CN110089039A

CN110089039A - 数字无线电中rds信号的优化解调

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Publication number: CN110089039A
Application number: CN201780072563.3A
Authority: CN
Inventors: 林超
Original assignee: Continental Automotive GmbH; Continental Automotive France SAS
Current assignee: Continental Automotive GmbH; Continental Automotive France SAS
Priority date: 2016-11-24
Filing date: 2017-11-23
Publication date: 2019-08-02
Anticipated expiration: 2037-11-23
Also published as: WO2018096284A1; CN110089039B; FR3059183B1; US20190245571A1; FR3059183A1; US10615833B2

Abstract

用于校正用于车辆的车辆无线电系统（10）中的RDS解调的方法，该车辆无线电系统（10）包括带有RDS解调模块的数字内核（1）、数控振荡器（2）、混合输入信号与数控振荡器的输出的数字混频器（3）、用于恢复包括一系列码元S(k)的基带上的RDS信号的低通滤波器（4）、被配置成估计基带上的信号的相位偏差的相位估计模块（5），该方法包括在低通滤波器下游的作用于相位均衡器（6）的第一校正（61），其根据基带上的信号的相位偏差的估计来消除该相位偏差，以及可选地形成反馈回路（62）的第二校正，其作用于数控振荡器，根据基带上的信号的相位偏差的漂移来进行校正。

Description

数字无线电中RDS信号的优化解调

技术领域

本发明涉及用于机动车辆的车辆无线电系统，尤其涉及被配置成接收包括编码在副载波中的RDS（英语“Radio Data System（无线电数据系统）”的缩写）格式的数字数据的FM信道的系统。

背景技术

在实践中，这个57 kHz的副载波是19 kHz的基准频率的三倍，但事实证明，在这些频率上观察到的精度不是最佳的，尤其是如果考虑到所涉及的各种发射器和各种接收器彼此合作的情况。

基于此，接收器必须具有用于校准载波频率以及附带地校准相位的机构，以便能够在令人满意的条件下解调通过天线接收的信号并从中推断出可用于所谓的RDS信息的所谓的“基带上的”信号。

在纯模拟无线电的先前背景下开发的PLL（英语的“Phase Locked Loop”，即锁相环）类型的反馈回路是本领域技术人员已知的。

该PLL型解决方案已被迁移到实现数字处理的车辆无线电的环境，并且称为“科斯塔斯环”。

然而，事实证明，在使用“有限脉冲响应”（RII）数字滤波器和向量DSP（DSP是英语“Digital Signal Processor”的缩写，即数字信号处理器）的背景下，从经济角度来看，实现这种“科斯塔斯环”迁移并不是最佳的。

因此，发明人认识到，需要改进用于在实现数字处理的车辆无线电系统中校准RDS载波、包括相位的解决方案。

发明内容

为此，本文提出了一种用于校正用于车辆的车辆无线电系统中的RDS解调的方法，该车辆无线电系统包括：

• 带有RDS解调模块的数字内核，

• 数字信号输入，

• 数控振荡器，其用于提供复数值，

• 复数数字混频器，其用于混合输入信号与数控振荡器的输出，

• 低通滤波器，其用于恢复在基带上解调的RDS信号，包括一系列复数码元S(k)，

• 相位估计模块，其被配置成估计基带上的信号的相位偏差，

• 滤波后的信号被传输到其中的RDS解码模块，

该方法包括在低通滤波器下游的作用于相位均衡器的第一校正，其根据基带上的信号的相位偏差的估计来消除相位偏差。

得益于这些布置而获得了相位校准，这改进了下游解码的可靠性，在使用向量DSP和相对简单的计算时也是如此。这样，在不必修改数控振荡器的频率的情况下校正了较小的相位偏差。

在根据本发明的系统的各种实施例中，可能地，还可以借助于以下布置中的一个和/或另一个。

根据一个优选备选方案，相位估计模块对最后接收的N个码元S(k)执行相位偏差计算，N是整数，优选地包括在4到16之间，更优选地等于8。

实际上，认为相位在这N个最后码元上变化很小。有利地，对最后接收的码元计算平均从而使得能够去除由于电干扰而非常局部地扰乱接收信号的异常值。

根据一个特定备选方案，基于下式来估计在数控振荡器2的频率与发射器的频率之间的相位偏差的计算：

。

这样，使用对表示最后接收的N个码元的复数数据进行的相对简单的计算，无论所述码元具有0°附近的相位还是具有180°附近的相位（BPSK编码，BPSK是英语的“BinaryPhase Shift Keying（二进制相移键控）”，即根据两个值的相位变化调制），对其取平方都自然地“去除了”180°相位；这样就得到了这最后接收的N个码元的平均相位偏差。

