CN110086468B - 一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，所述非二进制逐次逼近型模数转换器包括电容阵列和虚拟电容C₀，其中，所述电容阵列包括n个电容，且n个电容值从大到小依次为C_n、C_n‑1、C_n‑2、C_n‑3……C₁，且C₁等于C₀；第m位电容的权重校准计算方法为：

其中，第m位电容的冗余权重R_m大于0，且

第m位电容指的是电容阵列中电容值由低到高第m个电容。本发明提供的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，对采样和转换过程进行了时序控制逻辑上的优化，从而简化了校准算法的数字逻辑，只有累加平均过程，同时本发明方法具有更快的运算结果，且在噪声较小时，只引入了一次量化误差。

Description

一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，具体属于一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法。

背景技术

模数转换器(ADC)能够将模拟信号转换成数字信号，是获取自然界信息的关键手段。作为获取信息的重要媒介，ADC被广泛应用于工业测量，无线通信，图像识别等领域。随着科技的进一步发展，各领域对信息的高效获取是要求越来越多，高速、高精度ADC的需求不断增多。

ADC的种类很多，按照基础价格区分主要包括：Sigma-Delta、single slope、SAR、pipeline、flash等。相比于其他ADC，SAR ADC具有性价比极高的特点，同时还具有相对低廉的制造成本(面积)和使用成本(功耗)。基于以上优点，SAR ADC的应用较广。

类似于所有的ADC，SAR ADC的精度主要受限于噪声和失配。通常而言，失配的影响大于噪声带来的影响。其中失配可能会导致失码，采用非二进制结构的SAR ADC(non-binary SAR ADC)可以有效解决失码。Non-binary SAR ADC是一种特殊的SAR ADC。采用non-binary SAR ADC后，ADC类似于pipeline ADC结构，具有一定的冗余，但是其冗余远小于pipeline ADC。

Non-binary SAR ADC具有一定的冗余，但仍然不能达到极高的精度。为了提高non-binary SAR ADC的精度，通常需要对模数转换器中的模拟电路进行改动，增加校准电路来实现校准的功能，这样的方法增加了电路的复杂性和面积。除此之外，专利CN109347477A公开了一种基于冗余位结构的校准方法，该方法的优点在于：没有对模拟电路进行较多的改动；可以有效提高ADC的性能。

但是专利CN109347477A中公开的方法仍有不足，主要原因在于数字的设计较为复杂，该算法必须采用一次减法运算，存在以下三个问题：(1)减法消耗了额外的存储空间和计算单元；(2)如果失配和噪声较大，单次计算过程中获得的冗余空间较小；(3)如果噪声较小，平均值较为归一的条件下，该算法将引入了两次量化统计误差。

发明内容

本发明的目的是提供一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，对采样和转换过程进行了时序控制逻辑上的优化，从而简化了校准算法的数字逻辑，只有累加平均过程，同时本发明方法具有更快的运算结果，且在噪声较小时，只引入了一次量化误差。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，所述非二进制逐次逼近型模数转换器包括电容阵列和虚拟电容C₀，其中，所述电容阵列包括n个电容，且n个电容值从大到小依次为C_n、C_n-1、C_n-2、C_n-3……C₁，且C₁等于C₀；

第m位电容的权重校准计算方法为：

其中，第m位电容的冗余权重R_m大于0，且

第m位电容指的是电容阵列中电容值由低到高第m个电容，n为大于3的整数，m为小于等于n的正整数。

进一步地，所述虚拟电容C₀对应的权重w₀＝1，且电容C₁对应的权重w₁＝2。

一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，所述非二进制逐次逼近型模数转换器包括电容阵列和虚拟电容C₀，其中，所述电容阵列包括n个电容，且n个电容值从大到小依次为C_n、C_n-1、C_n-2、C_n-3……C₁；包括如下步骤：

步骤S01：依次计算电容阵列中C₁、C₂、C₃、C₄……C_n的冗余权重，直至电容C_m的冗余权重大于0，其中，冗余权重计算方法为：

a为整数，且1≤a≤m，n为大于3的整数，m为小于等于n的正整数；

步骤S02：将电容阵列和虚拟电容的上极板置于参考中间电压V_cm，将第m+1位至第n位电容的下极板置于参考中间电压V_cm，将第m位电容的下极板置于参考正电压V_rp，将虚拟电容C₀的下极板电位置于(V_rn+V_cm)/2，将第1位至第m-1位电容的下极板置于参考负电压V_rn，此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的充电电荷为Q_sh；

步骤S03：断开n+1个电容上极板与参考中间电压V_cm之间的联系，保持第m+1位至第n位电容的下极板电压不变，将第m位电容的下极板置于参考负电压V_rn，将虚拟电容C₀以及第1位至第m-1位电容的下极板置于参考中间电压V_cm，此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的电荷为Q_trans1；

