CN110266462A - 发射机传输方法和由接收机通过未授权带信道执行的方法 - Google Patents

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Abstract

提供一种用于通过未授权带信道发送信号的方法。如果所述未授权带信道处于空闲状态，则发射机通过所述未授权带信道发送初始信号，以预先占用所述未授权带信道。根据所述初始信号的传输的时间点，所述发射机在帧突发中包括将在所述初始信号之后发送的第一部分子帧。此外，所述发射机通过所述未授权带信道发送所述帧突发。

Description

发射机传输方法和由接收机通过未授权带信道执行的方法
本申请是基于申请日为2016年04月29日的PCT/KR2016/004568国际申请的于2016年12月08日进入中华人民共和国国家阶段、申请号为201680001615.3、发明名称为“用于在未授权频带中发送自适应部分子帧的方法和装置、用于标识帧结构的方法和装置、以及用于发送信号的方法和装置”的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及一种用于在未授权频带的无线通信蜂窝系统中发送自适应部分子帧的方法和装置、一种用于标识帧结构的方法和装置以及一种用于发送信号的方法和装置。
背景技术
现有长期演进(LTE)蜂窝网络仅操作在授权带中。尽管已经开发了用于连续增加容量的技术，但随着对于高容量和快速数据服务的需求增加，LTE标准并非受限于现有授权带，并且采用用于容纳具有丰富频率带宽的未授权带以增加容量的方法。容量增加方法现在处于第3代伙伴项目(3GPP)的标准化阶段中。
然而，与不受其它提供商或其它设备阻止而是具有高自由度的授权带不同的是，对于未授权带，需要解决与操作在另一未授权带中的设备的共存性问题。也就是说，需要一种用于由设备在每次机会时临时使用对应信道而不极大地降低同一未授权信道上的其它设备的性能的信道接近和占据方法。
为了解决共存性问题，已经广泛使用称为“感测载波之后传输方法”(例如干净信道评估(CCA)或先听后说(LBT))的方法。首先通过信道监控执行信道接近方法。也就是说，设备感测与其它设备共享的未授权带信道的活动，并且如果测量到对应信道的能量，则阻止无线信号传输，但如果并未感测到对应信道的能量(即信道空闲状态)，则使用该对应信道(发送或输出无线信号)。
如果设备感测到信道空闲状态并且然后发送信号，则其它设备确定感测到对应信道的能量，并且因此该对应信道是忙碌的，而且阻止信号传输。也就是说，未授权带的信道接近方法可以是一类用于划分时间以使得多个设备接近无线电信道的时分多址方法中的一种。
此外，未授权带的LTE帧需要与操作在授权带中的LTE帧时间同步。需要一种用于在约束存在的情况下改进信号传输效率的技术。
发明内容
技术问题
本发明已经致力于提供一种用于增加未授权带中的信号传输效率的方法和装置。
技术解决方案
本发明示例性实施例提供一种用于由发射机通过未授权带发送信号的方法。所述方法包括：当所述未授权带信道处于空闲状态下时，通过所述未授权带信道发送初始信号，以预先占用所述未授权带信道；取决于所述初始信号的传输定时，将待在所述初始信号之后发送的第一部分子帧包括在帧突发中；以及通过所述未授权带信道发送所述帧突发。
发送所述初始信号可以包括：当所述未授权带信道处于所述空闲状态下时，立即发送所述初始信号，而不等待时域码元的开始定时。
将所述第一部分子帧包括在所述帧突发中可以包括：根据所述初始信号的所述传输定时而将第二部分子帧包括在所述帧突发的结束。
所述第一部分子帧可以具有与一个时隙对应的时间长度以及与受时移的下行链路导频时隙(DwPTS)对应的时间长度之一。
所述第二部分子帧可以具有与DwPTS对应的时间长度。
所述初始信号可以包括具有可变长度的预留信号。
生成时域序列可以包括：将发射机的物理小区ID转换为二进制数；以及生成包括与作为(1+j)与(-1-j)当中的元素的二进制数的每个位置对应的值的频域序列。
所述初始信号可以包括具有可变长度的预留信号，并且发送用于所述预留信号的128个时域序列所耗费的时间可以等于除了循环前缀(CP)之外的一个正交频分复用(OFDM)码元的传输时间。
所述初始信号可以包括预留信号以及在所述预留信号之后发送的同步基准信号。
发送所述初始信号可以包括：生成具有与一个OFDM码元对应的时间长度的同步基准信号。
将所述第一部分子帧包括在所述帧突发中可以包括：当所述初始信号的传输定时与14个OFDM码元当中的第1OFDM码元、第2OFDM码元、第3OFDM码元、第4OFDM码元、第5OFDM码元或第6OFDM码元对应时，生成具有与一个时隙对应的时间长度的所述第一部分子帧。
将所述第二部分子帧包括在所述帧突发的末端可以包括：当所述初始信号的所述传输定时与14个OFDM码元当中的除了第1OFDM码元、第2OFDM码元和第3OFDM码元之外的其余OFDM码元对应时，生成所述第二部分子帧。
将所述第一部分子帧包括在所述帧突发中可以包括：当所述初始信号的所述传输定时与14个OFDM码元当中的第1OFDM码元对应时，生成具有与12个OFDM码元对应的时间长度的所述第一部分子帧；以及当所述初始信号的所述传输定时与14个OFDM码元当中的第6OFDM码元对应时，生成具有与7个OFDM码元对应的时间长度的所述第一部分子帧。
将所述第一部分子帧包括在所述帧突发中可以包括：生成指示关于发送第一指示符的第一子帧的配置信息以及关于所述第一子帧随后的第二子帧的配置信息的第一指示符；以及将所述第一指示符包括在所述帧突发中。
所述第一子帧可以是部分子帧和完整子帧之一。
所述第一指示符可以指示所述第一子帧内所占据的OFDM码元的数量以及所述第二子帧内所占据的OFDM码元的数量中的至少一个。
所述第一指示符可以指示所述第二子帧对应于下行链路子帧、特殊子帧以及上行链路子帧中的哪一个。
本发明另一示例性实施例提供一种用于由发射机通过未授权带发送信号的方法。所述方法包括：发送关于第一接收机通过所述未授权带信道的传输的第一批准信息；以及发送指示通过所述未授权带信道发送所述第一批准信息的定时的第一信息。
发送所述第一信息可以包括：生成包括与基于发送所述第一信息的定时而在预定数量的过去子帧当中发送所述第一批准信息的子帧对应并且具有预定值的第一比特的所述第一信息。
所述方法可以还包括：当未从所述第一接收机接收到与所述第一批准信息对应的信号时，发送指示通过所述未授权带信道发送所述第一批准信息的定时的第二信息。
所述第二信息可以包括与基于发送所述第二信息的定时而在预定数量的过去子帧当中发送所述第一批准信息的子帧对应并且具有预定值的第一比特。
本发明又一示例性实施例提供一种用于由终端通过未授权带信道发送信号的方法。所述方法包括：在第一定时通过所述未授权带信道从基站接收关于所述终端的上行链路传输的第一批准信息；通过所述未授权带信道从所述基站接收指示所述第一批准信息的传输定时的第一信息；以及当基于所述第一信息所确定的所述第一批准信息的所述传输定时匹配所述第一定时之时，将与所述第一批准信息对应的第一上行链路信号通过所述未授权带信道发送到所述基站。
将所述第一上行链路信号发送到所述基站可以包括：当所述第一信息包括与发送所述第一批准信息的子帧对应的第一比特以及与发送所述第二批准信息的子帧对应的第二比特时，确定所述第一比特与所述第二比特之间的比特顺序；以及基于所述比特顺序而确定对应于所述第二批准信息的第二上行链路信号与所述第一上行链路信号之间的传输顺序。
将所述第一上行链路信号发送到所述基站可以包括：检查(确认)所述未授权带信道的状态(状况)达预定时间；以及当所述未授权带信道处于空闲状态下时，将所述第一上行链路信号通过所述未授权带信道发送到所述基站。
所述预定时间可以短于所述基站检查(确认)所述未授权带信道的状态(状况)的持续时间。
有利效果
根据本发明示例性实施例，终端仅当占据未授权带信道时按预定定时检查(确认)传输的存在性或缺失性，并且因此，可以精确地获知信道占据定时。此外，终端可以基于精度而高效地接收并且处理基站所发送的部分子帧。
此外，根据本发明示例性实施例，可以在按管制要求(例如LBT、连续传输的最大受限时间)执行不连续传输的未授权带中高效地增加数据传输。
此外，根据本发明示例性实施例，可以甚至当上行链路和下行链路一起出现时改进每个数据链路的传输效率。
此外，根据本发明示例性实施例，用于由基于调度的蜂窝网络在未授权带中取决于基站的指令而执行上行链路传输的机制可以得以维持。
附图说明
图1是示出根据本发明示例性实施例的授权带的移动通信系统中所使用的无线电帧结构的示图。
图2是描述根据本发明示例性实施例的用于在LTE系统中使用未授权带的方法的示图。
图3是示出根据本发明示例性实施例的前导结构的框图。
图4是示出图3所示的信号[w(n)]的示例的示图。
图5是示出根据本发明示例性实施例的FSTF信号的传输位置的示图。
图6是示出根据本发明示例性实施例的用于生成FSTF信号的方法的流程图。
图7是示出根据本发明示例性实施例的当可用带宽为20MHz时的信号[y(n)]的示例的示图。
图8是示出图7所示的信号[y(n)]的频率谱密度的示图。
图9是示出根据本发明示例性实施例的FSTF信号的相关值的示图。
图10是示出根据本发明示例性实施例的使用未授权带的通信装置的示图。
图11是示出应用于LTE帧结构类型2并且基于时间的上行链路和下行链路复用传输的示图。
图12是示出授权带的上行链路批准(UL批准)与物理混合自动重复请求指示符信道(PHICH)传输之间的定时关系的示图。
图13是示出当在未授权带中在预设定时发送上行链路信号和下行链路信号时产生的问题的示图。
图14是示出归因于关于未授权带的LTE上行链路和下行链路帧中的长保护间隔而导致上行链路传输失败或碰撞产生的情况的示图。
图15是示出根据本发明示例性实施例的用于通过在下行链路导频时隙(DwPTS)传输之后发送具有可变长度的预留信号来减少保护间隔的长度的方法的示图。
图16是示出根据本发明示例性实施例的用于通过拷贝授权带的基带信号来调整保护间隔的长度的方法的示图。
图17是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度为4ms时用于LAA的TDD-LTE帧格式配置的示图。
图18是示出根据本发明示例性实施例的取决于各种带宽的帧格式指示符-类型2的结构的示图。
图19是示出根据本发明示例性实施例的当与整个带宽对应的PRB的数量是25时的频率基础的小区特定基准信号(CRS)映射方法以及用于每个码元的调制方法的示图。
图20是示出根据本发明示例性实施例的在对帧格式指示符进行编码之后的CRS映射流程的示图。
图21是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度为10ms时用于LAA的TDD-LTE帧格式配置的示图。
图22是示出根据本发明示例性实施例的聚合上行链路传输时间指示符信号(AUTTIS)信息与上行链路传输之间的关系的示图。
图23是示出根据本发明示例性实施例的AUTTIS二进制比特结构与上行链路批准(UL批准)之间的关系的示图。
图24是示出根据本发明示例性实施例的恰在上行链路传输之前所执行的短LBT的示图。
图25是示出根据本发明示例性实施例的LBT的执行定时、初始信号的传输定时、未授权带中的部分子帧的传输定时及其结构的示图。
图26是示出根据本发明示例性实施例的初始信号的结构以及初始信号与部分子帧之间的关系的示图。
图27是示出根据本发明示例性实施例的对于初始信号所使用的具有可变长度的预留信号的结构的示图。
图28是示出根据本发明示例性实施例的在与授权带的OFDM码元No.7时间同步的同时在未授权带中发送紧凑同步基准信号(CSRS)的情况的示图。
图29是示出根据本发明示例性实施例的取决于预留信号的传输定时所分类的CSRS的传输定时的示图。
图30是示出根据本发明示例性实施例的CSRS的频域码元配置的示图。
图31是示出根据本发明示例性实施例的CSRS类型-2的频率结构的示图。
图32是恰在数据子帧之前发送预留信号的帧形式的示图。
图33是示出基于频分双工(FDD)的子帧结构的示图。
图34是示出根据本发明示例性实施例的用于使用部分子帧来增加传输效率的方法的示图。
图35是示出根据本发明示例性实施例的开始部分子帧的传输定时与预留信号和同步信号的传输定时之间的关系的示图。
图36是示出根据本发明示例性实施例的包括多个VLRS的“CP+OFDM码元”的传输时间的示图。
图37是示出根据本发明示例性实施例的CSRS的频域结构的示图。
图38是示出根据本发明示例性实施例的基于基站的确定而取消CSRS传输的情况的示图。
图39、图40、图41和图42是示出根据本发明示例性实施例的当最大传输长度为4ms时基于VLRS的传输定时而配置开始部分子帧和结束部分子帧的示图。
图43是示出根据本发明示例性实施例的部分子帧的下行链路控制信息信道和下行链路数据信道对频域的映射关系的示图。
图44是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度的限制是4ms时的第一子帧(或第一SPS)的CCSI信息配置的示图。
图45是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度的限制是4ms时的第二子帧(或第二SPS)的CCSI信息配置的示图。
图46是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、CSRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧、UpPTS以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图47是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧、UpPTS以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图48是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、CSRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图49是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图50是示出根据本发明示例性实施例的UL批准和AUTTIS信息与上行链路传输之间的关系的示图。
图51是示出根据本发明示例性实施例的AUTTIS二进制比特结构与上行链路批准(UL批准)之间的关系的示图。
图52是示出根据本发明示例性实施例的恰在上行链路传输之前所执行的短LBT的示图。
图53是示出根据本发明示例性实施例的发射机的示图。
图54是示出根据本发明示例性实施例的接收机的示图。
具体实施方式
在以下详细描述中，简单地通过说明的方式已经示出并且描述本发明的仅特定示例性实施例。本领域技术人员应理解，在全都不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以通过各种不同的方式修改所描述的实施例。相应地，附图和说明书应看作本质上是说明性的，而非限制性的。相同标号贯穿说明书指定相同要素。
任何一个部分与另外部分连接的情况包括各部分彼此直接连接的情况以及各部分通过其之间所插入的其它要素而彼此电连接的情况。
在说明书和权利要求中，除非明确描述为相反，否则词语“包括”及变形(例如“包含”或“含有”)将理解为暗指包括所声明的要素但不排除任何其它要素。
贯穿说明书，终端可以指代移动终端、移动站、高级移动站、高可靠性移动站、订户站、便携式订户站、接入终端、用户装备等，并且可以还包括终端、移动终端、移动站、高级移动站、高可靠性移动站、订户站、便携式订户站、接入终端、用户装备等的所有或一些功能。
此外，基站(BS)可以指代高级基站、高可靠性基站、节点B、演进节点B(eNodeB、eNB)、接入点、无线电接入站、基本收发机站、移动多跳中继(MMR)-BS、充当基站的中继站、充当基站的高可靠性中继站、中转器、宏基站、小型基站等，并且可以还包括基站、高级基站、HR-BS、节点B、eNodeB、接入点、无线电接入站、基本收发机站、MMR-BS、中继站、高可靠性中继站、中转器、宏基站、小型基站等的所有或一些的功能。
同时，在该说明书中，“A或B”可以包括“A”、“B”或“A和B”。
1.用于在未授权频带的无线通信蜂窝系统中获取自动时间同步的方法
为了在LTE蜂窝网络中使用未授权带，必须与操作在授权带中的LTE帧时间同步。因此，LTE蜂窝网络需要解决未授权带信道的占用以及与授权带的时间同步的问题。
授权带和未授权带具有不同的信道特性(例如延迟扩展)。因此，当终端取得接收到的帧的时间同步时，存在这样的特性：优化的码元定时在授权带和未授权带中是不同的。现有授权带具有每隔5ms基于主同步信号(PSS)传输而校正并且跟踪终端的时间同步的结构。然而，基站可能并非在未授权带中每隔5ms对于时间同步发送PSS。该情况归因于例如如上所述的LBT管制、最大连续传输时间限制以及其它设备的信道占据的因素。因此，存在这样的问题：归因于未授权带的不连续性以及不可预测的信道占据概率，实际上难以周期性地获取时间同步。
下文中，将描述用于当授权带的移动通信系统意图使用未授权带时实现接收到的信号的时间同步并且保持与授权带的帧同步的通信方法。下文中，将描述在授权带的移动通信系统中使用未授权带的通信方法。
图1是示出根据本发明示例性实施例的授权带的移动通信系统中所使用的无线电帧结构的示图。
参照图1，在作为操作授权带的代表性移动通信系统的长期演进(LTE)系统中，一个帧具有10ms的长度，并且在时域中包括十个子帧#0至#9。每个子帧#0至#9具有1ms的长度并且包括两个时隙S1和S2。每个时隙S1和S2具有0.5ms的长度。时隙S1和S2包括时域中的多个传输码元以及频域中的多个资源块(RB)。资源块包括频域中的多个子载波。取决于多址方案，传输码元可以称为正交频分复用(OFDM)码元、DELETEDTEXTS码元、SC-FDMA码元等。取决于带宽或循环前缀(CP)的长度，一个时隙中所包括的传输码元的数量可以多样地改变。例如，在LTE系统中的正常CP的情况下，一个时隙包括7个传输码元，但在扩展CP的情况下，一个时隙包括6个传输码元。无线电帧中所包括的子帧的数量、子帧中所包括的时隙的数量或时隙中所包括的传输码元的数量可以多样地改变。
图2是描述根据本发明示例性实施例的用于在LTE系统中使用未授权带的方法的示图。
参照图2，LTE系统支持整合授权频带和未授权频带的授权辅助接入(LAA)，以满足数据需求。也就是说，LTE系统并非限制对授权带的使用频率，而是确保使用5GHz的未授权带的不足频率以确保附加容量并且提供更快的数据速度。