根据一个特定备选方案，计算所估计的相位偏差的共轭，将该共轭注入到相位均衡器，在那里，将会消除传输给解码模块的当前码元的相位偏差。

根据下式来计算所估计的相位偏差的共轭：

。

这样，非常简单的共轭和乘法计算就足以消除传输给解码模块的码元的相位偏差。

根据一个特定备选方案，该方法包括形成反馈回路的第二校正，其作用于数控振荡器，根据基带上的信号的相位偏差的漂移来将数控振荡器的频率校准为尽可能接近接收到的RDS副载波。

这样，在57 kHz副载波漂移很快的情况下，针对更大的相位漂移消除了潜在的“相位跳变”问题。

根据一个特定备选方案，仅在相位偏差的漂移高于预定阈值时才校正数控振荡器的频率。有利地，仅在观察到显著漂移时才修改数控振荡器。

根据一个特定备选方案，将相位偏差的漂移计算为M个连续相位偏差的平均漂移，M是整数。

有利地，对在最后接收的码元上观察到的漂移计算平均从而使得能够去除由于电干扰而非常局部地扰乱接收信号的异常值。

根据一个特定备选方案，形成反馈回路的第二校正相对于第一校正欠采样。这使得能够保证副载波频率校准的良好稳定性。

本发明还涉及如上所述的车辆无线电系统，其尤其包括带有RDS解调模块的数字内核、数字信号输入、数控振荡器、混合输入信号与数控振荡器的输出的数字混频器、用于恢复基带上的RDS信号的低通滤波器，其包括：

• 一系列复数码元，

• 相位估计模块，

• 第一校正回路，其在低通滤波器的下游作用于相位均衡器，其根据基带上的信号的相位偏差的测量来进行校正。

根据一个备选方案，该系统还可以包括形成反馈回路的第二校正回路，其作用于数控振荡器，根据基带上的信号的相位偏差的漂移来将数控振荡器的频率校准为尽可能接近接收到的RDS副载波。

附图说明

通过阅读下面的描述，本发明的其他特征和优点将变得更加明显。该描述纯粹是例示性的，并且应参考附图来阅读，其中：

- 图1示出了根据传统解决方案的RDS解调-解码的框图，

- 图2示出了所传输和接收的RDS信号的示例，

- 图3示出了根据本发明的RDS解调-解码的框图，

- 图4示出了相位偏差的时序图，

- 图5示出了由相位均衡器补偿的中等相位偏差的示例。

具体实施方式

以下在本发明实施例的非限制性应用中描述本发明的实施例。然而，本发明不限于该示例。

用于车辆的车辆无线电系统包括在输入解调器9中接收的FM信号输入，由于它本身是已知的，因此这里未详细描述。解调器9产生标为名称FM MPX的输出数字信号。数字信号FM MPX用于本身已知的音频信道，因此这里不再详细描述。

数字信号FM MPX还用于解码由57 kHz的RDS副载波载送的所谓“RDS”信号。

在所示示例中，数字信号流FM MPX包括以384 kHz的频率获得的复数码元，即每2.6μs一个码元。

如图1所示，在数字信号FM MPX的输入的下游，有标为1的RDS解调-解码模块，其包括低通滤波器7、数控振荡器2（也称为NCO）、混合输入信号与数控振荡器2的输出（分支标为和）的两个复数数字混频器3以及用于恢复在基带上解调的RDS信号的其相关联的低通滤波器4，该RDS信号包括一系列复数码元S(k)。另一数字混频器5混合在基带上解调的两个分支，以获得数控振荡器2与输入信号之间的相位误差。然后通过回路滤波器LF（英语的“loop-filter”）对该误差进行滤波，以获得数控振荡器2的期望的校正。