步骤S04：比较第m-1位电容上极板电压与参考中间电压V_cm之间的大小，若第m-1位电容上极板电压小于参考中间电压V_cm，则输出d_m-1＝1，并将第m-1位电容下极板电压置于参考正电压V_rp；若第m-1位电容上极板电压大于参考中间电压V_cm，则输出d_m-1＝0，并将第m-1位电容下极板电压置于参考负电压V_rn；此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的电荷为Q_trans2；

步骤S05：按照步骤S04的方法依次输出d_m-2至d₀，并将第m-2位至第1位电容以及虚拟电容C₀的下极板置于参考中间电压V_cm或者参考负电压V_rn；此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的电荷为Q_trans3；并且采样电荷等于充电电荷；

步骤S06：由于电容值C_m-1、C_m-2、C_m-3……C₁、C₀/2正比于w_m-1、w_m-2、w_m-3……w₁、w₀，根据步骤S04和步骤S05中得到的d_m-1、d_m-2、d_m-3……d₀，依次对电容阵列中C_m-C_n进行权重校准：其中，

b为整数，且m≤b≤n。

进一步地，重复N次步骤S01-S06，以获取N个第m位电容的校准权重，并求平均值得到最终的校准权重，再依次对电容阵列中C_m+1-C_n进行权重校准；其中，N为2的幂次方。

进一步地，所述步骤S02中控制虚拟电容C₀的下极板始终置于参考中间电压V_cm，步骤S06中第b位电容的校准权重为

进一步地，所述步骤S02中控制虚拟电容C₀的下极板置于V_rn，步骤S06中第b位电容的校准权重为

进一步地，所述步骤S01中将虚拟电容C₀的下极板电位置于(V_rn+V_cm)/2的具体方法为：将虚拟电容C₀的一半电容进行翻转，另外一半电容维持在V_cm，或者引入新的参考电压为(V_rn+V_cm)/2，并将虚拟电容C₀的下极板置于该新的参考电压上。

进一步地，当电容为分裂电容时，所述分裂电容包括两个相同的电容A和电容B，所述分裂电容的上极板或下极板置于参考中间电压V_cm指的是电容A和电容B分别置于参考正电压V_rp和参考负电压V_rn。

进一步地，当电容为桥接耦合电容时，所述桥接耦合电容为：

其中，b为所述桥接耦合电容中较低位的最大位数。

一种计算非二进制逐次逼近型模数转换器输出结果的方法，具体包括：

S01：将电容阵列以及虚拟电容的上极板电压接入V_cm，将电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀的下极板电压接入到采集电压V_in，此时电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀下极板的采样电荷Q_sh为：

S02：断开电容阵列以及虚拟电容的上极板开关，然后将电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀的下极板电压接入到参考中间电压V_cm；

S03：依次将第n位电容至虚拟电容的上极板电压与比较器的另一输入端电压V_cm进行比较，如果上极板电压大于V_cm，比较器输出结果为0，如果上极板电压小于V_cm，比较器输出结果为1；将比较器第n-m+1次比较结果记为D_m，如果D_m为1，将C_m的电容置于V_rp，如果D_m为0，将C_m的电容置于V_rn，此时电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁、C₀下极板的充电电荷Q_m为：

S04：经过多次比较得到，此时上极板电压与采样过程中上极板电压一致，即采样电荷Q_sh和充电电荷Q₀基本相等，其中得到D₀时，充电电荷Q₀为：

转换过程中得到v_in为：

S05：通过权利要求1已经确定的校准权重和部分已知权重，得到模数转换结果D_out：

本发明的有益效果为：本发明采用SAR ADC自身较低位的电容阵列去量化较高位的电容阵列，从而提高ADC的转换精度。本发明对采样和转换过程进行了时序控制逻辑上的优化，本发明相比于过去的冗余位校准，其优点在于：1)简化了校准算法的数字逻辑，只有累加平均过程。2)更快的运算结果，一次简化过程，这使得在同样精度的条件下，时间节省了75％。3)在噪声较小时，只引入了一次量化误差。

附图说明

图1为实施例中非二进制电容结构阵列图；

图2是基于图1后，采用本次发明校准方法进行校准的过程图；

图3是基于图1后，采用对比文件校准过程图；

图4是基于图1结构后，加入了一组电容作为适配电容的非二进制电容结构阵列图；

图5是噪声较小时，本发明推荐方法和对比专利方法的权重；

图6时噪声较大时，本发明推荐方法和对比专利方法的权重；

图7是噪声较大时，对比专利方法校准后，得到的频谱图；

图8是噪声较大时，本发明推荐方法校准后，得到的频谱图；

图9是噪声较大时，对比专利方法校准后，得到的非线性分析图；

图10是噪声较大时，本发明推荐方法校准后，得到的非线性分析图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。