未授权带是关于任何人自由使用所定义的频带，并且因此，独占频率使用权限因此并未得以保证。通常称为WiFi的无线局域网(WLAN)设备使用未授权带。因此，为了LTE系统使用未授权带，需要一种用于高效地避免对在带内提供服务的WLAN设备的干扰问题的方法。
关于用于由LTE系统使用未授权带的方法的描述，图2示出两个WLAN设备110和120以及使用与WLAN设备110和120相同的未授权带的LTE设备(下文中称为“LTE LAA设备”)200以及使用授权带的LTE设备300。在此，设备也可以表示基站或终端。
首先，WLAN系统中的介质接入控制(MAC)的基本接入机制是载波感测多址碰撞避免(CSMA/CA)机制。CSMA/CA机制基本上采用先听后说(LBT)接入机制。因此，在开始传输之前，WLAN设备110和120可以执行干净信道评估(CCA)，以用于感测无线电信道。如果确定无线电信道处于空闲状态下达预定时段(DCF帧间间隔(DIFS)时段)，则为了避免碰撞，WLAN设备110和120将用于信道接入的延迟时间(例如WLAN随机回退时段)设置(配置)为进一步等待，并且然后开始WLAN帧传输。另一方面，作为CCA感测结果，如果感测到无线电信道处于忙碌状态下，则WLAN设备110和120不开始传输，并且等待直到无线电信道变为空闲状态。
故此，通过应用WLAN随机回退时段，WLAN设备110和120等待不同的时间，并且然后尝试帧传输，由此使得碰撞最小化。
LTE LAA设备200使用先听后说(LBT)机制作为接入机制，以使用未授权带。LBT机制是用于在交谈信号之前周期性地侦听信道的忙碌状态(使用与否)的方法。类似WLAN系统，作为LBT结果，如果确定无线电信道处于空闲状态下，则LTE LAA设备200将用于信道接入的延迟时段[例如LTE随机回退时段]设置为等待，并且然后开始通过对应无线电信道的子帧传输。另一方面，如果感测到无线电信道处于忙碌状态下，则LTE LAA设备200不开始传输，并且等待直到无线电信道变为空闲状态。
LTE设备300使用授权带，并且因此，如果待发送的数据得以生成，则可以直接发送具有图1所示的结构的LTE帧。
接下来，将详细示出在WLAN设备110和120、LTE LAA设备200以及LTE设备300共存的环境下用于由LTE LAA设备200使用未授权带的无线电信道的方法。
首先，假设WLAN设备110发送WLAN帧，并且LTE设备300不干扰未授权带的信号，并且因此连续地发送LTE子帧，如图2所示。
当WLAN设备110发送WLAN帧时，WLAN设备120和LTE LAA设备200均确定未授权带信道处于忙碌状态下，并且阻止传输。如果WLAN设备110结束WLAN帧的传输，则WLAN设备120和LTE LAA设备200基于CCA而感测到信道处于空闲状态下。
如果感测到信道处于空闲状态下达DIFS时间，则WLAN设备120进一步等待WLAN随机回退时段，并且然后可以执行传输。相似地，LTE LAA设备200还执行LBT以等待LTE随机回退时段，并且然后如果感测到信道处于空闲状态下则执行传输。
故此，WLAN设备120和LTE LAA设备200彼此竞争，以使用未授权带并且赢得竞争而且发送数据，首先经过与任何延迟时间对应的q时段的设备可以发送数据。在此，q可以是时间概念，并且可以是1μs单位的计数器。在WLAN设备120的情况下，q变为DIFS时间和WLAN随机回退时段之和，而在LTE LAA设备200的情况下，q变为归因于LBT功能的延迟时间与LTE随机回退时段之和。通常，DIFS时间设置为34μs，WLAN随机回退时段设置为9μs的倍数(包括0)。此外，归因于LBT功能的延迟时间与LTE随机回退时段之和设置为N*20μs，并且N是基本上随机地设置的。
如图2所示，如果LTE LAA设备200首先经过q时段，则LTE LAA设备200发送前导，并且然后发送包括待发送的数据的LTE子帧。前导可以得以发送上至随后子帧的开始定时或所指定的定时。前导得以优先发送以允许其它设备立即识别出未授权带信道处于忙碌状态下，并且也得以发送以执行用于与授权带的LTE子帧的同步的辅助作用。在此情况下，生成待发送的数据的WLAN设备110和120感测到信道归因于从LTE LAA设备200发送的前导而处于忙碌状态下，并且阻止传输。
接下来，如果取决于LTE LAA设备200待发送的数据的大小，一个LTE子帧的传输完成，则WLAN设备110和120感测到信道处于空闲状态下，并且开始用于占据信道的竞争。
此外，如果WLAN设备110首先经过q时段，则其发送WLAN帧。
在WLAN设备110完成传输之后，WLAN设备120和LTE LAA设备200感测到信道处于空闲状态下，并且关于占据信道开始竞争。如图2所示，如果LTE LAA设备200首先经过q时段，则LTE LAA设备200发送前导，并且然后发送包括待发送的数据的LTE子帧。在此情况下，取决于数据的大小，可以连续地发送至少一个LTE子帧。
通过该方法，具有待发送的数据的WLAN设备110和120以及LTE LAA设备200关于占据信道开始竞争，并且占据信道的设备基于竞争而发送数据。
具体地说，LTE LAA设备200关于占据信道开始竞争，而无论LTE子帧的边界如何，以占据信道。当占据信道时，LTE LAA设备200可以发送前导，并且然后发送LTE子帧。前导具有可变长度，并且可以等于或短于子帧的长度。
故此，LTE LAA设备200使用LBT功能和前导，以如实使用现有授权带中所使用的物理层的LTE子帧，而不修改LTE子帧，并且因此可以甚至在未授权带中发送LTE子帧。此外，LTE LAA设备200在与其它种类的设备(例如WLAN)共存的同时不引发干扰或不受干扰影响，并且可以占据待使用的信道达预定时段。
LBT当前定义于ETSI中，并且根据本发明示例性实施例的LTE LAA设备200在未授权带中使用前导，以在未授权带中发送数据。
关于与LTE授权带的时间同步，可以发送根据本发明示例性实施例的前导上至子帧的边界(例如子帧的开始定时或LTE授权带的结束定时)。此外，也可以发送前导上至子帧内的时隙的边界或子帧内的特定码元的边界，而非上至子帧的边界。如果未授权带和授权带的子帧具有时间同步，则这在实现方式或调度中是有利的，并且因此，基本前提是需要在标准化阶段中进行同步。
图3是示出根据本发明示例性实施例的前导结构的示图，图4是示出图3所示的信号[w(n)]的示例的示图。
参照图3，前导的长度灵活地改变。前导包括信号[w(n)]以及精细时间码元训练字段(FSTF)信号[v(n)]。
信号[w(n)]可以包括至少一个基本单元序列并且具有可变长度。
FSTF信号[v(n)]位于信号[w(n)]之后，并且具有一个传输码元的长度。FSTF信号[v(n)]可以在接收端时与接收到的信号时间同步，并且可以用于保持与授权带的LTE子帧的同步。
图3示出发送前导上至子帧内的特定时段，而非上至子帧的边界，其中，所述特定时段可以是时隙和传输码元。
参照图4，信号[w(n)]的基本单元序列具有大约0.521μs的长度，并且具有带有实数值和虚数值的波形。
LTE的数字采样速率是30.72MHz，发送一个采样所耗费的时间是0.326μs[1/(30.72e6)]，并且发送16个采样所耗费的时间是0.521μs[＝16/(30.72e6)]。也就是说，前导的基本单元序列与16个采样的长度对应。
例如，LTE OFDM码元的传输时间是66.67μs[＝2048/(30.72e6)]，并且CP的传输时间/长度是4.69μs[＝144/(30.72e6)]。一个LTE子帧的长度是1ms[＝30720/(30.72e6)]。因此，当连续地发送前导的1920个基本单元序列时，其变为1ms。
通过以下公式1生成具有16个采样长度的时域中的基本单元序列s(n)。
(公式1)
在以上公式1中，p表示用于对信号进行归一化的常数，并且频域的序列z(k)和指数(k)定义如以下公式2。
(公式2)
z(k)＝[0 0 0 a-5 a-4 a-3 a-2 a-1 0 a1 a2 a3 a4 a5 0 0]
k＝{-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7}
z(k)＝[0 0 0 a-5 a-4 a-3 a-2 a-1 0 a1 a2 a3 a4 a5 0 0]
k＝{-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7}
公式2说明Δf＝(30.72MHz)/16。
在以上公式中，a5至a5是复数，并且由二进制比特定义如以下公式2。
(公式3)
bk＝0，ak＝1+j
bk＝1，ak＝-1-j
bk＝0，ak＝1+j
bk＝1，ak＝-1-j
通过如以下公式4映射作为LTE标准中所定义的基站的物理小区标识符(物理小区ID)的和而确定b5至b5的二进制比特。
(公式4)
在此，B(.)是执行对二进制数的转换的二进制运算符函数。
例如，如果假设并且则二进制数b-5b-4b-3b-2b-1b1b2b3b4b5确定为110000110。因此，z(k)变为[0 0 0 -1-j -1-j 1+j 1+j 1+j 0 1+j 1+j -1-j -1-j 1+j 00]。
当p为4时，如果z(k)基于以上公式1而转换到时域中，则基本单元序列s(n)取决于以下公式5。
(公式5)
s(n)＝[0.5+j0.5 0.82+j0.82 1.56+j0.15 -0.16-j0.16 -2+j0 -0.54-j0.540.85-j0.56 -0.11-j0.11 -0.5-j0.5 -0.11-j0.11 -0.56+j0.85 -0.54-j0.54 0-j2 -0.16-j0.16 0.15+1.56 0.82+j0.82]
s(n)＝[0.5+j0.5 0.82+j0.82 1.56+j0.15 -0.16+j0.16 -2+j0 0.54-j0.540.85-j0.56 -0.11-j0.11 -0.5-j0.5 -0.11-j0.11 -0.56+j0.85 -0.54-j0.54 0-j2 -0.16-j0.16 0.15+1.56 0.82+j0.82]
可以通过重复基本单元序列s(n)来生成信号[w(n)]。
返回参照图3，LTE LAA设备200占据信道，发送至少一个基本单元序列上至所指定的定时，并且然后可以发送用于OFDM码元定时的FSTF信号[v(n)]。
用于OFDM码元定时的FSTF信号[v(n)]基于30.72MHz的采样而固定为2192或2208个采样长度。2192或2208个采样长度由2048个采样长度和CP的长度之和表示。也就是说，FSTF信号[V(n)]具有取决于CP的长度的2192或2208个采样长度，并且具有取决于授权带的LTE子帧的码元的位置所确定的长度。
通常，在授权带的LTE子帧中，在正常CP的情况下，一个时隙包括7个传输码元，并且在第一时隙和第二时隙处的第一码元的CP具有160个采样长度，并且在第一时隙和第二时隙处的第二码元至第七码元的CP具有144个采样长度。因此，如果在授权带的LTE子帧的第一码元的位置处发送FSTF信号[v(n)]，则FSTF信号[v(n)]具有2208个采样长度，而如果在授权带的LTE子帧的第二码元至第七码元中的任一的位置处发送FSTF信号[v(n)]，则FSTF信号[v(n)]具有2192个采样长度。
如图3所示，如果在第五码元的位置处发送FSTF信号[v(n)]，则FSTF信号[v(n)]可以得以生成为具有2192个采样长度。
图5是示出根据本发明示例性实施例的FSTF信号的传输位置的示图。
参照图5，假设FSTF信号[v(n)]的传输位置定义为奇数编号的子帧的第三码元、第六码元、第九码元和第十二码元，并且定义为偶数编号的子帧的第一码元、第四码元、第七码元、第十码元以及第十三码元。在此情况下，如果在奇数编号的子帧的第三码元的开始定时之前LBT占据对应信道，则发送信号[w(n)]上至第二码元结束的定时，然后从第三码元的开始定时到第三码元结束的定时发送FSTF信号[v(n)]。如果从奇数编号的子帧的第三码元的开始定时在第六码元的开始定时之前LBT占据对应信道，则发送信号[w(n)]上至第五码元结束的定时，然后从第六码元的开始定时到第六码元结束的定时发送FSTF信号[v(n)]。
如果从奇数编号的子帧的第六码元的开始定时在第九码元的开始定时之前LBT占据对应信道，则发送信号[w(n)]上至第八码元结束的定时，然后从第九码元的开始定时到第九码元结束的定时发送FSTF信号[v(n)]。
如果从奇数编号的子帧的第九码元的开始定时在第十二码元的开始定时之前LBT占据对应信道，则发送信号[w(n)]上至第十一码元结束的定时，然后从第十二码元的开始定时到第十二码元结束的定时发送FSTF信号[v(n)]。
通过该方法，发送FSTF信号[v(n)]达一个码元时段。
图6是示出根据本发明示例性实施例的用于生成FSTF信号的方法的流程图。
参照图6，为了高效地获取与授权带的LTE子帧的同步，FSTF信号[v(n)]首先包括具有2048个采样长度的信号[y(n)]并且在时间上具有66.67μs的传输时间。
LTE LAA设备200使用具有1024个采样长度的Golay序列以生成信号[y(n)]。可以基于以下公式6而生成Golay序列。
(公式6)
A0(n)＝δ(n)
B0(n)＝δ(n)
Ak(n)＝WkAk-1(n)+Bk-1(n-Dk)
Bk(n)＝WkAk-1(n)-Bk-1(n-Dk)
A0(n)＝δ(n)
B0(n)＝δ(n)
Ak(n)＝WkAk-1(n)+Bk-1(n-Dk)
Bk(n)＝WkAk-1(n)-Bk-1(n-Dk)
在以上公式6中，Dk＝[1 8 2 32 4 16 64 128 256 512]。在此情况下，k＝1、2、……、10。Dk是Dirac增量函数，并且当n＝0时具有1的值，并且对于除此之外的n具有0的值。此外，在n＜0并且n≥2k时段中，Ak(n)和Bk(n)具有0的值。
基于物理小区标识符(例如和)所配置的串接的双极码元定义确定Wk的矢量的bk。如以下公式7，b1至b2表示其余的b3至b10表示因此，如果和彼此串接，则Wk由取决于以下公式8的10比特的变量表示。
(公式7)
(公式8)
Wk＝[b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9 b10]
例如，如果为2并且为97，则所串接的二进制序列变为0110000110。如果所串接的二进制序列经历BPSK调制，则Wk变为[1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1]。
例如，当Dk为[142]并且Wk＝[1 -1 1]时，可以如以下公式9生成Z8(n)＝A3(7-n)。在此，k＝1、2、3。
(公式9)
A0(n)＝δ(n)
B0(n)＝δ(n)
A1(n)＝W1A0(n)+B0(n-1)＝δ(n)+δ(n-1)
B1(n)＝W1A0(n)-B0(n-1)＝δ(n)-δ(n-1)
A2(n)＝W2A1(n)+B1(n-4)＝-δ(n)-δ(n-1)+δ(n-4)-δ(n-5)
B2(n)＝W2A1(n)-B1(n-4)＝-δ(n)-δ(n-1)-δ(n-4)+δ(n-5)
A3(n)＝W3A2(n)+B2(n-2)＝-δ(n)-δ(n-1)+δ(n-4)-δ(n-5)
-δ(n-2)-δ(n-3)-δ(n-6)+δ(n-7)
B3(n)＝W3A2(n)-B2(n-2)＝-δ(n)-δ(n-1)+δ(n-4)-δ(n-5)
+δ(n-2)+δ(n-3)+δ(n-6)-δ(n-7)
z8(n)＝-δ(7-n)-δ(6-n)+δ(3-n)-δ(2-n)-δ(5-n)-δ(4-n)-δ(1-n)+δ(0-n)
z8(n)＝[1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1]，n＝0，1，2，....7
LTE LAA设备200使用以上公式6以及Wk＝[b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9 b10](k＝1、2、……、10)，以生成初始序列(S610)。LTE LAA设备200应用Z1024(n)＝A10(1023-n)以生成初始序列。
LTE LAA设备200如以下公式10将初始序列Z1024(n)转换为频域的序列，以将谱成形应用于初始序列Z1024(n)(S620)。
(公式10)
在此，Δf＝7.5kHz。
LTE LAA设备200如以下公式11将转换到频域中的序列映射为频率扩展序列Y(k)(S630)。
(公式11)
Y(k)＝[S1024(0)，S1024(1)，...S1024(511)，0，...0，...0，S1024(-512)，...S1024(-1)]，
k＝-1024，-1023，...0，...1023
接下来，LTE LAA设备200将传输带宽扩展应用于序列Y(k)。也就是说，LTE LAA设备200如以下公式12生成扩展传输带宽的序列Y’(k)(S640)。在此情况下，传输带宽扩展取决于欧洲ETSI传输管制。
(公式12)
Y′1024(k)＝[S1024(0)，...S1024(511)，S1024(-512)，...，S1024(-481)，0，...0，...0，
S(480)，...，S1024(511)，S1024(-512)，...S1024(-1)]，
k＝-1024，-1023，...0，...1022，1023
也就是说，子载波加入这两个带边沿部分，并且因此，与以上公式11所示的序列Y(k)相比，加入总共64个子载波。
最后，LTE LAA设备200如以下公式13将扩展传输带宽的序列Y’(k)转换为时域的序列(S650)。
(公式13)
在此，NCP表示CP的长度，p是用于对传输信号的功率进行归一化的比例因子。
图7是示出根据本发明示例性实施例的当可用带宽为20MHz时的信号[y(n)]的示例的示图，图8是示出图7所示信号[y(n)]的频率谱密度的示图。
当Dk的矢量分量定义为[1 8 2 32 4 16 64 128 256 512]并且Wk的矢量分量定义为[1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1]时，可以通过图5中所描述的方法来生成如图6所示的时域的信号[y(n)]。
此外，如此所生成的信号[y(n)]的频率谱密度如图8所示。也就是说，可以确认信号[y(n)]占据16.32MHz，其等于或大于20MHz的带宽的80％。该谱的结果是满足欧洲ETSI管制的值。
图9是示出根据本发明示例性实施例的FSTF信号的相关值的示图。
当接收FSTF信号的LTE LAA设备(例如终端)获知信号[y(n)]时，FSTF信号的相关值[v(n)]可以表示如图9，并且如果假设相关值当时间同步不匹配时为0，则相关值的最大值具有与当时间同步不匹配时相比在平均上等于或大于30dB的相关值。