应注意，数控振荡器2提供型指数复数值，并且接收相位的标量增量，以便通过近似来获得相位的指数复数增量。

根据本发明的RDS解调-解码模块1除此之外还包括相位均衡器6，将在下面详述其功能（参见图3）。

下游有解码模块8，其产生二进制数据，特别是字母数字字符，该二进制数据被传递给用于显现所解码的RDS信息的显示设备（图中未示出）。

在文献EN 62 106中指出了关于通过RDS信道传递的数据内容的要素，图2中针对发射信号（标为TX）和接收信号（标为RX）示出了转码的概要。

基带上的RDS信号是基于BPSK（英语的“Binary Phase Shift Keying（二进制相移键控）”的缩写）编码，即180°的选择性相移。

其实，每个比特用码元与前一码元之间的相位差进行编码。

180°的相位差代表值1的接收比特。

0°的相位差代表值0的接收比特。

然而，其实在解调器9中，相位差从来都不是严格的0°或180°。通常观察到相位偏差，其有时是中等的而有时更大。这尤其取决于发射器的57 kHz副载波和由数控振荡器2本地生成的副载波的稳定性和精度。

有利地，根据本发明，对于每个接收的基带上的码元S(k)，收集观察到的相位差，即接收信号与在先前比特期间接收到的信号之间的相位差。

在解码模块8中，较小或为零的相位差将被转换成二进制值0；相反，180°或附近的相位差将被转换成二进制值1。

相位估计模块5（参见图3）的功能是估计接收到的码元相对于0°或180°的相位偏差。按照惯例，将较为简短地谈及估计接收到的码元的相位（模180°），以校准相位以便改进下游解码。

在图3所示的示例中，相位估计模块5对最后接收的N个码元S(k)执行相位偏差的计算。N是整数，优选地选自4到16之间。根据一个优选示例，可以选择N等于8。

在此处考虑的示例中，考虑N=8个样本，其中采样频率为384 kHz，这表示信号的相位不变且几乎保持恒定的时间段（此处为20.8μs）。当然，N的值可以是不同的，并且被适配至各种各样的采样频率和各种相位波动性。为此，相位估计模块5包括延迟单元56，其使得能够以深度N来存储先前接收到的信号S(k)。

基于存储器中的这些复数数据，基于下式来计算混合结束后的信号的相位估计：

方程1。

为了获得码元S(k)的平方和，对存储器中的每个码元S(k)取平方（图3中的标号57），然后对所有平方求和（标为58的模块）。在数据被视为向量的情况下，这些操作有利地通过使用向量DSP（并且在相同的CPU周期中，CPU是“Central Processing Unit”的缩写，即中央处理单元）并行地进行。

在此期间要注意到，没有循环性，这使得这种通过向量DSP的逼近（approche）特别恰当。

接下来，从中提取所获得的复数的辐角（此处相当于对复数的反正切），即先前接收的N个码元S(k)的平均相位（模180°）。

更确切地说，参考图5，取平方的操作用于以相同的方式处理具有零相位或零附近的相位的码元（示例S(k1)）和具有180°附近的相位的码元（示例S(k2)）。

对于具有相位Φ1的码元S(k1)，取平方得到2×Φ1的相位。

对于具有相位Φ2 = 180 + Φ2'的码元S(k2)，取平方得到2×Φ2的相位，换言之，2×(180 +Φ2')即2×Φ2'，原因在于“自然地”去除了项2×180°的辐角。

该相位（在极坐标表示中也记为）实际上表示接收器的数控振荡器2的频率与发射器的频率之间的相位偏差。如果混合是相干的，即接收器的数控振荡器2的频率与发射器的频率完美地配准，则该相位偏差为零。

在实践中，为了提供使得能够仅校正相位的相位偏差，需要将结果的模数简化为1，因此需要对平方和进行归一化；另外，为了获得平均相位偏差，将平方和的结果的辐角除以2。在实践中，这有利地通过使用平方根算子（）将相位除以2来获得。

