电压通过M16拉低至地，其漏源电压为零，M4完全关断，其上的反向漏电流达到最小化，使得电路转换效率提高；NMOS晶体管M17和M19阻抗较大，在M11关断时，使C1缓慢放电，让C1上的电压始终保持高电位，其中M17漏极接C1上端，源级接M19漏极，M19源级接C1的地端，M17和M19的栅极都接M1的栅极；NMOS晶体管M18和M20阻抗较大，在M12关断时，使C2缓慢放电，让C2上的电压始终保持高电位，其中M18漏极接C2上端，源级接M20漏极，M20源级接C2的地端，M18和M20的栅极都接M2的栅极；PMOS晶体管M21/M22，M23/M24，M25/M26，M27/M28为四个动态体偏置结构，分别接在M3，M4，M5，M6上，让M3，M4，M5，M6的衬底始终保持高电位，以此来消除体效应、闩锁效应，其中M21的源级接M3的源级和M22的栅极，漏极接M21、M22的衬底和M22的漏极，M22的源级接M21的栅极和M3的漏极，M23的源级接M4的源级和M24的栅极，漏极接M23、M24的衬底和M24的漏极，M24的源级接M23的栅极和M4的漏极，M25的源级接M5的源级和M26的栅极，漏极接M25、M26的衬底和M26的漏极，M26的源级接M25的栅极和M5的漏极，M27的源级接M6的源级和M28的栅极，漏极接M27、M28的衬底和M28的漏极，M28的源级接M27的栅极和M6的漏极。

2.根据权利要求1所述的一种CMOS全波整流电路，其特征在于，自举电容消除了主要整流PMOS管M3和M4的有效阈值电压，使从输入到输出的阈值损耗降低，有效提高了整流电路的电压转换效率和功率转换效率。

3.根据权利要求1所述的一种CMOS全波整流电路，其特征在于，辅助电路在M3和M4在各自开启的周期里，使得输出能通过开关管M11和M12向电容C1和C2充电，使M3和M4的栅极电压快速升高并开启；M3和M4在各自关断的周期里，能够完全管断，通过M3和M4的反向漏电流最小化，整流电路的电压转换效率和功率转化效率得到提高。