因此，未授权带的终端基于FSTF信号的相关结果而获得可以实现精确时间同步(即FFT窗口定时)的基准定时信息。
故此，终端接收FSTF信号，并且需要相关器以估计时间同步，而且由于基于Golay序列而生成FSTF信号，因此使用高效Golay相关器以极大地减少相关器的复杂度。高效Golay相关器并不执行加法或减法1023次以具有带有预先使用的1024个长度的Golay序列的相关值，而是执行加法或减法仅10[＝log1024]次，并且因此，当使用高效Golay相关器时，加法或减法频率可以显著减少。
基于20MHz的频率带宽(30.72MHz的采样速率)而描述如上所述生成FSTF信号的处理。
当传输带宽为10MHz时，长度512的Golay序列可以用于对于10MHz的频率带宽生成信号[y(n)]。在此情况下，Z512(n)＝A9 511-n应用于以下公式14，以转换为频域的序列。
(公式14)
在以上公式14中，可以通过将Dk＝[1 8 2 32 4 16 64 128 256](k＝1、2、……、9)和Wk＝[b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9](k＝1、2、……、9)带入以上公式6来生成Z512(n)＝A9511-n。
故此，可以通过与以上公式11相似的方法将转换到频域中的序列映射为频率扩展序列，并且频率扩展序列可以如以下公式15映射为扩展传输带宽的序列Y’(k)。
(公式15)
Y′512(k)＝[S512(0)，...S512(255)，S512(-256)，...，S512(-251)，0，...0，...0，
S(240)，...，S512(255)，S512(-256)，...S512(-1)]，
k＝-512，-511，...0，...510，511
也就是说，16个子载波分别加入这两个带边沿部分，并且因此，与频率扩展序列相比，加入总共32个子载波。
最后，扩展传输带宽的Y’(k)如以下公式16转换为时域的信号。
(公式16)
在此，在10MHz的传输带宽的情况下，NCP变为72或80。
同时，当传输带宽为5MHz时，Z256(n)＝A8255-n如以下公式17转换为频域的序列。
(公式17)
在以上公式17中，可以通过将Dk＝[1 8 2 32 4 16 64，128](k＝1、2、……、8)和Wk＝[b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8](k＝1、2、……、8)带入以上公式6来生成Z256(n)＝A8255-n。
故此，可以通过与以上公式11相似的方法将转换到频域中的序列映射为频率扩展序列，并且频率扩展序列可以如以下公式18映射为扩展传输带宽的序列Y’(k)。
(公式18)
Y′256(k)＝[S256(0)，...S256(255)，S256(-256)，...，S256(-249)，0，...0，...0，
S(248)，...，S256(255)，S256(-256)，...S256(-1)]，
k＝-256，-255，...0，...，254，255
也就是说，八个子载波均加入这两个带边沿部分，并且因此，与频率扩展序列相比，加入总共16个子载波。
最后，扩展传输带宽的Y’(k)如以下公式19转换为时域的弧度。
(公式19)
在此，在5MHz的传输带宽的情况下，NCP变为36或40。
同时，上述Wk＝[b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9 b10](k＝1、2、……、10)也可以用作用于发送可以通知10比特的消息而非基站的物理小区标识符的系统广播信息的用途。
图10是示出根据本发明示例性实施例的使用未授权带的通信装置的示图。
参照图10，使用未授权带的通信装置1100包括处理器1110、收发机1120以及存储器1130。可以在LTE LAA设备200内实现使用未授权带的通信装置1100。LTE LAA设备200可以是上述基站或终端。
处理器1110与WLAN设备进行竞争，以在发送数据之前占据未授权带。处理器1110执行LBT以检查(确认)信道处于忙碌状态下，如果确定信道处于空闲状态下则等待LTE随机回退时段，并且然后如果确定对应信道处于忙碌状态下则允许其它设备识别该对应信道的忙碌状态，而且生成待与授权带的子帧同步的前导，并且通过收发机1120发送前导。处理器1110可以通过参照图3至图5所描述的方法生成前导。具体地说，处理器1110可以通过参照图5所描述的方法生成FSTF信号。接下来，处理器1110生成用于数据传输的LTE子帧，并且通过收发机1120发送LTE子帧。
收发机1120发送前导和LTE子帧。
存储器1130存储处理器1110执行的指令或从存储件(未示出)加载指令，并且临时存储指令，而且处理器1110执行存储或加载在存储器1130中的指令。
处理器1110和存储器1130通过总线(未示出)彼此连接，并且输入/输出接口(未示出)也可以连接到总线。在此情况下，收发机1120连接到输入/输出接口和外围设备(例如输入设备、显示器、扬声器)，并且存储设备可以连接到输入/输出接口。
根据本发明示例性实施例，可以在不改变现有LTE物理层的标准的情况下通过在保持与授权带的帧同步的同时在未授权带中应用LTE物理层的标准来操作LTE系统。
此外，根据本发明示例性实施例，接收机可以使用基站和终端都获知的基于物理小区ID的模式所生成的序列以估计时间同步，由此容易地估计接收到的信号的时间同步，并且可以使用具有低复杂度的相关器以减少电池消耗。
此外，根据本发明示例性实施例，也可以扩展通过前导发送所允许的数字信息的功能，并且因此，可以一次执行各种功能。
此外根据本发明示例性实施例，可以提供用于未授权带中的LTE操作的标准化技术的良好要素技术。
2.在未授权频带的无线通信蜂窝系统中获取时间上行链路帧和时间下行链路帧 结构的方法
下文中，将描述用于在未授权频率带宽的无线通信蜂窝系统中获取时间上行链路帧结构和时间下行链路帧结构的方法以及对未授权带的高效上行链路传输和重传机制。
此外，将描述用于以时分双工(TDD)形式配置用于支持上行链路和下行链路的未授权带的LTE系统的保护时段的方法。
此外，以下将描述用于配置使得干扰最小化的保护间隔的方法。
此外，将描述用于配置适合于未授权带的授权辅助接入(LTE-LAA)TDD帧结构和帧格式指示符的方法。
此外，将描述用于通过使用聚合上行链路批准信号来确定适合于未授权带的机会和自适应上行链路信号传输定时的方法。
根据本发明示例性实施例的方法和装置可以属于LTE无线移动通信系统的物理层。详细地说，根据本发明示例性实施例的方法和装置涉及看作在不连续地发送信号的未授权带中操作LTE系统的上行链路(UL)信号和下行链路(DL)信号的帧结构以及传输和控制技术。
类似授权带的LTE帧，未授权带的LTE帧可以基本上划分为下行链路和上行链路。因此，授权带的现有帧结构(FS帧结构)-类型2可以优先应用于未授权带。
图11是示出应用于LTE TS-类型2并且基于时间的上行链路和下行链路复用传输的示图。
图11所示的一个无线电帧可以具有Tf的长度。在此，Tf可以是10ms(＝307200*Ts)。Ts可以定义为1/30.72MHz＝32.552ns。一个无线电帧可以包括十个子帧(No.1至9)。一个子帧可以具有1ms(＝30720*Ts)的长度。一个时隙可以具有Tslot的长度。在此，Tslot可以是15360*Ts。
特殊子帧可以包括下行链路导频时隙(DwPTS)、保护时段(GP)以及上行链路导频时隙(UpPTS)。
如图11所示，授权带的FS-类型2可以划分为用于基站的传输时段以及用于终端的传输时段。
图11所示的时段Txp1是终端发送信号的时段。图11所示的时段Txp2是整个时段中的除了时段Txp1以及GP之外的其余时段，并且是基站发送信号的时段。因此，DwPTS是用于基站的传输时段，UpPTS是用于终端的传输时段。
GP时段是DwPTS与UpPTS之间的时段，并且可以具有至少47.396μs(＝1456*Ts)的长度。详细地说，GP是基站和终端不发送信号的时段，并且可以具有综合地考虑归因于发送端与接收端之间的距离差的传播延迟和射频的切换时间的时间。根据当前LTE标准，GP的最小时间是大约1456/30.72MHz＝47.39μs。空闲时间是未授权带设备(例如WiFi设备)足以执行CCA并且占据信道的时间。
此外，现有GP长度可能对于归因于相对较低的输出而具有小于小型小区的覆盖的未授权带的特性并非是适当的。未授权带的小型小区的覆盖设置为大约140ms的最大值，并且如果使用光速计算在传输之后的接收的往返时间，则仅大约0.5μs。即使RF的切换时间与往返时间相加，覆盖也不能达到总共15μs。
因此，需要对于小型小区设置GP长度。如果GP长度设置为短于或相似于帧间间隔(IFS)时间(例如WiFi的分布式协调功能帧间间隔(DIFS))，则包括上行链路和下行链路的未授权带LTE传输突发可以确定WiFi设备的CCA，然后基本上阻止产生归因于传输信号输出的性能而导致的干扰。
然而，为了定义小于现有最小GP长度的GP长度，必须在DwPTS(或UpPTS)之后发送任何连续信号。然而，作为当前标准的正交频分复用(OFDM)码元单元的71μs太长，并且因此当填充现有GP的部分以制成短GP长度时是不适当的(比作为根据当前标准的最小GP长度的47.39μs更长的长度)。因此，为了制成具有比47.39μs更短但与WiFi的IFS相似的长度(例如，在DIFS的情况下，34μs)的GP，需要定义填充DwPTS与GP之间的连续信号(例如前导)以及前导信号自身的功能。
未授权带的LTE子帧基于应用防止与操作在授权带中的LTE子帧的时间同步脱离预定数值或更大的载波聚合(CA)功能支持原则。当设备通过LBT占据信道时，在子帧的边界处开始占据信道的情况鲜有出现，并且在子帧的中间部分处在LBT之后占据信道的情况是常见的。在此情况下，需要执行部分子帧形式的数据传输，并且在当前LTE标准中，仅以DwPTS和UpPTS形式支持部分子帧传输。
然而，可能并未预测设备LBT之后开始占据信道的定时，并且由于DwPTS和UpPTS的长度是有限的，因此数据传输效率的问题产生。为了增加未授权带的传输效率，需要定义新的部分子帧。
具体地说，由于可以最大化地连续地发送信号的长度受限于地区(例如欧洲和日本)的传输和通信管制，因此需要较新的部分子帧。
详细地说，在日本的情况下，不能进行4ms或更大的连续信号传输。因此，在日本，连续信号传输可能不服从基于10ms的长度所设计的授权带的时分双工(TDD)-LTE帧格式-类型2。具体地说，当连续信号传输受限于10ms或更小时，图11所示的特殊子帧(包括DwPTS、GP以及UpPTS)越小，传输效率就越高。
因此，当前授权带的TDD-LTE标准定义两个特殊子帧以10ms的单位出现，并且因此，需要解决当前LTE标准中不支持的问题，从而一个特殊子帧以10ms的单位出现。因此，需要定义适合于未授权带的LTE操作的新的TDD-LTE标准。
如上所述，类似授权带的LTE帧，未授权带的LTE帧可以基本上划分为TDD形式的下行链路和上行链路。可以仅在基站的批准之后进行上行链路数据传输。
在现有授权带的情况下，基站所批准的终端按所定义的定时发送上行链路信号。
图12是示出授权带的上行链路批准(UL批准)与物理混合自动重复请求指示符信道(PHICH)传输之间的定时关系的示图。
具体地说，图12示出在授权带的LTE频分双工(FDD)系统中发送下行链路信号和上行链路信号的情况。
如图12所示，终端在预设的4ms从其接收到在定时Ts1a或Ts2a通过下行链路控制信息(DCI)发送的下行链路控制信息(包括UL批准)的定时Ts1a或Ts2a逝去的定时Ts1b或Ts2b发送信号。此外，基站发送指示关于对于终端的信号的调制不存在错误的PHICH(ACK)信息。
如图12的(a1)所示，对于每个子帧单元处理信号发送/接收，并且因此，当基站在不同的定时Ts1a和Ts2a发送UL批准时，基站在8ms从每个定时Ts1a和Ts2a逝去的定时将响应(PHICH)发送到终端。总之，在4ms从发送UL批准的定时Ts1a和Ts2a逝去的定时Ts1b和Ts2b发送上行链路信号，并且基站在4ms从定时Ts1b和Ts2b逝去的定时向终端通知响应信号(例如ACK信号或否定确认(NACK)信号)。
如图12的(a2)所示，关于基站从终端接收到的上行链路传输信号的解调错误产生，或当基站并未接收到上行链路信号时，基站使用PHICH信道以将NACK信号作为下行链路信号发送到终端，由此向终端请求重传上行链路信号。
基站和终端进行的发送和响应之间的时间差固定为4ms，并且按4ms的间隔同步地执行重传机制(例如混合确认)。因此，在授权带中，发送/接收响应时间间隔的同步定时得以恒定地保持，而可以不保持与传输定时关联的分离的信号指示符。
然而，在未授权带中，关于同步传输的机制和响应并未得以保证。在上行链路传输的情况下，当在预设的传输与响应之间的时间差(例如4ms)之后执行的LBT的结果是对应信道处于忙碌状态下时，由于终端可以不发送上行链路信号，因此终端尝试重传上行链路信号。因此，上行链路传输效率减少，并且在最坏的情况下，终端也可以继续仅重传尝试。
图13是示出当在未授权带中按预设的(预先配置的)定时发送上行链路信号和下行链路信号时产生的问题的示图。
详细地说，图13示出操作在未授权带中的WiFi设备、基站LLa1、多个终端UE1和UE2以及操作在授权带中的基站LLa2。
如图13所示，当其它设备(例如WFD1)占据共享信道并且因此对应信道在定时Ts3b处于忙碌状态下时，终端UE2基本上在预设时间(例如4ms)从基站LLa1发送DCI(包括UL批准)的定时Ts3a逝去的定时Ts3b放弃信号传输。
例如，当终端UE2在定时Ts3b归因于WiFi设备WFD1的信道占据而不发送上行链路信号时，终端UE2在定时Ts3c从基站LLa1接收NACK信号和新的UL批准。终端UE2在4ms从定时Ts3c逝去的定时Ts3d重传上行链路信号，但归因于WiFi设备WFD1的信道占据而失败于重传。
作为另一示例，终端UE1在4ms从发送基站LLa1的UL批准的定时Ts4a逝去的定时Ts4b发送上行链路信号。基站LLa1归因于WiFi设备WFD1的信道占据而在4ms从Ts4b逝去的定时Ts4c不发送响应信号。未接收到响应信号的终端UE1在4ms从定时Ts4c逝去的定时重传上行链路信号。
如图13所示，如果信道在对于上行链路所设计的传输定时或对于下行链路所设计的传输定时处于忙碌状态下，则重传处理继续进行。在此情况下，授权带的机制如实应用于未授权带，并且因此，如果上行链路传输继续进行，则传输效率可能极大地减少。
因此，需要对未授权带的高效上行链路传输和重传机制。详细地说，需要上行链路传输定时的灵活性。此外，当同时考虑用于首先发送新的数据的上行链路传输定时以及用于重传它们的定时之时，需要信道资源和定时定位方法及其信道接近方法。
图14是示出归因于关于未授权带的LTE上行链路和下行链路帧中的长保护间隔而导致上行链路传输失败或碰撞产生的情况的示图。详细地说，图14示出操作在未授权带中的WLAN设备STA1和STA2以及LTE基站LLa1还有操作在授权带中的基站。
将参照图14描述用于设计防止干扰或使其最小化的GP或扩展的DwPTS前导的方法。GP或DwPTS前导可以应用于支持上行链路和下行链路的帧。
图14所示的子帧的时段PSF1a和PSF1b以及DwPTS和UpPTS与部分子帧对应。
详细地说，图14示出操作在未授权带中的LTE基站LLa1使用与IEEE 802.11a/n/ac无线局域网(WLAN)设备STA1和STA2相同的未授权带(例如5GHz的频率带宽)。在此情况下，将描述用于保持未授权带与授权带之间的共存性和同步的方法。LTE基站LLa1可以是LTE授权辅助接入(LAA)设备。同时，LTE基站LLa1也可以操作在未授权带和授权带二者中，并且在此情况下，可以同时发送未授权带的信号和授权带的信号。
CCA是用于通过使用能量等级来确定无线电信道是否被使用的方法。相似地，LBT执行与CCA相同的功能。关于信道的CCA或LBT的成功说明执行CCA或LBT的设备占据对应信道。信道的忙碌状态表示对应信道被占据，并且信道的空闲状态表示任何设备不使用该对应信道。
如图14所示，当WLAN设备STA1首先在时间上占据未授权带的信道以发送信号时，WLAN设备STA2和LTE基站LLa1均确定对应信道处于忙碌状态下，并且阻止信号传输。
如果WLAN设备STA1的传输结束，则WLAN设备STA2和LTE基站LLa1感测到对应信道处于空闲状态下。
当WLAN设备STA2使用CCA检查功能来感测到对应信道的空闲状态时，WLAN设备STA2准备信号传输，但需要在经过称为DIFS的时间延迟时段以及标准中的随机回退(例如作为用于WLAN的信道接入技术的功能的分布式协调功能(DCF))之后执行传输。
相似地，当LTE基站LLa1也执行包括信道活动感测和随机延迟的功能的LBT功能以感测信道的空闲状态时，其经受随机延迟，并且然后准备信号传输(例如欧洲电信标准机构(ETSI)标准的LBT功能)。
在此情况下，WLAN设备STA2和LTE基站LLa1彼此竞争以使用未授权带，并且首先经过作为上述任何延迟时间的q的设备可以赢得竞争以发送信号。在此，q可以是时间概念，并且可以是μs单位的计数器。
因此，WLAN设备STA2和LTE基站LLa1均可以仅当经过称为常数延迟的任何延迟时间q以及随机回退的总和时发送信号。在WLAN设备STA2的情况下，q可以包括DIFS时间(例如34μs)以及随机回退(例如9μs的倍数(包括0)，即，0-N*9μs的时间，然而，N服从IEEE 802.11标准)。在LTE基站LLa1的情况下，LBT功能的q可以包括WLAN的DIFS中的相似xlFS值和随机回退(例如N*20μs，然而，N基本上是随机的，并且根据ETSI管制，N的最大值可以是24)。
例如，当LTE基站LLa1在第一空闲时段中经过随机回退时段(xlFS+CCA检查)时，WLAN设备STA2首先经过“DIFS+随机回退时段”，以在定时Ts5a开始发送WLAN帧。
作为另一示例，LTE基站LLa1在第二空闲时段中赢得与WLAN设备STA1和WLAN设备STA2的竞争，以在定时Ts5b开始发送信号。在此情况下，LTE基站LLa1所发送的LTE帧可以是包括上行链路和下行链路的FS-类型2形式。因此，在下行链路传输之后执行上行链路传输，并且GP可以位于下行链路传输与上行链路传输之间。然而，WLAN设备STA1感测到对应信道在GP时段中处于空闲状态下直到经过“CCA+随机回退”时间，从而由此在定时Ts5c开始发送WLAN帧。
在此情况下，对于未授权带的LTE上行链路传输，终端不管WLAN设备STA1是否发送信号，并且当终端执行信号传输(前者)或感测到对应信道处于忙碌状态下时，其可以执行上行链路信号传输(后者)。在前者的情况下，接收性能归因于LTE信号与WiFi信号的碰撞而不利地受影响。在后者的情况下，终端不执行上行链路传输，并且因此，在LTE-LAA系统的吞吐量方面产生恶化。为了防止产生该情况，需要减少GP长度，但根据当前LTE标准，不可能通过减少GP来设置与WiFi的DIFS时段对应的时间。