本发明中非二进制逐次逼近型模数转换器包括电容阵列和虚拟电容C₀，其中，电容阵列包括n个电容，且n个电容值从大到小依次为C_n、C_n-1、C_n-2、C_n-3……C₁且C₁等于C₀；本发明提及的第m位电容指的是电容阵列中电容值由低到高第m个电容(不包含虚拟电容C₀)，即m-bit对应的电容，虚拟电容C₀可以表示为第0位。

定义第m位电容的冗余权重为低于第m位电容当前权重之和与第m位当前权重的误差：

如果设计过程中R_m小于等于0，那么w_m采用设计的默认值；如果m-bit电容能够校准那么必须满足冗余权重R_m大于0。当R_m大于0时，第m位电容的校准权重为

其中，虚拟电容C₀对应的权重w₀＝1；且电容C₁对应的权重w₁＝2；n为大于3的整数，m为小于等于n的正整数，虚拟电容C₀对应的权重为w₀。

本发明提供的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，具体包括如下步骤：

步骤S01：依次计算电容阵列中C₁、C₂、C₃、C₄……C_n的冗余权重，直至电容C_m的冗余权重大于0，其中，冗余权重计算方法为：

a为整数，且1≤a≤m，n为大于3的整数，m为小于等于n的正整数；

步骤S02：将n+1个电容的上极板置于参考中间电压V_cm，将第m+1位至第n位电容的下极板置于参考中间电压V_cm，将第m位电容的下极板置于参考正电压V_rp，将虚拟电容C₀的下极板电位置于(V_rn+V_cm)/2，将第1位至第m-1位电容的下极板置于参考负电压V_rn，此时，电容阵列下极板到上极板之间的充电电荷为：

步骤S03：断开n+1个电容上极板与参考中间电压V_cm之间的联系，保持第m+1位至第n位电容的下极板电压不变，将第m位电容的下极板置于参考负电压V_rn，将虚拟电容C₀以及第1位至第m-1位电容的下极板置于参考中间电压V_cm，此时，电容阵列下极板到上极板之间的电荷为：

步骤S04：比较第m-1位电容上极板电压与参考中间电压V_cm之间的大小，若第m-1位电容上极板电压小于参考中间电压V_cm，则输出d_m-1＝1，并将第m-1位电容下极板电压置于参考正电压V_rp；若第m-1位电容上极板电压大于参考中间电压V_cm，则输出d_m-1＝0，并将第m-1位电容下极板电压置于参考负电压V_rn；此时，电容阵列下极板到上极板之间的电荷为：

步骤S05：按照步骤S04的方法依次输出d_m-2至d₀，并将第m-2位至第1位电容以及虚拟电容C₀的下极板置于参考中间电压V_cm或者参考负电压V_rn；此时，电容阵列下极板到上极板之间的电荷为：

并且采样电荷等于充电电荷，即

步骤S06：由于电容值C_m-1、C_m-2、C_m-3……C₀/2正比于w_m-1、w_m-2、w_m-3……w₀，根据步骤S04和步骤S05中得到的d_m-1、d_m-2、d_m-3……d₀，依次对电容阵列中C_m-C_n进行权重校准：其中，

b为整数，且m≤b≤n。

具体的，通常电容C₀、C₁都为一个单位电容C_u。最后一位不涉及DAC转换过程，只会平移产生一个offset，步骤S01中通过逻辑控制中心控制虚拟电容C₀的下极板始终置于参考中间电压V_cm，则第m位电容的校准权重为

步骤S01中通过逻辑控制中心控制虚拟电容C₀的下极板置于V_rn，且第m位电容的校准权重为

为了使得校准过程中最小校准单元引入的量化误差尽可能小，需要w₀的权重为1，即最小校准单元为1；此时需要将C₀从采样到第一次转换的电荷差配置在:

如上所述，可以将电荷取一半的方法，使得虚拟电容C₀的下极板电位置于(V_rn+V_cm)/2，具体方法包括：采用差分结构的SAR ADC在步骤1中，将虚拟电容C₀的一半电容进行翻转，另外一半电容维持在V_cm，或者引入新的参考电压为(V_rn+V_cm)/2，并将虚拟电容C₀的下极板置于该新的参考电压上。如此一来，可以确保虚拟电容C₀对应的权重w₀＝1，且第m位电容的校准权重为