要注意到，与也提供相同结果的反正切计算相比，上述方法消耗的计算资源更少。

接下来，计算所估计的相位偏差的共轭。

方程2。

在图3中，用标为51的模块表示对平方和的归一化和对应共轭的计算。

将所估计的相位偏差的共轭注入到相位均衡器6中，在那里，将会消除传输给解码模块8的当前码元的相位偏差。

因此，传输给解码模块8的当前码元的辐角具有非常接近0°或180°的值。

在图5中示出了这样实现的校正。不管是针对如图所示的零相位或低相位码元还是针对接近180°的相位的码元，都去除了观察到的相位偏差。

然而，在某些实际情况中，已证实相位漂移可能更大，并且上述相位均衡方法可能被证实还不够，尤其是特别是当相位偏差达到几十度并引起相位跳变时。

于是，对多个连续样本的相位偏差估计的漂移特别感兴趣。为此，可以用下标来标识通过计算方程1得到的相位偏差的每个样本，因此记为。

例如基于下面的方程来尝试对最近计算出的两个值计算相位偏差的漂移：

方程3。

上述计算在图3中标为52的模块中实现。

在实践中，由于已经知晓，因此可以如下估计：

方程4。

有利地，根据本发明，提供了根据基带上的信号的相位偏差的漂移的作用于数控振荡器2的形成反馈回路62的第二校正。

在模块53中，因此仅需要检查复向量的虚部的符号来确定它是正漂移还是负漂移。

如果观察到正漂移，则向数控振荡器2发送增大频率的命令；相反，如果观察到负漂移，则相反地向数控振荡器2发送减小频率的命令。

可以基于第二校正反馈回路62的可参数化增益来确定发送给数控振荡器2的频率的增量或减量。

有利地，该第二校正使得能够将数控振荡器2的频率校准为尽可能接近接收到的RDS副载波，从而使相位偏差返回到均衡方法运转良好的范围。

此外，根据一个备选方案，也可以仅在相位偏差的漂移高于预定阈值时才校正数控振荡器2的频率。在这种情况下，需要基于复向量来评估相位偏差的漂移的值。

图4中示出了这一点；观察到显著增大的相位偏差。在标为T2的时刻，相位偏差的漂移超过了预定阈值（斜率标为92），并且数控振荡器2的频率增大（图4中标为T62），其直接效果为将后面的所有相位偏差调整到底部；然后，以与在校正数控振荡器2的频率之前相同的方式重新进行相位均衡方法（图4中标为T61）。

在实践中观察到，在刚刚切换到新的接收频率（搜索并稳定在57 kHz副载波上）时，上面刚刚描述的第二校正决定性地介入，然后随后该第二校正仅断断续续地介入，大部分校正是通过相位均衡器获得的，即第一校正61。

Claims

1.用于校正用于车辆的车辆无线电系统（10）中的RDS解调的方法，该车辆无线电系统（10）包括：

• 带有RDS解调模块的数字内核（1），

• 数字信号输入，

• 数控振荡器（2），其用于提供复数值，

• 复数数字混频器（3），其用于混合输入信号与数控振荡器（2）的输出，

• 低通滤波器（4），其用于恢复在基带上解调的RDS信号，包括一系列复数码元S(k)，

• 相位估计模块（5），其被配置成估计基带上的信号的相位偏差（），

• 滤波后的信号被传输到其中的解码模块（8），

该方法包括在低通滤波器（4）下游的作用于相位均衡器（6）的第一校正（61），其根据基带上的信号的相位偏差（）的估计来消除相位偏差（）。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，相位估计模块（5）对最后接收的N个码元（S(k)）执行相位偏差（）计算，N是整数，优选地包括在4到16之间，更优选地等于8。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，基于下式来估计在数控振荡器2的频率与发射器的频率之间的相位偏差（）的计算：

。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，计算所估计的相位偏差（）的共轭，将该共轭注入到相位均衡器（6），在那里，将会消除传输给解码模块（8）的码元的相位偏差（），根据下式来计算所估计的相位偏差（）的共轭：

。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，该方法包括形成反馈回路（62）的第二校正，其作用于数控振荡器（2），根据基带上的信号的相位偏差的漂移（）来将数控振荡器（2）的频率校准为尽可能接近接收到的RDS副载波。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，仅在相位偏差的漂移（）高于预定阈值时才校正数控振荡器（2）的频率。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，将相位偏差的漂移（）计算为M个连续相位偏差的平均漂移，M是整数。

8.根据权利要求5所述的方法，其中，形成反馈回路（62）的第二校正相对于第一校正（61）欠采样。

9.用于车辆的车辆无线电系统（10），其包括：

• 带有RDS解调模块的数字内核（1），

• 数字信号输入，

• 数控振荡器（2）

• 混合输入信号与数控振荡器（2）的输出的数字混频器（3），

• 用于恢复基带上的RDS信号的低通滤波器（4），所述信号包括一系列复数码元S(k)，

• 相位估计模块（5），

• 第一校正回路（61），其在低通滤波器（4）的下游作用于相位均衡器（6），其根据基带上的信号的相位偏差（）的测量来进行校正。

10.根据权利要求9所述的车辆无线电系统，还包括形成反馈回路（62）的第二校正，其作用于数控振荡器（2），根据基带上的信号的相位偏差的漂移（）来将数控振荡器（2）的频率校准为尽可能接近接收到的RDS副载波。