因此，将描述用于通过在DwPTS传输之后发送具有可变长度的预留信号来减少GP的方法。
图15是示出根据本发明示例性实施例的用于通过在DwPTS传输之后发送具有可变长度的预留信号来减少保护间隔的长度的方法的示图。
如图15所示，可以随后于DwPTS发送DwPTS传输之后的可变长度的预留信号(或前导)。
详细地说，图15示出根据本发明示例性实施例的前导(预留信号)的结构。表征可变长度的预留信号的s(n)区域可以包括具有大约0.521μs的长度的最小信号单元的传输时段。当LTE的数字采样速率是30.72MHz时，发送一个采样所耗费的时间Ts是1/(30.72e6)＝0.326μs。
因此，根据本发明示例性实施例，具有16的长度的序列的传输时间近似是0.521μs(＝16/(30.72e6))。例如，LTE OFDM码元的传输时间是2048/(30.72e6)＝66.67μs。循环前缀的传输时间(或长度)是144/(30.72e6)＝4.69μs或160/(30.72e6)＝5.2083μs。此外，一个LTE t子帧的长度(或传输时间)是30720/(30.72e6)＝1ms。也就是说，如果以1920数量连续地发送作为前导(预留信号)的基本单元的序列，则序列变为1ms(即，一个LTE子帧可以划分为1920个时段)。
可以通过以下公式20生成具有16的长度的时域的序列s(n)。
(公式20)
在此，p是用于对信号进行归一化的常数，并且表示Δf＝(30.72MHz)/16。
可以如以下公式21定义频域的序列z(k)和指数k。
(公式21)
z(k)＝[0 0 0 a-5 a-4 a-3 a-2 a-1 0 a1 a2 a3 a4 a5 0 0]
k＝{-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7}
在以上公式21中，a-5至a5是复数，并且可以通过二进制比特如以下公式22得以定义。
(公式22)
bk＝0，ak＝1+j
bk＝1，ak＝-1-j
二进制比特b-5至b5可以由作为LTE标准中所定义的基站的物理小区ID的和确定，并且可以映射为以下公式23。
(公式23)
在此，B(.)是执行对二进制数的转换的二进制运算符函数。例如，如果假设并且则二进制数b-5b-4b-3b-2b-1b1b2b3b4b5确定为0110000110。因此，z(k)变为[0 0 0 1+j -1-j -1-j 1+j 1+j 0 1+j 1+j -1-j -1-j 1+j 0 0]。
当p为4时，如果z(k)取决于以上公式20而转换到时域中，则可以生成随后s(n)序列。
s(n)＝[0.5+j0.5 -0.4328-j0.4328 0.8536+j0.8536 -07617-j07617
-1.0-j1.0 1.4688+j1.4688 0.1464+j0.1464 -0.2743-j0.2743
-0.5-j0.5 -0.2743-j0.2743 0.1464+j0.1464 1.4688+j1.4688
-1.0-j1.0 -0.7617-j0.7617 0.8536+0.8536 -0.4328-j0.4328]
由于根据本发明示例性实施例的可变长度前导(预留信号)具有大约0.521μs的粒度，因此可以获得用于调整所扩展的DwPTS长度的高自由度。因此，可以自由地设计GP长度。例如，当假设正常循环前缀的TDD-LTE的特殊子帧配置设置为“3”时，DwPTS和UpPTS的长度中的每一个变为24144*Ts和2192*Ts。因此，GP长度变为4384*Ts。4384*Ts与4384/30.72MHz＝142.7μs的长度对应。预留信号的长度需要是108.7μs(＝142.7μs-34μs)，从而通过减少GP长度，GP长度近似34μs，其为WiFi的DIFS的数值。因此，当生成209个序列s(n)时，预留信号的长度变为108.85μs(＝209*16/30.72MHz)，并且GP具有近似34μs的33.85μs的长度。
图16是示出根据本发明示例性实施例的用于通过拷贝授权带的基带信号来调整保护间隔的长度的方法的示图。
如图16所示，授权带中所发送的基带信号(OFDM调制信号)在没有前面预留信号的情况下得以如实拷贝，并且因此也可以在未授权带中得以发送。详细地说，授权带的基带信号在未授权带中的DwPTS传输之后得以拷贝，并且因此可以在DwPTS之后得以发送。
在图16所示的方法中，授权带的信号可以拷贝到多个Ts采样单元。
用于调整GP长度的另一方法是用于制成具有能量的任何信号并且发送该信号而非前面的预留信号的方法。
因此，根据本发明示例性实施例的用于调整GP长度的方法是用于无论在感测CCA之后用于防止对应信道处于空闲状态下的形式如何都通过未授权带信道发送能量的方法，并且允许GP长度与WiFi的IFS时段对应。
下文中，将描述用于配置TDD类型中的LTE-LAA帧结构以及适合于未授权带的帧格式指示符的方法。
图17是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度为4ms时用于LAA的TDD-LTE帧格式配置的示图。
当在TDD LTE帧结构中时，特殊子帧受限于一个，并且帧类型具有上行链路和下行链路突发形式，如图17所示，可以概括用于未授权带的TDD-LTE帧格式。
详细地说，图17所示的用于未授权带的TDD-LTE帧格式也可以应用于仅下行链路帧。
在图17所示的TDD-LTE帧格式中，可以使用分配给FFI的n个比特中的六个比特来表示TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度。例如，在LAA帧格式4中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为000100。作为另一示例，在LAA帧格式3中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为000011。作为另一示例，在LAA帧格式2中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为000010。
如图17所示，适合于未授权带的基于TDD的帧格式(例如LAA帧格式4、3、2……、x)的结构可以包括预留信号、FFI、下行链路部分子帧、下行链路子帧、DwPTS、GP、UpPTS、上行链路子帧、上行链路部分子帧等。
预留信号和FFI可以包括于初始信号中。FFI可以包括至少两个OFDM码元。
UpPTS传输被取消，并且因此，位于GP之前的预留信号也可以发送得更长。
以下将描述用于配置FFI的方法。
可以如图18或图19在频域中表示FFI。
图18是示出根据本发明示例性实施例的取决于各种带宽的帧格式指示符(FFI)-类型2的结构的示图。
FFI可以在频率基础上包括主同步信号(PSS)、副同步信号(SSS)以及小区特定基准信号(CRS)。
首先，将描述PSS。
PSS具有与授权带的LTE系统相同的频率基础上的信号配置和映射形式。如图18所示，PSS区域可以占据属于与系统所定义的整个频率带宽对应的物理资源块(PRB)当中的中间点(例如24至100)的六个PRB。在此，一个PRB与12个子载波对应。
生成用于PSS的频域序列du(n)并且将其映射到频域的处理可以定义如以下公式24。
(公式24)
在以上公式24中，可以通过以下表1定义u。
(表1)
用于PSS的根指数
N_ID^(2) 根指数u
0 25
1 29
2 34
在以上表1中，N_ID^(2)表示
映射到频域PSS的PSS的频率子载波指数k可以定义如(然而，n＝0、1、2、……、61)。
在此，表示与系统的整个带宽对应的PRB的数量，是12。未授权带中所考虑的可以是25、50、75或100。
映射到空白区域的PSS的频率子载波指数k可以定义如(然而，n＝-5、-4、……、-1、62、63、……、66)。
将描述SSS。
SSS可以对半划分。详细地说，如图18所示，与SSS的一半(三个PRB)中的每一个对应的区域映射到比PSS区域更低或更高的频域。用于生成SSS区域的方法可以定义如以下公式25。
(公式25)
or
在以上公式25中，0≤n≤30，并且指数m0和m1可以如以下公式由物理层小区身份群组定义。
m0＝m′mod 31
在此，可以是以下表2的值之一。也就是说，可以是0至167之一。
(表2)
物理层小区身份群组与指数m0和m1之间的映射
在以上表2中，N_ID^(1)表示
应用于两个序列和的m0和m1值(以上表2中所定义的值)变为移位的m序列的因子。此外，处理可以定义如以下公式。
在此，可以定义如(然而，0≤i≤30)，并且x(i)可以定义如此外，初始状况(状态)与x(0)＝0、x(1)＝0、x(2)＝0、x(3)＝0以及x(4)＝1相同。
c0(n)和c1(n)是两个加扰序列，并且由PSS身份(ID)确定，并且可以通过包括两个m序列的得以确定。
在此，表示PSS身份(ID)群组。
在此，可以定义如(然而，0≤i≤30)，并且x(i)可以定义如(然而，)。此外，初始状况与x(0)＝0、x(1)＝0、x(2)＝0、x(3)＝0以及x(4)＝1相同。
加扰序列和可以包括包含以下m序列的的序列。
在此，m0和m1服从以上表2的值，并且是(然而，0≤i≤30)。此外，x(i)可以定义如(然而，)。此外，初始状况与x(0)＝0、x(1)＝0、x(2)＝0、x(3)＝0以及x(4)＝1相同。
同时，映射到频域的SSS的频率子载波指数k可以定义如
(然而，n＝0、1、2、……、30)以及
(然而，n＝31、32、……、61)。
未授权带中所考虑的可以是25、50、75或100。
映射到空白区域的SSS的频率子载波指数k可以定义如(然而，n＝-36、-35、……、-32、93、94、……、97)。
一个子载波具有15KHz的带宽。因此，六个PRB占据1.08MHz的带宽。
最后，将描述包括帧信息和上行链路调度信息的CRS。如图18所示，同步信号区域(PSS和SSS)之前或之后的CRS区域可以占据6至41个PRB。将参照图19详细描述CRS的结构。
图19是示出根据本发明示例性实施例的当与整个带宽对应的PRB的数量是25时的频率基础的小区特定基准信号(CRS)映射方法以及用于每个码元的调制方法的示图。
图19所示的S0、S1、……、S12表示配置CRS的调制码元。
CRS区域(CRS映射到的区域)具有映射到现有LTE OFDM码元No.0的CRS结构(使用两个天线端口(例如天线端口No.0和1))，并且可以通过以下公式26得以定义。
(公式26)
在以上公式26中，a是复数码元，并且表示输入到逆快速傅立叶变换(IFFT)块的信号。此外，在以上公式26中，p表示天线端口编号，并且与频率基础的指数k和OFDM码元的指数I对应。
在以上公式26中，k、1和m可以定义如下。
k＝6m+(v+vshift)mod 6
l＝0，1，2，...，or 13
在此，v可以由定义，vshift可以由定义。表示物理小区ID。
详细地说，图19示出当为25时(即，当系统的整个带宽为5MHz时)的频率基础的CRS映射。
在以上公式26中，r1(m)包括差分正交相移键控(D-QPSK)码元，并且可以映射如以下公式27。
(公式27)
rl(i)＝zi·zi+1
z0＝sinit
sinit是QPSK码元(x＝I+jQ)，并且同相和正交相位是在此，是信道编码应用于的编码比特，并且可以具有46的长度(例如，)。
因此，所发送的信息bi的长度是小于32的可变长度，并且得以输入作为长度n的二阶Reed Muller(RM)码(32，n)的比特。作为是输出的编码比特的c0、c1、……、c31当中的14比特的最高有效位的c0、c1、……c13串接到原始32比特输出c0、c1、……、c31，并且因此，最终生成46比特(例如)。
图20是示出根据本发明示例性实施例的在对帧格式指示符(FFI)进行编码之后的CRS映射流程的示图。
编码应用于的传输信息n比特(例如b0、b1、……、bn-1)可以包括通知传输帧突发的长度和特殊子帧的位置的6比特以及用于聚合上行链路传输时间指示符信号(AUTTIS)的n-6比特。传输信息n比特(例如b0、b1、……bn-1)通过RM码编码得以编码，并且因此变为比特流此外，比特流应用于比特扩展以及于是D-QPSK调制。子载波映射应用于D-QPSK调制所生成的rl(i)。
此外，FFI可以用于LAA TDD-LTE帧的频偏和信道估计的目的。如图17或图18所示，重复地发送FFI中所包括的两个OFDM码元。终端可以使用FFI的特性，以估计时域中的精确载波频偏(CFO)。
此外，FFI可以用于信道估计功能的目的。当执行信道编码解调时，基站对所发送的比特执行比特解码。如果终端使用所解码的比特序列来执行估计以配置发送D-QPSK码元，则终端可以确定基站意图初始地发送的基准码元。然后，终端可以估计关于实际接收到的CRS的相位差，并且因此可以使用FFI作为用于接收数据的信道估计。此外，终端可以对同步信号(PSS、SSS)进行解码。详细地说，终端恢复基准码元，并且可以基于比较所恢复的基准码元与接收到的信号的方案而对与同步信号(PSS、SSS)对应的中心的12个PRB执行信道估计。
部分子帧并不采取图17所示的完整子帧形式，而是用于仅发送子帧的部分(例如DwPTS或UpPTS)的情况。在当前TDD-LTE标准中，仅定义包括3、6、9、10、11或12个OFDM码元的DwPTS，但根据本发明示例性实施例，DwPTS或UpPTS可以包括1、2、4、5、7或8个OFDM码元。
图21是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度为10ms时用于LAA的TDD-LTE帧格式配置的示图。
详细地说，图21示出当最大连续传输限制为10ms时可以通过图17的扩展结构加入的LTE-LAA TDD帧格式。
图21示出分配给FFI的n比特当中的除了AUTTIS信息之外的6比特可以表示的信息。FFI可以包括TDD-LTE帧格式的AUTTIS信息、特殊子帧的位置以及传输突发的整个长度。
图21所示的LAA帧格式的结构(或原理)与图17所示的LAA帧格式的结构(或原理)相同或相似。
例如，在图21所示的LAA帧格式6中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为010110。作为另一示例，在LAA帧格式7中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为010111。作为另一示例，在LAA帧格式8中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为011000。作为另一示例，在LAA帧格式15中，TDD-LTE帧格式的特殊子帧的位置和传输突发的整个长度可以表示为011111。
如图21所示，LAA帧格式(例如LAA帧格式15、8、6、……、x)的结构可以包括预留信号、FFI、下行链路部分子帧、下行链路子帧、DwPTS、GP、UpPTS、上行链路子帧、上行链路部分子帧等。
下文中，将描述用于通过使用聚合上行链路传输时间指示符信号(AUTTIS)来确定适合于未授权带的机会和自适应上行链路信号传输定时的方法。
可以基于图17和图21所示的帧结构而将上行链路信号的传输定时高效地配置为配合未授权带。
图22是示出根据本发明示例性实施例的聚合上行链路传输时间指示符信号(AUTTIS)信息与上行链路传输之间的关系的示图。详细地说，图22示出操作在未授权带中的WiFi设备WFD1、基站LLa1、终端UE1和UE2以及操作在授权带中的基站LLa2。
如图22所示，FFI中所包括的AUTTIS暗指关于用于在用于AUTIS的窗口的长度内给出(发送)批准的子帧时间的上行链路帧响应传输指令的信息。在此，用于AUTTIS的窗口基于发送AUTTIS信号的定时而与过去N(例如12)个子帧对应。
也就是说，如果所批准的终端对AUTTIS进行解调，则它们可以确认匹配基于发送AUTTIS的子帧的定时而在过去N(例如12)个子帧当中给出(发送)批准的子帧的定时的传输批准信号。
图22示出在子帧编号(SFN)373、375和379给出(发送)UL批准的情况。也就是说，在SFN 373给出(发送)用于终端UE2的UL批准UL批准#1，并且在SFN 375和379给出(发送)用于终端UE1的UL批准UL批准#2和UL批准#3。
例如，基站LLa1在SFN 378的定时接近未授权带信道，以确认对应信道处于空闲状态下，并且在恒定回退之后发送初始信号。初始信号包括预留信号和FFI(包括AUTTIS)。如果终端UE1对初始信号中所包括的AUTTIS进行解调，则终端UE1可以确认在相反地距执行解调的定时的哪个过去子帧获得批准UL批准#3。也就是说，从不同的观点来看，终端UE1和UE2可以获得关于何时可以通过AUTTIS的解调来执行上行链路传输的信息。
图23是示出根据本发明示例性实施例的AUTTIS二进制比特结构与上行链路批准(UL批准)之间的关系的示图。详细地说，图23示出操作在未授权带中的WiFi设备WFD1、基站LLa1、终端UE1和UE2以及操作在授权带中的基站LLa2。
如图23所示，AUTTIS可以在子帧单元中表示基于发送AUTTIS的子帧定时在过去N(例如12)个子帧当中发送批准信息的子帧。例如，当N＝12时，AUTTIS可以包括12比特。
此外，由于从最靠近AUTTIS的MSB的比特确定终端的传输顺序，因此可以自动地确定终端的传输顺序。当多个终端在相同的子帧时间获得批准并且发送信号时，多个终端可以如现有授权带的操作而基于频分复用来同时发送信号。
图23示出基站LLa1在SFN 373给出(发送)用于终端UE1的UL批准UL批准#1并且在SFN 375和379给出(发送)用于终端UE2的UL批准UL批准#2和UL批准#3的情况。
如图23所示，当属于在SFN 378所发送的FFI的AUTTIS的12比特当中的用于SFN373和375的每个比特设置为1时，终端UE1和UE2在SFN 378接收对应AUTTIS，并且然后对其进行解调。此外，与在SFN 373所给出(发送)的批准关联的终端UE1对SFN 380的定时执行上行链路传输。此外，与在SFN 375所给出(发送)的批准关联的终端UE2对SFN 381的定时执行上行链路传输。
因此，在SFN 378所发送的AUTTIS是000000010100(在N＝12的情况下)，并且在SFN384所发送的AUTTIS是000100010000(在N＝12的情况下)。也就是说，在SFN 378所发送的AUTTIS的比特当中的具有1的值的比特的数量是2，并且具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特与基站LLa1在SFN 373所发送的UL批准UL批准#1对应，而且第二靠近MSB的比特与基站LLa1在SFN 375所发送的UL批准UL批准#2对应。
因此，由于没有在SFN 374所发送的批准，因此终端UE1和终端UE2可以在SFN 380和381依次执行上行链路传输，并且基站LLa1可以获知终端UE1和UE2在没有间隙的情况下依次发送上行链路信号。也就是说，与属于AUTTIS的具有1的值的比特当中的最靠近MSB的比特对应的终端UE1可以在另一终端UE2之前发送上行链路信号。
因此，当基站LLa1可以在未授权带中发送初始信号时，基站LLa1可以使用AUTTIS以通过异步、自适应以及聚合形式来高效地向终端通知上行链路传输定时。此外，用于使用AUTTIS的方法具有这样的优点：在4ms从UL批准定时逝去的定时不执行上行链路传输。
根据本发明示例性实施例的AUTTIS可以具有分离地通知重传请求的功能。在根据本发明示例性实施例的方法中，与对于现有授权带通过异步形式的混合自动重复请求(HARQ)上行链路传输定时基础不同，执行异步重传调度。
如图23所示，基站LLa1使用属于在SFN 384所发送的FFI的AUTTIS来请求将终端UE2在SFN 38所发送的上行链路子帧重传到终端UE2。终端UE2在SFN 385执行对应上行链路子帧的重传。
由于在SFN 384所发送的AUTTIS指示在SFN 375所发送的UL批准UL批准#2，因此执行基站LLa1在SFN 381接收到的上行链路信号的重传。
在SFN 384所发送的AUTTIS是000100010000(在N＝12的情况下)，其中，具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特与基站LLa1在SFN 375所发送的UL批准(UL批准#2)对应，并且第二靠近MSB的比特与基站LLa1在SFN 379所发送的UL批准(UL批准#3)对应。也就是说，由于具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特与重传对应，因此终端UE2在SFN385执行重传，并且与在SFN 379所发送的UL批准(UL批准#3)对应的上行链路子帧在SFN386得以发送。
图24是示出根据本发明示例性实施例的恰在上行链路传输之前所执行的短LBT的示图。详细地说，图24示出操作在未授权带中的WiFi设备WFD1、基站LLa1、终端UE2以及操作在授权带中的基站LLa2。
详细地说，图24示出终端UE1在执行上行链路传输之前执行短LBT之后发送上行链路信号的情况。未应用短LBT的情况与默认对应。
图24所示的方法可以是用于附加地将短LBT应用于图23所示的方法的方法。例如，终端UE2可以于在SFN 381执行上行链路传输之前执行短LBT。作为另一示例，终端UE2可以于在SFN 385执行在SFN 381所发送的上行链路信号的重传之前执行短LBT，并且于在SFN386执行上行链路传输之前执行短LBT。同时，短LBT之后的子帧的长度(例如13个OFDM码元的长度)可以与LTE子帧的长度(例如14个OFDM码元的长度)不同。
如果共享信道处于忙碌状态达短LBT时段，则终端UE1取消上行链路传输。
然而，当应用短LBT(例如图24)以及不应用短LBT(例如图23)时，AUTTIS所指示的子帧单元的整个上行链路传输定时和机制不存在差别。
同时，短LBT的长度可以是(16+9*k)μs。
在此，k是系统所定义的参数。
根据本发明示例性实施例，可以解决归因于上行链路和下行链路出现在未授权带中的基于时分双工的LTE帧格式导致的干扰的产生问题。
此外，根据本发明示例性实施例，加入现有技术不支持的功能，并且因此，可以通过改变TDD-LTE帧格式的特殊子帧的结构来解决在保护间隔和上行链路传输定时产生的干扰问题。据此，可以通过确保连同传输效率的增加一起防止无线电信道上的信号碰撞而期望整个网络吞吐量的增加。
此外，根据本发明示例性实施例，关联于上行链路子帧与下行链路子帧之间的比率和定时的帧格式可以取决于基站的调度的改变而改变，并且关于帧格式的信息可以得以高效地发送。
此外，根据本发明示例性实施例，帧格式指示符信号可以用于提供关于帧格式的信息的目的，并且可以用于估计频率同步(例如频率误差(载波频偏))并且估计用于数据信号的解调的信道的目的。据此，可以增加未授权带的LTE操作方面的传输效率。
此外，根据本发明示例性实施例，考虑到基于调度的LTE上行链路系统的未授权特性，可以通过高效地应用上行链路传输而通过共享未授权带来增加LTE-LAA网络的效率以及所使用的所有系统的网络效率。
3.用于在未授权频带的无线通信蜂窝系统中发送初始信号的方法
当前LTE标准并未定义信道感测功能，而且并未定义发送无线信号以在现有的同步的帧结构中的小单元中感测信道并且然后快速地占据该信道的过程。
当前LTE的帧结构关于授权带是适当的，并且因此，几乎不如实应用于未授权带。实际上，未授权带处于若干设备共存的环境以及LTE信号仅可以通过LBT得以不连续地发送的环境下。此外，在未授权带中，设备可以连续地发送信号的最大长度(max-COT：最大信道占据时间)是有限的(例如，日本：4ms，欧洲：10ms)。归因于限制，基于不连续信号而可以应用于现有授权带接收机的一些终端的接收到的信号同步技术也几乎不应用于未授权带。
此外，基站不发送多如最大连续传输长度限制的信号的情况也可能出现。例如，在欧洲的情况下，甚至当最大连续传输长度是10ms时，基站连续地发送信号的长度为7ms的情况可能出现。在此情况下，在当前LTE标准中并未定义由基站发送关于当前连续传输长度是否为最大的信息以及关于当前连续传输长度具体地对应于什么长度的信息(例如子帧单元中的n数量)的过程。
此外，当信道在未授权带中因LBT操作而处于忙碌状态下时，并不发送小型小区LTE基站关于现有授权带周期性地发送的发现基准信号(DRS)。也就是说，存在这样的问题：在未授权带中可能并不周期性地发送应用于当前LTE授权带的DRS。
原因在于，归因于管制(包括CCA的内容)(例如LBT)，在未授权带中在周期性地精确的定时的信号传输的成功并未得以确保。例如，可能产生无线电信道被其它设备(例如WiFi、雷达等)或另一基站的DRS占据的情况。在前述情况下，设备难以按高速度来确认关于DRS传输是否成功的指示，并且通知基站进行的DRS传输的尝试是否成功的信号并未定义于当前授权带中。
因此，需要解决所有前述问题，并且需要定义对于在未授权带中进行LTE无线网络操作有用的初始信号。
下文中，将描述用于在未授权频带的无线通信蜂窝系统中发送初始信号的方法。
此外，以下将描述用于操作表征不连续下行链路突发帧传输的未授权带的LTE系统的方法。
此外，以下将描述用于生成用于配合接收到的信号的时间同步和频率同步的初始信号并且在未授权带与授权带之间保持精细帧同步的方法。
此外，以下将描述能够改进相干信号解调方法的性能的使用初始信号的信道估计方法。
此外，以下将描述用于使用初始信号来指示上行链路和下行链路整合帧长度和上行链路传输定时的方法。
此外，以下将描述用于使用初始信号来快速地指示DRS传输是否成功的方法。
根据本发明示例性实施例的方法和装置可以属于LTE无线移动通信系统的物理层。详细地说，根据本发明示例性实施例的方法和装置可以涉及在操作在未授权带中的LTE系统中从基站发送到终端的信号的设计。此外，根据本发明示例性实施例的方法和装置可以涉及反映未授权带而不是授权带的信号传输方案的特性的初始信号传输技术。此外，根据本发明示例性实施例的方法和装置可以涉及使用初始信号来提供多个信息(例如上行链路和下行链路数据帧的配置信息、DRS的配置信息、时间同步和频率同步、信道估计信息)的技术。
图25是示出根据本发明示例性实施例的LBT的执行定时、初始信号的传输定时、未授权带中的部分子帧的传输定时及其结构的示图。
详细地说，图25示出操作在未授权带中的LTE基站LLb1使用与IEEE 802.11a/n/ac无线局域网(WLAN)或WiFi设备STA1b和STA2b相同的未授权带(例如5GHz的频带宽)。在此情况下，将描述用于保持未授权带与授权带之间的共存性和同步的方法。LTE基站LLb1可以是LTE授权辅助接入(LAA)设备。同时，LTE基站LLb1也可以操作在未授权带授权带二者中，并且在此情况下，可以同时发送未授权带的信号和授权带的信号。
CCA是用于通过使用能量等级来确定无线电信道是否被使用的方法。相似地，LBT执行与CCA相同的功能。关于信道的CCA或LBT的成功说明执行CCA或LBT的设备占据对应信道。信道的忙碌状态表示对应信道被占据，并且信道的空闲状态表示任何设备不使用该对应信道。
如图25所示，当WLAN设备STA1b首先在时间上占据未授权带的信道以发送信号(WiFi帧)时，WiFi设备STA2b和LTE基站LLb1均确定对应信道处于忙碌状态下，并且阻止信号传输。
如果WiFi设备STA1b的信号传输结束，则WLAN设备STA2b和LTE基站LLb1感测到对应信道处于空闲状态下。
当WiFi设备STA2b使用CCA检查功能感测到对应信道的空闲状态时，准备信号传输，但需要在经过分布式协调功能帧间间隔(DIFS)以及IEEE 802.11标准中称为随机回退的时间延迟时段(例如作为用于WiFi的信道接入技术的功能的分布式协调功能(DCF))之后执行信号传输。
相似地，当LTE基站LLb1也执行CCA以及包括随机延迟功能的LBT功能以感测到对应信道的空闲状态时，其经受任何随机延迟，并且然后准备信号传输(例如欧洲电信标准机构(ETSI)标准的LBT功能)。
在此情况下，WiFi设备STA2b和LTE基站LLb1彼此竞争以使用未授权带，并且首先经过作为上述任何延迟时间的q的设备可以赢得竞争以发送信号。在此，q可以是时间概念，并且可以是1至9μs单位的计数器。
因此，WiFi设备STA2b和LTE基站LLb1均可以仅当经过称为常数延迟的任何延迟时间q以及随机回退的总和时发送信号。在WiFi设备STA2b的情况下，如上所述，q可以包括34μs的DIFS时间以及随机回退(例如9μs的倍数(包括0)，即，0-N*9μs的时间，然而，N服从IEEE802.11标准)。在LTE基站LLb1的情况下，LBT功能的q可以包括WLAN的DIFS中的相似xlFS值和随机回退(例如N*20μs，然而，N基本上是随机的，并且根据ETSI管制，N的最大值可以是24)。
例如，当WiFi设备STA2b经受随机回退时段(DIFS+CCA检查)时，LTE基站LLb1首先经过任何q时段(扩展的CCA检查)，以在定时Tb1a发送初始信号，并且发送部分子帧以及具有净荷的LTE子帧。WiFi设备STA1b和STA2b感测到对应信道归因于LTE基站LLb1所发送的初始信号而被占据，并且不执行信号传输。
操作在授权带中的LTE基站LLb2并不对未授权带产生信号干扰，而是发送连续信号，并且基于恒定子帧格式而发送信号，以提供用于未授权带的时间基准。LTE子帧的长度在标准中定义为1ms(1000μs)。
在此，LBT可以包括WiFi设备STA1b和STA2b以及避免与另一LTE基站LLb1的碰撞的功能。在LTE基站LLb1开始发送信号的定时(例如Tb1a)之前，未授权带的信道继续处于空闲状态下。因此，在确定未授权信道处于空闲状态下之后，LTE基站LLb1在定时Tb1a发送初始信号，并且然后完成“一个部分子帧+一个完整子帧”的传输。接下来，WiFi设备STA1b和WiFi设备STA2b感测到对应信道处于空闲状态下，并且关于占据该对应信道而开始竞争。WiFi设备STA1b首先经过任何延迟时间q，并且因此在定时Tb1b开始发送信号。
在WiFi设备STA1b的信号传输完成之后，LTE基站LLb1再次赢得竞争以占据信道，以由此在定时Tb1c发送初始信号并且发送“两个部分子帧+两个完整子帧”。此外，WiFi设备STA1b和WiFi设备STA2b均在其余时段中赢得竞争以占据并且使用信道。
LBT、初始信号以及部分子帧可以如实使用物理层的子帧，而无需修改甚至在未授权带中待发送的现有授权带中所使用的物理层的子帧，并且可以提供适合于未授权带的新的类型的突发帧格式。根据本发明示例性实施例，在不连续地发送的信号突发的开始时发送初始信号。
图26是示出根据本发明示例性实施例的初始信号的结构以及初始信号与部分子帧之间的关系的示图。
初始信号之后的子帧(净荷数据(例如，包括物理下行链路共享信道(PDSCH)))可以是部分子帧或分数子帧，并且也可以是完整子帧。图26示出部分子帧位于初始信号之后的情况。部分子帧可以包括受时移的下行链路导频时隙(DwPTS)。完整子帧可以具有30720*Ts的长度。在此，Ts＝1/(30.72e6)秒。
初始信号可以包括预留信号和紧凑同步基准信号(CSRS)。预留信号可以具有可变长度。CSRS可以具有固定长度(例如，一个OFDM码元+循环前缀(CP))。例如，CSRS可以具有2192*Ts或2208*Ts的长度。
图27是示出根据本发明示例性实施例的对于初始信号所使用的具有可变长度的预留信号的结构的示图。
具有可变长度的预留信号字段可以包括包含4、8或16个采样的序列。图27示出预留信号字段包括包含16个采样的序列的情况。
如果一个预留信号序列是s(n)，则s(n)区域可以包括具有大约0.521μs的长度的最小信号单元的传输时段。当LTE的基带数字采样速率是30.72MHz时，发送一个采样所耗费的时间Ts是0.0326μs(＝1/(30.72e6))。当基带的数字采样速率是15.36MHz时，Ts是0.0651μs(＝1/(15.36e6))，并且当基带的数字采样速率是7.68MHz时，Ts是0.1302μs(＝1/(7.68e6))。
因此，根据本发明示例性实施例，具有16*Ts的长度的序列的传输时间近似是0.521μs(＝16/(30.72e6))。甚至当采样速率是15.36MHz时，序列的传输时间是0.521μs(＝8/15.36e6)，并且甚至当采样速率是7.68MHz时，序列的传输时间是0.521μs(＝4/7.68e6)。例如，LTE OFDM码元的传输时间是66.67μs(＝2048/(30.72e6))。循环前缀(CP)的传输时间或长度是4.69μs(＝144/(30.72e6))或5.2083μs(＝160/(30.72e6))。一个LTE子帧的长度或传输时间是1ms(＝30720/(30.72e6))。也就是说，如果以1920数量连续地发送作为前导(预留信号)的基本单元的序列，则序列变为1ms(一个LTE子帧可以划分为1920个时段)。
可以通过以下公式28生成具有32的长度的时域的序列s(n)。
(公式28)
在以上公式28中，p是用于对信号进行归一化的常数，并且是
Δf＝(30.72MHz)/16。
可以如以下公式29定义频域的序列z(k)和指数k。
(公式29)
z(k)＝[0 … 0 a-5 0 a-4 0 … a-1 0 a1 … a4 0 a5 0 … 0]
k＝{-16 ... -1 0 1 ... 15}
在以上公式29中，a-5至a5是复数，并且可以通过二进制比特如以下公式30得以定义。
(公式30)
bk＝0，ak＝1+j
bk＝1，ak＝-1-j
二进制比特b-5至b5可以由作为LTE标准中所定义的基站的物理小区ID的和确定，并且可以映射为以下公式31。
(公式31)
在此，B(.)是执行对二进制数的转换的二进制运算符函数。例如，如果假设并且则二进制数b-5b-4b-3b-2b-1b1b2b3b4b5确定为0110000110。因此，z(k)变为[0 0 0 1+j -1-j -1-j 1+j 1+j 0 1+j 1+j -1-j -1-j 1+j 0 0]。
如果z(k)基于以上公式28而转换到时域中，则生成序列s(n)。s(n)具有如时域的32个采样。在具有30.72MHz采样带宽(例如100个物理资源块(PRB))的系统中，如果依次发送s(n)的33个采样当中的16个，则依次所发送的16个采样变为具有大约0.5μs的时间粒度的序列。在此，PRB是占据与一个OFDM码元中的12个子载波对应的频域的资源的基本单元。相似地，在具有15.36MHz采样带宽(例如50个PRB)的系统中，依次发送s(n)的32个采样当中的8个采样，并且在具有7.68MHz采样带宽(例如25个PRB)的系统中，依次发送s(n)的32个采样当中的4个采样。
在占据20MHz的带宽的系统中，为了转换到频域中，应用快速傅立叶变换(FFT)2048，并且可以发送有效数据的PRB的数量是100。相似地，在占据10MHz的带宽的系统中，为了转换到频域中，应用FFT 1024，并且可以发送有效数据的PRB的数量是50。相似地，在占据5MHz的带宽的系统中，为了转换到频域中，应用FFT 512，并且可以发送有效数据的PRB的数量是25。一个子载波占据15KHz的带宽。
序列s(n)的时间长度是短的，并且可以取决于带宽(例如100、50或25个PRB)而具有与OFDM码元和CP长度对应的最大公约数的长度。据此，序列s(n)具有高自由度，并且即使设备甚至在LBT结束而且信号传输开始的定时中不直接占据未授权带的信道，高达实际上发送s(n)的时间的延迟也足够短，并且因此，设备与其它设备共存，而且可以实现未授权带与授权带之间的时间同步。
此外，由于在恒定模式中发送预留信号，因此在接收端处的自动增益控制(AGC)处理可以在短时间高效地结束。具体地说，在设备归因于传输帧的不连续性而接收到未授权带的帧达一会儿的情况下，无线电信道的响应特性改变，并且即使输入帧的功率突然改变，也可以使用预留信号来高效地应对AGC处理。用于信道的预留的预留信号可以取决于情况而并不被发送，并且可以通过除了前述方法之外的方法(例如，拷贝授权带的信号并且如实对其进行发送)而得以生成并且发送。
图28是示出根据本发明示例性实施例的在与授权带的OFDM码元No.7时间同步的同时在未授权带中发送紧凑同步基准信号(CSRS)的情况的示图。图28示出未授权带的LTE基站LLb1以及授权带的LTE基站LLb2。
如图28所示，在预留信号之后，LTE基站LLb1所发送的CSRS可以包括一个OFDM码元。详细地说，CSRS位于预留信号与部分子帧(或完整子帧)之间。
CSRS的位置与对应于授权带的子帧的特定OFDM码元编号(或位置)关联。例如，图28示出在未授权带的OFDM码元No.0至13当中的OFDM码元No.7发送CSRS的情况。预留信号的开始和结束由精细码元时间字段(FSTF)的传输定时确定。相似地，帧格式指示符(FFI)可以自动地映射为授权带的特定OFDM码元编号。
CSRS的长度可以基于30.72MHz采样而固定为2192*Ts或2208*Ts。
由于用于未授权带的信道的LBT成功并且于是信号传输定时可以在子帧内在所有情况下产生，因此可以容易地考虑用于发送作为同步基准信号的CSRS以匹配子帧内的14个OFDM码元之一的方法。然而，如果并未在所有可能的OFDM码元的位置处发送CSRS并且仅在有限集合的OFDM码元编号处发送CSRS，则接收初始信号的终端可以限制CSRS接收到的OFDM码元编号的候选定时，从而可以实现获得低实现方式复杂度。
图29是示出根据本发明示例性实施例的取决于预留信号的传输定时所分类的CSRS的传输定时的示图。
详细地说，图29示出CSRS的传输定时限制为OFDM码元No.6和13的情况。
如果考虑14个OFDM码元No.0至13的所有位置，则CSRS的位置估计成功可能性是1/14，但如果CSRS的传输定时受限如图29，则CSRS的位置估计成功概率增加到1/2，并且部分子帧的种类也可以受限。
同时，在LBT之后可以立即进行传输的定时是子帧的14个OFDM码元编号传输定时之一。因此，对于仅在特定OFDM位置的位置处待发送的CSRS，可以如图29所示使用预留信号来变化地调整基站的实际信号传输定时。在此，预留信号的传输并非在OFDM码元的边界处开始，并且如图29所示，在LBT操作结束之后，预留信号的传输可以在确定可以进行信号传输的定时立即开始。也就是说，预留信号可以具有1个OFDM码元或更多的长度，并且也可以具有分数OFDM码元的传输长度。
因此，终端不解调具有可变长度的预留信号，但可以使用相关器(例如互相关器)检测CSRS。此外，终端比较检测到的CSRS的定时与授权带的定时，以隐式地获知基站所发送的未授权带的LTE部分子帧和完整子帧的时间传输位置对应于哪种受限情况。图29示出基站所发送的未授权带的部分子帧和完整子帧中的每一个与7个OFDM码元和4个OFDM码元对应的情况。
CSRS序列f1024(n)的基本长度基于30.72MHz采样速率是2048*Ts，并且在时间上占据66.67μs的传输时间。
CP和CSRS序列f1024(n)的求和长度是2192*Ts或2208*Ts，并且占据71.35μs或71.875μs的传输时间。
将参照图30描述CSRS类型-1。
图30是示出根据本发明示例性实施例的CSRS的频域码元配置的示图。
详细地说，图30示出当带宽为5MHz时占据一个OFDM码元的CSRS类型-1的频率结构。CSRS类型-1包括主同步信号(PSS)和所编码的副同步信号(eSSS)。
首先，将描述CSRS类型-1的PSS。
PSS具有与授权带的LTE系统相同的频率基础上的相同信号配置和映射形式。PSS可以占据属于与系统所定义的整个频带宽对应的PRB当中的中间点的六个PRB。在此，一个PRB与12个子载波对应。
生成用于PSS的频域序列du(n)并且将其映射到频域的处理可以定义如以下公式32。
(公式32)
在以上公式32中，可以通过以下表3定义u。
(表3)
用于PSS的根指数
N_ID^(2) 根指数u
0 25
1 29
2 34
在以上表3中，N_ID^(2)表示
映射到频域的PSS的频率子载波指数k可以定义如以下公式33。
(公式33)
在以上公式33中，n＝0、1、2、……、61，表示与系统的整个带宽对应的PRB的数量，是12。未授权带中所考虑的可以是25、50、75或100。
映射到空白区域的PSS的频率子载波指数k可以定义如(然而，n＝-5、-4、……、-1、62、63、……、66)。
接下来，将描述CSRS类型-1的eSSS。
应用于现有授权带的SSS服务于标识168个子小区ID。因此，如果PSS的三个ID与SSS组合，则可以生成总共504(＝3*168)个物理小区身份(PCI)。因此，SSS的子小区ID可以由8比特(28＝256)信息表示。类似PSS，现有SSS通过其基于整个系统带宽的中心频率而占据六个PRB的资源的形式而映射到频域。然而，PSS和SSS映射到不同的OFDM码元。因此，如果现有设计关于其配置初始信号是成功的，则CSRS占据至少两个OFDM码元，并且因此开销元素很大。下文中，将描述用于将PSS和SSS之一包括在OFDM码元中并且降低在现有SSS解调时可能产生的解调失败概率的方法。
如上所述，SSS表示物理层小区身份(ID)群组并且包括168个ID。因此，168个ID可以由8比特表示。
8比特可以再划分为两个SSS子小区ID(四个比特)。
可以通过Reed Muller信道编码器RM(32，4)对与四个比特对应的SSS子小区ID进行编码。详细地说，可以通过以下公式34和35定义编码应用方法。
(公式34)
Mi，0＝11111111111111111111111111111111
Mi，1＝11001100100101011010010111010010
Mi，2＝01011010011100001000100110111110
Mi，3＝00111001110011000110010010110110
(公式35)
在以上公式34中，Mi，0至Mi，3表示用于通过四个Reed-Mul1er信道编码进行编码的基本序列。在Mi，0至Mi，3中，i是序列的指数，0到3表示序列编号。
在公式35中，an表示输入比特。例如，4比特输入可以转换为32比特输出。
基于以上公式34和35所生成的序列受二进制相移键控(BPSK)调制，并且调制处理可以定义如以下公式36。
(公式36)
cx(i)＝1-2·Bx(i)
式者
cx(i)＝(1-2·Bx(i))·exp(j·π/4)，i＝0，1，...31
基于以上公式36所调制的信号变为差分调制处理的dx(.)，其中，dx(.)可以编码如以下公式37。
(公式37)
dx(i+1)＝dx(i)·cx(i)
dx(0)＝1 or dx(0)＝exp(j·π/4)
i＝0，1，...31
最后，用于表示eSSS的码元的数量是66。也就是说，SSS子小区ID需要33个码元。
差分调制的33个SSS子小区ID码元通过重复n次而得以生成。在此，取决于系统带宽而确定用于重复生成的n。详细地说，取决于系统带宽的n的值可以定义如以下表4。
(表4)
重复SSS子小区ID码元的频率可扩展重复数量
可以如以上表4所示按端口发送的BPSK码元的总数量取决于系统带宽而改变，并且当系统带宽为25个PRB时，用于n＝3的映射方法如图30所示。详细地说，当整个系统带宽是5MHz时，eSS子小区ID映射到与除了PSS之外的18个PRB对应的资源元素区域。
同时，“eSSS+帧附加信息(AFI附加帧信息)”受编码并且调制，然后可以得以发送。详细地说，SSS可以表示为8比特，但当设备通过CSRS发送AFI时，可以通过与8比特的SSS的串接来发送AFI。附加地发送的最小比特可以是4比特单元。当设备仅对8比特的SSS进行编码以生成并且发送eSSS时，n＝3的重复传输可以应用在频率上，但当用于附加信息的比特出现时，“eSSS+AFI”的重复传输频率可能受限。
AFI可以用作表示下行链路信号和上行链路信号的突发帧和传输时段的长度的信号。此外，AFI可以包括关于标识下行链路突发的最后子帧是否为如图29所示部分子帧的信息。
接下来，将参照图31描述CSRS类型-2。
图31是示出根据本发明示例性实施例的CSRS类型-2的频率结构的示图。
详细地说，图31示出占据一个OFDM码元的CSRS类型-2的频率结构。如图31所示，CSRS类型-2包括小区特定基准信号(CRS)。
CRS区域(CRS映射到的区域)具有映射到现有LTE OFDM码元No.0的CRS结构(例如，使用两个天线端口(例如天线端口No.0和1))，并且可以通过以下公式38得以定义。
(公式38)
在以上公式38中，a是复数码元，并且表示输入到逆快速傅立叶变换(IFFT)块的信号。此外，在以上公式38中，p表示天线端口编号，并且与频率基础的指数k和OFDM码元的指数I对应。可以定义如以下公式39。
(公式39)
在以上公式39中，I表示授权带的OFDM码元编号，ns表示授权带的时隙编号，表示下行链路的整个带宽。此外，在以上公式39中，c(i)可以定义如以下公式40。
(公式40)
c(n)＝(x1(n+NC)+x2(n+NC))mod 2
x1(n+31)＝(x1(n+3)+x1(n))mod2
x2(n+31)＝(x2(n+3)+x2(n+2)+x2(n+1)+x2(n))mod 2
在以上公式40中，Nc＝1600，并且第一m序列x1(.)初始化为x1(0)＝1以及x1(n)＝0(n＝1、2、……、30)。
第二m序列x2(.)初始化为
在此，初始种子Cinit定义如并且表示504个PCI之一。
在以上公式39中，与频域映射关联的k可以如以下公式41。
(公式41)
ｋ＝6m+(v+vshift+z)mod 6
l＝6
z＝0，α
在以上公式41中，v可以定义如
在以上公式41中，α可以定义如
在以上公式41中，vshift可以定义如
同时，对于一个突发，可以发送用于CSRS的一个OFDM码元，或可以两次或更多次发送CSRS。
根据本发明示例性实施例，终端可以使用初始信号以甚至在(具有不连续下行链路帧的特征的)未授权带中匹配自动增益控制(AGC)和时间同步，并且每次突发精细地保持未授权带与授权带之间的正交频分复用(OFDM)码元时间和帧同步。
此外，根据本发明示例性实施例，终端可以快速地高效确定下行链路突发信号是否为与之对应的信号。
此外，根据本发明示例性实施例，设备可以保证关于不连续地发送的信号的附加信道估计。
此外，根据本发明示例性实施例，终端可以基于感测到初始信号的定时而获知输入到对应终端的突发帧的部分子帧形式和错位。
此外，根据本发明示例性实施例，设备可以发送关于突发信号的附加信息。
此外，根据本发明示例性实施例，初始信号可以是作为用于未授权带中的LTE操作的标准化技术的LTE-授权辅助接入(LTE-LAA)的核心要素技术。
4.用于在未授权频带的无线通信蜂窝系统中发送自适应部分子帧的方法和装置
根据本发明示例性实施例的方法属于LTE无线移动通信系统的物理层。详细地说，根据本发明示例性实施例的方法可以涉及用于发送用于在不连续地发送信号的未授权带中操作LTE系统上行链路和下行链路信号的部分子帧的方法。此外，根据本发明示例性实施例的方法可以涉及用于部分子帧的帧结构以及标识帧结构的技术。
图32是恰在数据子帧之前发送预留信号的帧形式的示图。详细地说，图32示出在授权带的LTE信号与子帧之间的边界处对准未授权带的LTE信号的情况，预留信号是恰在数据子帧之前发送的。
图32示出操作在未授权带中的WLAN设备STA1c和STA2c以及LTE基站LLc1还有操作在授权带中的LTE基站LLc2。LTE基站LLc1可以是LTE授权辅助接入(LAA)设备。同时，LTE基站LLc1也可以操作在未授权带授权带二者中，并且在此情况下，可以同时发送未授权带的信号和授权带的信号。也就是说，LTE基站LLc1和LTE基站LLc2可以包括于一个基站中。WLAN设备STA1c和STA2c可以是WiFi设备。
未授权带的LTE帧需要与操作在授权带中的LTE帧时间同步。设备需要连同信道的占用一起解决该问题。在此，匹配于时间同步意味着，如图32所示，在设备与操作在未授权带中的其它设备(例如STA1c和STA2c)共存的同时，对应设备的未授权带信号需要在授权带的子帧边界处对准。
如图32所示，未授权带的LTE基站LLc1具有关于载波聚合(CA)功能的前提。也就是说，为了发送未授权带的信号，LTE基站LLc1需要将时间子帧边界与授权带的LTE子帧同步。因此，在子帧边界处生成载波感测(例如，执行CCA)之后生成信号传输的定时的概率是异常稀少的。也就是说，主要在除了子帧边界之外的点处执行CCA之后的传输。在此情况下，如图32所示，LTE基站LLc1可以使用前导(或具有可变长度的预留信号)以从信道的占用上至执行数据传输的定时来发送任何能量。例如，当LTE基站LLc1占据未授权带的信道时，其可以发送预留信号达时段INTR1。据此，LTE基站LLc1可以被配置为这样的：未授权带的其它设备STA1c和STA2c不占据对应信道。该方法可以匹配子帧边界，但具有低数据传输效率。当前导(或预留信号)足够长时，LTE基站LLc1足以执行数据传输。然而，在当前标准中，仅可以在子帧单元中发送数据，并且因此，不可以在发送前导(或预留信号)的时段INTR1中发送数据。
具体地说，由于地区(例如欧洲和日本)归因于传输和通信管制而具有关于可以发送最大连续信号的长度的限制，因此如果如图32所示的方法发送信号，则传输效率较低。
下文中，将描述用于增加未授权带中的传输效率的一种部分子帧以及部分子帧的传输定时。此外，以下将描述包括部分子帧的帧突发的结构和格式以及指示它们的方法。
图33是示出基于频分双工(FDD)的子帧结构的示图。
根据本发明示例性实施例的方法可以基于LTE FDD方案。
在FDD的情况下，如图33所示，一个无线电帧包括十个子帧。一个子帧占据1ms，并且包括两个时隙。也就是说，一个时隙占据0.5ms。
每个时隙包括7个正交频分复用(OFDM)码元，并且用于每个时隙中的第一OFDM码元No.0和7的循环前缀(CP)的长度是160*Ts，并且用于其余6个OFDM码元No.1至6以及8至13的CP是144*Ts。如图33所示，每个OFDM码元的长度是2048*Ts。因此，一个时隙的传输时间是15360*Ts。在此，Ts基于20MHz的带宽而变为0.0326μs(＝1/(30.72e6))。
4.1.一种用于增加未授权带中的传输效率的子帧以及部分子帧的传输定时
如上所述，图32示出用于当操作在未授权带中的LTE基站LLc1使用与IEEE802.11a/n/ac无线局域网(WLAN)设备STA1和STA2相同的未授权带(例如5GHz的频带宽)时保持与授权带的同步的共存性和方法。
CCA是用于通过使用能量等级来确定无线电信道是否被使用的方法。相似地，LBT执行与CCA相同的功能。关于信道的CCA或LBT的成功说明执行CCA或LBT的设备占据对应信道。信道的忙碌状态表示对应信道被占据，并且信道的空闲状态表示任何设备不使用该对应信道。
如图32所示，当WLAN设备STA1c首先在时间上占据未授权带的信道以发送信号(WLAN帧)时，WLAN设备STA2c和LTE基站LLc1均确定对应未授权带信道处于忙碌状态下，并且阻止信号传输。
如果WLAN设备STA1c的信号传输结束，则WLAN设备STA2c和LTE基站LLc1感测到对应信道处于空闲状态下。
当WLAN设备STA2c使用CCA检查功能感测到对应信道的空闲状态时，准备信号传输，但需要在经过分布式协调功能帧间间隔(DIFS)以及标准中称为随机回退的时间延迟时段(例如作为用于WLAN的信道接入技术的功能的分布式协调功能(DCF))之后执行信号传输。
相似地，当LTE基站LLc1也执行包括信道活动感测和随机延迟的功能的LBT功能以感测对应信道的空闲状态时，其经受任何随机延迟，并且然后准备信号传输(例如欧洲电信标准机构(ETSI)标准的LBT功能)。
在此情况下，WLAN设备STA2c和LTE基站LLc1彼此竞争以使用未授权带，并且首先经过作为上述任何随机延迟时间的q的设备可以赢得竞争以发送信号。在此，q可以是时间概念，并且可以是μs单位的计数器。
因此，WLAN设备STA2c和LTE基站LLc1均可以仅当经过称为恒定延迟的任何延迟时间q以及随机回退的总和时发送信号。在WLAN设备STA2c的情况下，如上所述，q可以包括DIFS时间(例如34μs)以及随机回退(例如9μs的倍数(包括0)，即，0-N*9μs的时间，然而，N服从IEEE 802.11标准)。在LTE基站LLc1的情况下，LBT功能的q可以包括WLAN的DIFS中的相似xlFS值和随机回退(例如N*20μs，然而，N基本上是随机的，并且根据ETSI管制，N的最大值可以是24)。
例如，当LTE基站LLc1在图32的第一空闲时段中经过随机回退时段(DIFS+CCA检查)时，WLAN设备STA2c首先经过“DIFS+随机回退时段”，以在定时Tc1a开始发送WLAN帧。
作为另一示例，在图32的第二空闲时段中，LTE基站LLc1赢得与WLAN设备STA1c和STA2c的竞争，以从子帧的中间点Tc1b开始发送信号。LTE基站LLc1所发送的未授权带的LTE帧突发可以包括具有可变长度的预留信号(VLRS：可变长度预留信号)、部分子帧以及完整子帧，并且可以满足最大传输长度限制。
然而，在当前LTE标准中，由于仅可以在子帧单元中进行数据传输，因此如图32所示，进行异常长时间的前导传输。在未授权带中可能充分地生成低效的传输结构。在CA的原理下，如果实际有效数据信号包括于预留信号中，则可以改进传输效率。将参照图34描述如何使用图32所示的部分子帧。
图34是示出根据本发明示例性实施例的用于使用部分子帧来增加传输效率的方法的示图。详细地说，图34示出用于在满足未授权带的LTE信号与授权带的LTE信号之间的时间同步以及最大传输长度管制的同时改进未授权带中的传输效率的方法。
如图34所示，短VLRS、紧凑同步基准信号(CSRS)和开始部分子帧(SPS)可以替代图32所示的长VLRS。此外，结束部分子帧(EPS)可以加入传输的结束。也就是说，与图32相比，从34可以理解，可以改进与SPS和EPS对应的传输效率。图34示出在VLRS和CSRS的传输之后LTE基站LLc1连续地发送一个SPS、三个完整子帧以及一个EPS的情况。
对于未授权带LTE，SPS可以使用基于现有时分双工(TDD)LTE的标准中所定义的时隙或下行链路导频时隙(DwPTS)，并且EPS可以使用DwPTS。
DwPTS时段是用于下行链路的部分子帧的各形式之一，并且取决于配置而具有可变长度。例如，DwPTS可以具有3、6、9、10、11以及12个OFDM码元之一的长度。发送块大小(TBS)定义为匹配每个DwPTS时段的长度。根据本发明示例性实施例的部分子帧(例如SPS和EPS)使用具有与7个OFDM码元对应的长度的时隙以及具有与3、6、9、10、11和12个OFDM码元对应的长度的DwPTS部分子帧。
同时，需要在发送包括时隙或DwPTS的SPS之前对未授权带调整传输定时。此外，需要定义VLRS与SPS之间所发送的CSRS。
如图34所示，在前导(或VLRS)之后发送作为同步信号的CSRS。此外，可以恰在发送作为同步信号的CSRS之后发送SPS。将参照图35详细描述该结构。
图35是示出根据本发明示例性实施例的开始部分子帧的传输定时与预留信号和同步信号的传输定时之间的关系的示图。详细地说，图35示出SPS的传输定时与VLRS的传输定时之间的关系以及SPS的传输定时与CSRS的传输定时之间的关系。在此，SPS可以使用时隙或受时移的DwPTS(下文中，“TS-DwPTS”)。
如图35所示，SPS在VLRS和CSRS的传输之后得以发送，并且SPS可以包括公共控制子帧指示符(CCSI)。在SPS之后所发送的完整子帧可以还包括CCSI，并且EPS也可以包括CCSI。并非EPS，也可以发送完整子帧。
将描述图35所示的VLRS和CSRS，并且将描述包括数据的时隙或TS-DwPTS。
4.1.1.VLRS
用于具有可变长度的前导(或VLRS)的序列v(n)的区域可以包括具有大约0.521μs的长度的最小信号单元传输时段。当LTE的数字采样速率是30.72MHz时，发送一个采样所耗费的时间Ts是0.326μs(＝1/(30.72e6))。因此，当数字采样速率是30.72MHz时，具有16的长度(16个采样)的序列的传输时间是16/(30.72e6)＝0.521μs。为了参照，LTE OFDM码元的传输时间是2048/(30.72e6)＝66.67μs。CP的传输时间(或长度)是144/(30.72e6)＝4.69μs或160/(30.72e6)＝5.2083μs。此外，一个LTE t子帧的长度(或传输时间)是30720/(30.72e6)＝1ms。也就是说，如果以1920数量连续地发送作为前导(或VLRS)的基本单元的序列，则序列变为1ms(一个LTE子帧可以划分为1920个时段)。下文中，用于VLRS的序列称为VLRS序列。
可以通过以下公式42生成具有16的长度的时域的VLRS序列v(n)。
(公式42)
在以上公式42中，p是用于对信号进行归一化的常数，并且是(然而，fs表示采样速率，并且N表示v(n)的元素的数量)。在以上公式42中，VLRS序列v(n)包括16个元素。
可以如以下公式43定义频域的VLRS序列z(k)和指数k。
(公式43)
z(k)＝[0 0 0 0 a-4 a-3 a-2 a-1 0 a1 a2 a3 a4 0 0 0]，
k＝{-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7}
在以上公式43中，指数k可以具有-N/2至N/2-1的值(例如-8～7)。
在以上公式43中，a-4至a4是复数，并且可以通过二进制比特如以下公式44得以定义。
(公式44)
bk＝0，ak＝1+j
bk＝1，ak＝-1-j
在以上公式44中，二进制比特b-4至b4可以通过作为LTE标准中所定义的基站的物理小区ID的部分的得以确定，并且可以映射为以下公式45。
(公式45)
在此，B(.)是执行对二进制数的转换的二进制运算符函数。例如，如果假设＝97，则作为二进制数的b-4b-3b-2b-1b1b2b3b4确定为01100001。因此，z(k)变为[0 0 0 0 1+j -1-j -1-j 1+j 0 1+j 1+j 1+j -1-j 0 0 0]。
当p为4时，如果z(k)取决于以上公式42而转换到时域中，则可以生成具有16的长度的下一VLRS序列v(n)。
v(n)＝[0.5+j0.5 0.1464+j0.7774-0.5+j1.2071 -0.4709+j0.8536 0.5-j0.5
0.8536-j1.2362 -0.2071-j0.5 -1.0703+j0.1464
-0.5-j0.5 0.1464-j1.0703 -0.5-j0.2071 -1.2362+j0.8536 -0.5+j0.5
0.8536-j0.4709 1.2071-0.5 0.7774+j0.1464]
具有可变长度的前导(或VLRS)具有大约0.5μs的粒度，并且因此，可以获得高自由度，并且设备在任何情况下在子帧内的任何定时占据共存性信道，并且可以匹配与授权带的OFDM码元时间同步。
图36是示出根据本发明示例性实施例的包括多个VLRS的“CP+OFDM码元”的传输时间的示图。
如图36所示，当LTE的数字采样速率为30.72MHz时，连续地发送(具有16的长度的)多个VLRS序列所耗费的时间精确地匹配于发送一个“CP+OFDM码元”所耗费的时间。一个VLRS序列v(n)可以具有16、12、8或4的长度(采样的数量)。
详细地说，连续地发送128个VLRS序列v(n)所耗费的时间精确地与一个OFDM码元的传输时间一致。此外，用于子帧的OFDM码元No.0或7的CP的长度(或传输时间)分别与连续地发送十个VLRS序列所耗费的时间相同。用于子帧的OFDM码元No.1至6或8至13的CP的长度(或传输时间)分别与连续地发送九个VLRS序列所耗费的时间相同。
同时，当LTE的数字采样速率是15.36MHz时，发送一个采样所耗费的时间Ts是1/(15.36e6)＝0.651μs。因此，当数字采样速率是15.36MHz时，具有8的长度的VLRS序列的传输时间是8/(15.36e6)＝0.521μs。
可以通过以下公式46生成具有8的长度的时域的VLRS序列v(n)。
(公式46)
在以上公式46中，p是用于对信号进行归一化的常数，并且是Δf＝(15.36MHz)/8。
可以如以下公式47定义频域的VLRS序列z(k)和指数k。
(公式47)
z(k)＝[0 0 0 0 0 0 a-2 a-1 0 a1 a2 0 0 0 0 0]，
k＝{-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7}
在以上公式47中，a-2至a2是复数，并且可以通过二进制比特如以下公式48得以定义。
(公式48)
bk＝0，ak＝1+j
bk＝1，aｋ＝-1-j
在以上公式44中，二进制比特b-2至b2可以通过作为LTE标准中所定义的基站的物理小区ID的部分的的偶数比特得以确定，并且可以映射为以下公式49。
(公式49)
在以上公式49中，BEVEN(.)将输入值转换为二进制数，并且是提取转换后的比特当中的偶数比特的函数。此外，的最大大小是255。例如，如果假设则作为偶数比特的集合的b-2b-1b1b2确定为0100。因此，z(k)变为[0 0 0 0 0 0 1+j -1-j 0 1+j 1+j 00 0 0 0]。
当p为4时，如果z(k)取决于以上公式46而转换到时域中，则可以生成具有8的长度的下一VLRS序列v(n)。
v(n)＝[0.5+j0.5 -0.3536+j0.3536 1+j0.0 -0.3536+j0.3536
0.5+j0.5 0.3536-j0.3536 0.0-j1.0 0.3536-j0.3536]
4.1.2.CSRS
图37是示出根据本发明示例性实施例的CSRS的频域结构的示图。详细地说，图37示出占据一个OFDM码元的(具有与一个OFDM码元对应的时间长度的)CSRS的频率结构。在图37中，表示与系统的整个下行链路带宽对应的物理资源块(PRB)的数量，并且一个PRB包括12个子载波。
CSRS映射到的频域可以具有(使用天线端口No.0)映射到现有LTE子帧的OFDM码元No.0的CSRS结构，并且可以通过以下公式50得以生成。
(公式50)
在以上公式50中，a是复数码元，并且表示输入逆快速傅立叶变换(IFFT)块的信号。此外，在以上公式50中，p表示天线端口编号，并且与频率基础的指数k和OFDM码元的指数I对应。可以定义如以下公式51。
(公式51)
在以上公式51中，1表示授权带的OFDM码元编号，ns表示授权带的时隙编号。表示与整个下行链路带宽对应的最大PRB数量。c(i)可以定义如以下公式52。
(公式52)
c(n)＝(x1(n+NC)+x2(n+NC))mod 2
x1(n+31)＝(x1(n+3)+x1(n))mod 2
x2(n+31)＝(x2(n+3)+x2(n+2)+x2(n+1)+x2(n))mod 2
在以上公式52中，Nc＝1600，并且第一m序列x1(.)初始化为x1(0)＝1以及x1(n)＝0(n＝1、2、……、30)。
第二m序列x2(.)初始化为
在此，初始种子Cinit定义如并且表示基站的物理小区身份(PCI)，而且表示504个PCI之一。
在以上公式50中，与频域映射关联的指数k可以如以下公式53。
(公式53)
k＝6m+(v+vshift+z)mod 6
l＝6
z＝0，α
在以上公式53中，v可以定义如v＝0。
在以上公式53中，α可以定义如
在以上公式53中，vshift可以定义如
图38是示出根据本发明示例性实施例的基于基站的确定而取消CSRS传输的情况的示图。
如图38所示，也可以通过LTE基站LLc1的确定来取消CSRS的传输。详细地说，可以在VLRS的传输之后在没有CSRS的情况下发送SPS。
4.1.3.SPS、完整子帧(FS)和EPS
如上所述，SPS可以包括时隙或TS-DwPTS。可以在时间上在VLRS和CSRS的传输之后发送SPS。
如图35或图38所示，EPS与连续传输的结束对应，并且可以在DwPTS中得以发送。
下文中，将描述使用时隙或DwPTS所定义的部分子帧，并且将描述可以被配置为与可以在未授权带中生成的情况对应的整个帧突发格式。
TS-DwPTS和DwPTS可以定义为以下表5。
(表5)
DwPTS和TS-DwPTS的定义和长度
部分子帧长度 DwPTS TS-DwPTS
3个OFDM码元 6592*T<sub>s</sub> 6576*T<sub>s</sub>
6个OFDM码元 13168*T<sub>s</sub> 13152*T<sub>s</sub>
9个OFDM码元 19760*T<sub>s</sub> 19744*T<sub>s</sub>
10个OFDM码元 21952*T<sub>s</sub> 21936*T<sub>s</sub>
11个OFDM码元 24144*T<sub>s</sub> 24128*T<sub>s</sub>
12个OFDM码元 26336*T<sub>s</sub> 26320*T<sub>s</sub>
然而，作为LBT的结果，并未配置SPS，并且也可以在没有SPS的情况下发送完整子帧。
作为LBT结果，当VLRS的传输定时确定为与14个OFDM码元的一个点对应的时间时，将参照图39至图42描述SPS得以配置并且因此在“VLRS+CSRS”之后得以发送的情况以及完整子帧在没有SPS的情况下得以直接配置并且因此在“VLRS+CSRS”之后得以发送的情况。
图39是示出根据本发明示例性实施例的当最大传输长度为4ms时基于VLRS的传输定时而配置开始部分子帧和结束部分子帧的示图。
详细地说，图39示出SPS包括时隙的情况。也就是说，图39示出SPS具有7个OFDM码元的长度的情况。
图39示出CSRS的传输定时限制为OFDM码元No.6和13的情况。
如图39所示，在LBT之后可以立即进行传输的定时是子帧的14个OFDM码元编号传输定时之一。因此，可以使用VLRS来可变地调整LTE基站LLc1的实际信号传输定时，从而仅在特定OFDM码元位置No.6和13中发送CSRS。在此，VLRS的传输并非在OFDM码元的边界处开始，并且如图39所示，在LBT操作结束之后，VLRS的传输可以在确定可以进行信号传输的定时立即开始。也就是说，LTE基站LLc1并不等待OFDM码元的开始点，并且可以在可以发送信号的定时立即发送VLRS。VLRS可以具有一个OFDM码元或更大的长度，或也可以具有分数OFDM码元的长度(例如小于一个OFDM码元的长度)。
图39示出EPS具有3、6、9、10、11或12个OFDM码元的长度的情况。
如图39所示，取决于VLRS的传输定时，可以配置或可以不配置SPS或EPS。
图40是示出根据本发明另一示例性实施例的当最大传输长度为4ms时基于VLRS的传输定时而配置开始部分子帧和结束部分子帧的示图。详细地说，图40示出SPS包括时隙并且CSRS被排除的情况。
图40的示例性实施例与图39的示例性实施例不同在于，CSRS传输被取消。
图41是示出根据本发明另一示例性实施例的当最大传输长度为4ms时基于VLRS的传输定时而配置开始部分子帧和结束部分子帧的示图。详细地说，图41示出基于TS-DwPTS配置SPS的情况。
图41示出SPS具有12、11、10、9、7、6或3个OFDM码元的长度的情况。
图41示出CSRS的传输定时是OFDM码元No.1至4、6、7、10或13的情况。
如图41所示，VLRS的传输并不在OFDM码元的边界处以及LBT操作结束之后开始，VLRS的传输可以在确定可以进行信号传输的定时立即开始。
图41示出EPS具有3、6、9、10、11或12个OFDM码元的长度的情况。
如图41所示，取决于VLRS的传输定时，可以配置或可以不配置SPS或EPS。
图42是示出根据本发明另一示例性实施例的当最大传输长度为4ms时基于VLRS的传输定时而配置开始部分子帧和结束部分子帧的示图。详细地说，图42示出SPS基于TS-DwPTS而得以配置并且CSRS被排除的情况。
图42的示例性实施例与图41的示例性实施例不同在于，CSRS传输被取消。
作为根据本发明示例性实施例的部分子帧(例如SPS和EPS)的概念的DwPTS的种类和数量是有限的。此外，如果部分子帧的位置乱序，则可以在所有情况下生成帧突发格式。此外，可以进行关于每个部分子帧的独立调度，并且因此，即使执行重传，终端也可以一定接收作为图39至图42的帧形式之一的信号。
4.1.4.CCSI
在用于LAA的LTE帧结构中，如图39所示，取决于VLRS的传输定时，有效数据的初始部分受限为(实际上与时隙对应的)部分子帧或完整子帧。此外，随后于数据传输的初始部分所发送的帧形式可以再次是部分子帧或完整子帧。此外，数据传输的结束部分可以是部分子帧或完整子帧。
因此，终端(接收机)可以基于控制信道(例如物理下行链路控制信道(PDCCH))中所包括的CCSI信息而识别关于接收到的当前子帧或下一子帧是部分子帧、完整子帧还是特殊子帧的信息。CCSI信息可以定义如以下表6和表7，并且基站可以通过作为控制信道的PDCCH发送CCSI信息。
(表6)
CCSI中所包括的最低有效位(LSB)4比特的定义和长度
(表7)
CCSI中所包括的最高有效位(MSB)3比特的定义
CCSI信号 当前或下一子帧配置
0 下一子帧是下行链路子帧
1 下一子帧是特殊子帧并且下行链路子帧的结束
2 下1个子帧是上行链路子帧
3 下2个子帧是上行链路子帧
4 下3个子帧是上行链路子帧
5 下4个子帧是上行链路子帧
6 下5个子帧是上行链路子帧
7 下6个子帧是上行链路子帧
如图35或图38所示，CCSI可以包括于部分子帧(例如SPS、EPS)或完整子帧的控制信道中，并且CCSI可以具有总共7比特信息。CCSI可以表示关于当前子帧或下一子帧的配置信息。详细地说，CCSI的LSB 4比特表示当前子帧或下一子帧内所占据的OFDM码元的数量，并且可以定义如以上表6。CCSI的MSB 3比特表示下一子帧是下行链路子帧、特殊子帧还是上行链路子帧，并且可以定义如以上表7。
图43是示出根据本发明示例性实施例的部分子帧的下行链路控制信息信道和下行链路数据信道对频域的映射关系的示图。详细地说，图43示出PDCCH、增强PDCCH(EPDCCH)以及用于下行链路和上行链路导频时隙(UpPTS)的物理下行链路共享信道(PDSCH)和用于上行链路的物理上行链路共享信道(PUSCH)。
如图43所示，DwPTS(或TS-DwPTS)或时隙可以包括PDCCH(或EPDCCH)区域以及PDSCH区域。PDCCH(或EPDCCH)包括下行链路控制信息(DCI)。PDSCH发送数据。
由于ePDCCH可以具有小于PDCCH的所占据的资源，因此ePDCCH可以单独分配给PDSCH区域而非PDCCH。PDCCH包括CCSI信息。
4.2.用于支持特殊子帧、完整子帧和部分子帧的未授权带中的上行链路和传输定 时的CCSI信令
下文中，将描述用于使用SPS、完整子帧、特殊子帧、EPS以及(控制信道中所包括的)CCSI以发送上行链路信号的方法。
图44是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度的限制是4ms时的第一子帧(或第一SPS)的CCSI信息配置的示图。
详细地说，图44示出上行链路和下行链路一起出现的LTE-LAA TDD帧格式。可以取决于图35或图38的应用而对图44的LTE-LAA TDD帧格式进行分类。
在图44所示的情况1下，LTE-LAA TDD帧格式可以包括VLRS、CSRS、(包括CCSI的)下行链路SPS、特殊子帧(DwPTS、VLRS、GP、UpPTS)以及两个上行链路完整子帧。
在图44所示的情况2下，LTE-LAA TDD帧格式可以包括VLRS、CSRS、(包括CCSI的)下行链路SPS、下行链路完整子帧、特殊子帧(DwPTS、VLRS、GP、UpPTS)以及上行链路完整子帧。
在图44所示的情况3下，LTE-LAA TDD帧格式可以包括VLRS、CSRS、(包括CCSI的)下行链路SPS、两个下行链路完整子帧以及特殊子帧(DwPTS、VLRS、GP、UpPTS)。
在图44所示的情况4下，LTE-LAA TDD帧格式可以包括VLRS、CSRS、(包括CCSI的)下行链路SPS以及三个下行链路完整子帧。
图44的LTE-LAA TDD帧格式可以由PDCCH中所包括的7比特CCSI表示。
如图44所示，可以通过连续的下行链路子帧(或下行链路部分子帧)、特殊子帧以及上行链路子帧(或上行链路部分子帧)等的配置和传输定时来确定SPS中所包括的7比特CCSI信息。
在图44所示的情况1下，SPS中所包括的CCSI信息是0010010。详细地说，为了通知在SPS之后所发送的子帧是特殊子帧，CCSI(7比特)当中的MSB 3比特变为001，并且为了通知对应特殊子帧的下行链路传输部分(DwPTS)占据九个OFDM码元的信息，CCSI(7比特)当中的LSB 4比特变为0010。
在图44所示的情况2、3和4下，SPS中所包括的CCSI信息是0000110。详细地说，为了通知在SPS之后所发送的子帧是下行链路子帧，CCSI的MSB 3比特变为000，并且为了通知在SPS之后所发送的子帧是完整子帧(占据14个OFDM码元)的信息，CCSI的LSB 4比特变为0110。
图45是示出根据本发明示例性实施例的当最大连续传输长度的限制是4ms时的第二子帧(或第二SPS)的CCSI信息配置的示图。
如图45所示，在SPS之后所发送的子帧(特殊子帧或下行链路子帧)中所包括的CCSI信息与SPS中所包括的CCSI信息(图44)不同。
在图45所示的情况1的连续传输突发中，在SPS之后的特殊子帧中所包括的CCSI信息是0111010。详细地说，为了通知在下一子帧定时所发送的子帧是上行链路子帧并且配置两个上行链路子帧，CCSI(7比特)当中的MSB 3比特变为011。此外，为了通知当前特殊子帧的下行链路传输部分(DwPTS)占据十个OFDM码元，CCSI(7比特)当中的LSB 4比特变为1010。
在图45所示的情况2下，在SPS之后的子帧中所包括的CCSI信息是0010011。详细地说，为了通知在当前子帧之后所发送的子帧是特殊子帧并且下行链路子帧结束，CCSI(7比特)当中的MSB 3比特变为001。此外，为了通知在当前子帧之后的特殊子帧的下行链路传输部分(DwPTS)占据十个OFDM码元，CCSI(7比特)当中的LSB 4比特变为0011。
在图45所示的情况3和4下，在SPS之后的特殊子帧中所包括的CCSI信息是0000110。详细地说，为了通知在当前子帧之后所发送的子帧是下行链路子帧，CCSI(7比特)当中的MSB 3比特变为000。此外，为了通知在当前子帧之后的下行链路子帧占据完整子帧(占据14个OFDM码元)，CCSI(7比特)当中的LSB 4比特变为0110。
同时，如图44或图45所示，上行链路包括UpPTS和遗留LTE上行链路子帧。VLRS以及不发送信号的空白保护时段(GP)出现在下行链路传输时段与上行链路传输时段之间。
图46是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、CSRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧、UpPTS以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
此外，图47是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧、UpPTS以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图46和图47示出下行链路SPS具有7个OFDM码元的长度并且特殊子帧的DwPTS具有12个OFDM码元的长度的情况。
图47的示例性实施例与图46的示例性实施例不同在于，不发送CSRS传输。
如果发送特殊子帧，则可以发送特殊子帧的位置取决于发送初始VLRS的定时而是相对的。如图46和图47所示，不从初始传输信号发送特殊子帧的原因在于，终端(接收机)可能具有不足的用于关于解调CCSI并且然后执行上行链路传输的处理时间的裕量。也就是说，为了终端具有解调下行链路传输中所包括的CCSI的信息并且准备上行链路传输所需的充足时间裕量，使得所有初始传输成为下行链路传输。因此，发送初始下行链路数据传输信号(例如SPS或开始完整子帧)的CCSI的定时与进行第一上行链路传输的定时之间的差等于或大于1.5个子帧。
因此，如图46或图47所示，在特殊子帧之前发送下行链路子帧(或部分子帧)至少一次。
图48是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、CSRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图49是示出根据本发明示例性实施例的使用VLRS、部分子帧(TS-DwPTS)、下行链路完整子帧以及上行链路子帧的下行链路和上行链路帧配置的示图。
图48和图49示出下行链路SPS具有7个OFDM码元的长度并且特殊子帧的DwPTS具有12个OFDM码元的长度的情况。
图48和图49的示例性实施例与图46和图47的示例性实施例的不同在于，在没有UpPTS的情况下发送上行链路信号。
图49的示例性实施例与图48的示例性实施例不同在于，不发送CSRS传输。
4.3.用于通过使用聚合上行链路传输时间指示符信号(AUTTIS)来确定适合于未 授权带的机会和自适应上行链路信号传输定时的方法
可以基于图44或图45所示的帧结构而将上行链路信号的传输定时高效地确定为匹配未授权带。
图50是示出根据本发明示例性实施例的UL批准和AUTTIS信息与上行链路传输之间的关系的示图。图50示出操作在未授权带中的WiFi设备STA3c以及终端UE1和UE2还有操作在未授权带和授权带二者中的LTE基站LLc1。
详细地说，图50示出在LTE未授权带系统和WiFi系统共存的情况下当基站所批准的终端执行上行链路传输时。
如图50所示，在子帧编号(SFN)373、375和379给出(发送)上行链路(UL)批准。也就是说，在SFN 373的定时给出(发送)用于终端UE2的CCSI和UL批准UL批准#1，并且在SFN 375和379的定时给出(发送)用于终端的CCSI以及UL批准UL批准#2和UL批准#3。在该说明书中，在SFN A发送并且接收信号包括：在SFN A的定时发送并且接收信号。
如果发送UL批准，则接收到UL批准的终端UE1和UE2准备执行上行链路传输。然而，终端UE1和UE2实际上发送上行链路信号的定时恰在接收到AUTTIS的定时之后。
如图50所示，当在SFN 373、375和379发送UL批准UL批准#1、#2以及#3时，LTE基站LLc1确认未授权带信道在SFN 378和384的定时处于空闲状态下。此外，LTE基站LLc1成功于接近对应信道，以在恒定回退之后发送VLRS和CSRS。CSRS被省略并且可以由VLRS替代。
然后，LTE基站LLc1在SFN 379和385的定时发送包括AUTTIS和CCSI的控制信道(例如PDCCH)。
接下来，终端UE1和UE2在SFN 379和385解调控制信道中所包括的AUTTIS。
如果终端UE1和UE2成功于AUTIS解调，则在相反地距解调定时的过去N(例如8)个子帧时间内确认终端传输定时信息。在此，终端传输定时信息表示LTE基站LLc1所确定的可发送的终端的传输定时信息。也就是说，由于终端UE1和UE2通过接收先前控制信道而获知给出UL批准的定时，因此当AUTTIS所表示的UL批准定时以及终端UE1和UE2实际接收到的UL批准的定时彼此一致时，终端UE1和UE2可以执行上行链路传输。
如上所述，控制信道(例如PDCCH)中所包括的AUTTIS暗指关于用于在用于AUTTIS的窗口的长度内发送UL批准的子帧时间的上行链路帧响应传输指令的信息。在此，用于AUTTIS的窗口基于发送AUTTIS信号的定时而与过去N(8)个子帧对应。
也就是说，如果终端UE1和UE2所批准的UL对AUTTIS进行解调，则它们可以基于发送AUTTIS的子帧的定时(例如SFN 379或385)而确认匹配在过去N(例如8)个子帧当中发送UL批准的子帧的定时的传输批准信号。
同时，在图50中，终端UE1和UE2不检查未授权带信道是否处于空闲状态下。也就是说，当终端UE1和UE2接收到AUTTIS时，如果预定时间(例如4ms)从接收到UL批准的定时逝去，则可以执行上行链路传输以配合AUTTIS所表示的顺序，而不确认信道状况(信道状态)。为此目的，LTE基站LLc1执行关于未授权带信道的调度(例如，连续地发送VLRS)。
将参照图51详细描述终端UE1和UE2的传输和重传。
图51是示出根据本发明示例性实施例的AUTTIS二进制比特结构与上行链路批准(UL批准)之间的关系的示图。图51示出操作在未授权带中的WiFi设备STA3c以及终端UE1和UE2还有操作在未授权带和授权带二者中的LTE基站LLc1。详细地说，图51的示例性实施例基于图50的示例性实施例。
如图51所示，AUTTIS可以在子帧单元中表示基于发送AUTTIS的子帧定时在过去N(例如8)个子帧当中发送UL批准信息的子帧。例如，当N＝8时，AUTTIS可以包括8比特。
此外，由于从最靠近AUTTIS的MSB的比特确定终端的传输顺序，因此可以自动地确定关于多个终端的传输顺序。
例如，如果假设在SFN 373发送用于终端UE2的UL批准UL批准#1并且在SFN 375和379发送用于终端UE1的UL批准UL批准#2和#3，则将详细描述终端UE1和UE2的传输定时。
如图51所示，终端UE1和UE2在SFN 379的定时接收到的AUTTIS向终端UE1和UE2通知关于SFN 369至376当中的发送UL批准的SFN的信息。
当在SFN 379所发送的AUTTIS的8比特当中的用于SFN 373和375的每个比特设置为1时(当用于其余SFN的比特设置为0时)，终端UE1和UE2在SFN 379接收对应AUTTIS，并且对其进行解调，然后与在SFN 373所发送的UL批准UL批准#1关联的终端UE2在SFN380的定时执行上行链路传输，并且与在SFN 375所发送的UL批准UL批准#2关联的终端UE1在SFN 381的定时执行上行链路传输。也就是说，终端UE2确认在SFN 379所发送的AUTTIS的8比特当中的用于SFN 373的比特之前的四个比特具有0的值，并且随后于发送AUTTIS的SFN 379在SFN380执行上行链路传输。此外，终端UE1确认在SFN 379所发送的AUTTIS的8比特当中的用于SFN 375的比特之前的具有1的值的一个比特(用于SFN 373的比特)出现，并且在从发送AUTTIS的SFN 379等待一个子帧时间之后，上行链路传输在SFN 381得以执行。
也就是说，在SFN 379所发送的AUTTIS的8比特当中的设置为1的比特是两个(用于SFN 373和375的比特)。与具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特对应的UL批准UL批准#1具有可以优先发送信号的优先级。因此，在SFN 380，终端UE2在终端UE1之前执行上行链路信号传输，然后在SFN 381，终端UE1执行上行链路信号的传输。
在SFN 379所发送的AUTTIS是00001010(当N＝8时)，并且在SFN 385所发送的AUTTIS是10001000(当N＝8时)。也就是说，在SFN 379所发送的AUTTIS的比特当中的具有1的值的比特的数量是两个，并且具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特与LTE基站LLc1在SFN 373所发送的UL批准UL批准#1对应，而且第二靠近MSB的比特与LTE基站LLc1在SFN 375所发送的UL批准UL批准#2对应。
因此，由于没有在SFN 374所发送的UL批准，因此终端UE2和终端UE1可以在SFN380和381依次执行上行链路传输，并且LTE基站LLc1可以获知终端UE2和UE1在没有间隙的情况下依次发送上行链路信号。
因此，当LTE基站LLc1可以在未授权带中发送AUTTIS时，LTE基站LLc1可以通过异步、自适应以及聚合形式来高效地向终端UE1和UE2通知上行链路传输定时。此外，用于使用AUTTIS的方法具有这样的优点：在预定时间(4ms)从UL批准定时逝去的定时不执行上行链路传输，也就是说，具有传输定时灵活性。
当多个终端在相同的子帧时间获得UL批准并且发送信号时，所述多个终端可以如现有授权带的操作而基于频分复用来同时发送信号。
同时，AUTTIS可以具有分离地通知重传请求的功能。在根据本发明示例性实施例的方法中，与作为用于现有授权带的方案的同步形式的基于混合自动重复请求(HARQ)上行链路传输定时的方案不同，执行异步重传调度。
如图51所示，LTE基站LLc1在SFN 383通过授权带向终端UE1请求终端UE1在SFN381所发送的上行链路子帧的重传。也就是说，当未接收到在SFN 381所发送的上行链路子帧时，LTE基站LLc1可以向终端UE1请求对应上行链路子帧的重传。此外，终端UE1在SFN 386执行对应上行链路子帧的重传。
由于在SFN 385所发送的AUTTIS指示在SFN 375所发送的UL批准UL批准#2(AUTTIS的MSB 1比特具有1的值)，因此执行LTE基站LLc1在SFN 381接收到的上行链路信号的重传。在图51中，在SFN 385所发送的用于AUTTIS的窗口对应于SFN 375至SFN 382。
在SFN 385所发送的AUTTIS是10001000(在N＝12的情况下)，其中，具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特与LTE基站LLc1在SFN 375所发送的UL批准(UL批准#2)对应，并且第二靠近MSB的比特与LTE基站LLc1在SFN 379所发送的UL批准(UL批准#3)对应。也就是说，由于具有1的值的两个比特当中的最靠近MSB的比特与重传对应，因此终端UE1在SFN 386执行重传，并且与在SFN 379所发送的UL批准(UL批准#3)对应的上行链路子帧在SFN 387得以发送。
图52是示出根据本发明示例性实施例的恰在上行链路传输之前所执行的短LBT的示图。图52示出操作在未授权带中的WiFi设备STA3c和终端UE1以及操作在未授权带和授权带二者中的LTE基站LLc1。
图52示出LTE基站LLc1在SFN 386的定时发送包括AUTTIS和CCSI的控制信道的情况。
如图52所示，终端UE1可以在执行上行链路传输之前执行短LBT操作之后发送上行链路信号。不应用短LBT的情况(例如图51的示例性实施例)对应于默认。
如图52所示，终端UE1所执行的短LBT的时间短于前述LBT的时间(例如，当LTE基站执行时的LBT的时间)。
如果共享信道处于忙碌状态下达短LBT时段，则终端UE1取消上行链路传输，并且如果对应共享信道处于空闲状态下，则终端UE1执行上行链路传输。
然而，当应用短LBT(例如图52的示例性实施例)以及不应用短LBT(例如图51的示例性实施例)时，AUTTIS在子帧单元中所指示的整个上行链路传输定时和机制不存在差别。也就是说，图52的示例性实施例与图51的示例性实施例的差别在于，应用短LBT，但图52的示例性实施例的其余操作原理与图51的示例性实施例相似。
同时，如图52所示，当终端UE1执行短LBT时，可以在短LBT之后发送具有小于完整子帧的长度的上行链路子帧(例如13或12个OFDM码元的长度)而非完整子帧(14个OFDM码元)。
同时，短LBT的长度可以是(16+9*k)μs。在此，k是系统所定义的参数。
图53是示出根据本发明示例性实施例的发射机的示图。
发射机Tx100包括处理器Tx110、存储器Tx120以及射频(RF)转换器Tx130。
处理器Tx110可以被配置为：实现结合该说明书中基站的发送或终端的发送所描述的过程、功能和方法。此外，处理器Tx110可以控制发射机Tx100的每个组件。
存储器Tx120连接到处理器Tx110，并且存储与处理器Tx110的操作关联的各种类型的信息。
RF转换器Tx130连接到处理器Tx110，以发送并且接收无线电信号。此外，发射机Tx100可以具有单个天线或多个天线。
发射机Tx100可以是基站或终端。
图54是示出根据本发明示例性实施例的接收机的示图。
接收机Rx200包括处理器Rx210、存储器Rx220以及RF转换器Rx230。
处理器Rx210可以被配置为：实现结合该说明书中基站的接收或终端的接收所描述的过程、功能和方法。此外，处理器Rx210可以控制接收机Rx200的每个组件。
存储器Rx220连接到处理器Rx210，并且存储与处理器Rx210的操作关联的各种类型的信息。
RF转换器Rx230连接到处理器Rx210，以发送并且接收无线电信号。此外，发射机Rx200可以具有单个天线或多个天线。
接收机Rx200可以是终端或基站。
本发明示例性实施例并非仅通过以上所描述的装置和/或方法得以实现，而是可以通过实现与本发明示例性实施例的配置对应的功能的程序或记录有该程序的记录介质而得以实现，其可以由本领域技术人员根据前述示例性实施例的描述容易地实现。
虽然已经结合目前看作实际示例性实施例的示例性实施例描述本发明，但应理解，本发明不限于所公开的实施例，而是反之，意图覆盖所附权利要求的精神和范围内所包括的各种修改和等同布置。

Claims (22)

1.一种用于发射机的传输方法，所述方法包括：
执行针对占用未授权带的干净信道评估(CCA)；
在所述未授权带根据所述CCA而被确定为空闲之后，通过包括在比完整子帧短的部分子帧中的控制信道来发送第一配置信息，并且通过包括在所述部分子帧中的数据信道来发送数据；
其中，所述第一配置信息指示跟着所述部分子帧的下一子帧中所占据的码元的数量。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
通过包括在所述下一子帧中的控制信道来发送第二配置信息，并且通过包括在所述下一子帧中的数据信道来发送数据，其中，所述第二配置信息指示所述下一子帧中所占据的码元的数量。
3.如权利要求2所述的方法，其中，所述下一子帧为完整子帧。
4.如权利要求2所述的方法，其中，所述下一子帧为结束部分子帧。
5.如权利要求4所述的方法，其中，所述结束部分子帧的时间长度与长期演进(LTE)系统的下行链路导频时隙(DwPTS)的时间长度相同。
6.如权利要求4所述的方法，其中，所述结束部分子帧的时间长度为3、6、9、10、11和12个码元的长度中的一个。
7.如权利要求1所述的方法，还包括：
通过包括在所述下一子帧中的控制信道来发送第二配置信息，并且通过包括在所述下一子帧中的数据信道来发送数据，其中，所述下一子帧为完整子帧，并且所述第二配置信息指示跟着所述下一子帧的结束部分子帧中所占据的码元的数量。
8.如权利要求1所述的方法，还包括：
通过包括在所述下一子帧中的控制信道来发送第二配置信息，并且通过包括在所述下一子帧中的数据信道来发送数据，其中，所述下一子帧为所述部分子帧之后的第一完整子帧，并且所述第二配置信息指示跟着所述第一完整子帧的第二完整子帧中所占据的码元的数量。
9.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一配置信息包括4比特。
10.如权利要求1所述的方法，还包括：
当在所述部分子帧被发送之前所述未授权带根据所述CCA而被确定为空闲时，发送预留信号以用于防止其他装置占用所述未授权带。
11.如权利要求10所述的方法，其中，所述预留信号的时间长度为16个采样。
12.一种由接收机通过未授权带信道而执行的方法，所述方法包括：
在所述未授权带被确定为空闲之后，从发射机接收参考信号；
通过包括在比完整子帧短的部分子帧中的控制信道来接收第一配置信息，并且通过包括在所述部分子帧中的数据信道来接收数据；
其中，所述第一配置信息指示跟着所述部分子帧的下一子帧中所占据的码元的数量。
13.如权利要求12所述的方法，还包括：
通过包括在所述下一子帧中的控制信道来接收第二配置信息，并且通过包括在所述下一子帧中的数据信道来接收数据，其中，所述第二配置信息指示所述下一子帧中所占据的码元的数量。
14.如权利要求13所述的方法，其中，所述下一子帧为完整子帧。
15.如权利要求13所述的方法，其中，所述下一子帧为结束部分子帧。
16.如权利要求15所述的方法，其中，所述结束部分子帧的时间长度与长期演进(LTE)系统的下行链路导频时隙(DwPTS)的时间长度相同。
17.如权利要求15所述的方法，其中，所述结束部分子帧的时间长度为3、6、9、10、11和12个码元的长度中的一个。
18.如权利要求13所述的方法，还包括：
通过包括在所述下一子帧中的控制信道来接收第二配置信息，并且通过包括在所述下一子帧中的数据信道来接收数据，其中，所述下一子帧为完整子帧，并且所述第二配置信息指示跟着所述下一子帧的结束部分子帧中所占据的码元的数量。
19.如权利要求13所述的方法，还包括：
通过包括在所述下一子帧中的控制信道来接收第二配置信息，并且通过包括在所述下一子帧中的数据信道来接收数据，其中，所述下一子帧为所述部分子帧之后的第一完整子帧，并且所述第二配置信息指示跟着所述第一完整子帧的第二完整子帧中所占据的码元的数量。
20.如权利要求13所述的方法，其中，所述第一配置信息包括4比特。
21.如权利要求13所述的方法，其中，当在所述部分子帧被从所述发射机发送之前所述未授权带被确定为空闲时，接收所述参考信号以用于防止其他装置占用所述未授权带。
22.如权利要求21所述的方法，其中，所述参考信号的时间长度为16个采样。
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