具体的，在步骤1中，通过逻辑控制始终将C₀置于V_cm，最终计算的结果应当将最后一位不纳入计算，即：

具体的，步骤1中置于V_cm的电压都可以置于其他的固定电压。

具体的，该校准方法可以不仅仅适用于普通结构，该方法也可以用于桥接耦合电容的结构。桥接耦合电容结构的下极板电荷充电过程用等效电容代替，等效电容公式如下：

公式中b为较低位的最大位数，当m小于等于b时，公式中的分母为所有较低位区域电容之和与桥接耦合电容之和。

具体的，该方法也可以用于分裂电容结构,下极板去掉置于V_cm的开关。具体为采用两个同样大小的电容(A和B)，A和B分别置于V_rp和V_rn时，代表两个电容共置于电压V_cm。这两个电容会存在失配，置于电压V_cm为校准步骤中的中间步骤，而SAR ADC的权重为A、B电容之和，因此不影响校准效果。

具体的，校准结果可能因为噪声的原因存在不同时刻得到的d_m-1d_m-2…d₀是不同的，需要将校准的结果平均。通常由于平均算法的原因，做N次平均是常见的，且N为2的幂次方。统计次数、噪声和误差(err，1个sigma)之间的关系约为：

因此，在具体校准过程中，需要重复N次步骤S01-S06，以获取N个第m位电容的校准权重，并求平均值得到最终的校准权重，再通过上述求平均之后的最终校准权重依次对电容阵列中C_m+1-C_n进行权重校准；其中，N为2的幂次方。

具体的，多次平均后得到的w_m为非正数，可以适当保留一定位数的小数，可以通过伪随机注入或者四舍五入提高ADC的精度。

该方法可以用于多位ADC的校准，例如校准的最低位是w_m，校准过程应该从w_m到w_n的顺序开始校准，最低位可以从任意满足R_m大于0的条件中选取，但是校准开始后，必须校准到最高位W_n。

该方法可以通过芯片内部逻辑或芯片外部电路或者软件实现。

本发明上述的权重校准方法可以适用于普通差分SAR ADC、桥接耦合电容SAR ADC以及分裂电容SAR ADC；一种利用上述权重校准方法计算非二进制逐次逼近型模数转换器输出结构的方法，具体包括：

S01：将电容阵列以及虚拟电容的上极板电压接入V_cm，将电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀的下极板电压接入到采集电压V_in，此时电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀下极板的采样电荷Q_sh为：

S02：断开电容阵列以及虚拟电容的上极板开关，然后将电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀的下极板电压接入到参考中间电压V_cm；

S03：依次将第n位电容至虚拟电容的上极板电压与比较器的另一输入端电压V_cm进行比较，如果上极板电压大于V_cm，比较器输出结果为0，如果上极板电压小于V_cm，比较器输出结果为1；将比较器第n-m+1次比较结果记为D_m，如果D_m为1，将C_m的电容置于V_rp，如果D_m为0，将C_m的电容置于V_rn，此时电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀下极板的充电电荷Q_m为：

S04：经过多次比较得到，此时上极板电压与采样过程中上极板电压一致，即采样电荷Q_sh和充电电荷Q₀基本相等，其中得到D₀时，充电电荷Q₀为：

转换过程中得到v_in为：

S05：通过上述已经确定的校准权重和部分已知权重，得到模数转换结果D_out：

以下通过具体实施方式对上述权重校准过程进行进一步说明：

如附图1所示，一个最高位为非二进制的SAR ADC，即最高位具有冗余。可以使用非二进制冗余校准。其中从C₅到C₀的单位电容为：13、8、4、2、1、1。该ADC的总量程为0～57。如附图2所示，在采样阶段，电容阵列的上极板接入电压V_cm，电容的下极板的需要校准位C₅接入V_rp，C₄C₃C₂C₁接入V_rn，C₀接入1/2(V_rn+V_cm)。在转换阶段，断开电容上极板与参考中间电压V_cm之间的联系，将第5位电容即C₅的下极板置于参考负电压V_rn，将电容C₄C₃C₂C₁C₀的下极板置于参考中间电压V_cm，比较第4位电容即C₄上极板电压与参考中间电压V_cm之间的大小，若第4位电容上极板电压小于参考中间电压V_cm，则输出d₄＝1，并将第4位电容下极板电压置于参考正电压V_rp；若第4位电容上极板电压大于参考中间电压V_cm，则输出d₄＝0，并将第4位电容下极板电压置于参考负电压V_rn；依次通过比较器结果，翻转电容阵列，得到最后的比较器结果d₄d₃d₂d₁d₀为11010，通过权值校准公式得到：

得到校准位的权重为26，校准结束。

若采用专利CN109347477A中的方法进行权重校准，则如附图3所示，该方法共采用了两次采样，分别得到D_out1、D_out0，然后保留两者差值，得到对应的权值。这里不对该工作原理进行过多的赘述，详情参见专利CN109347477A。

图4为基于图1建立的电容阵列，图中虚线为添加的电容阵列，共3个单位电容。该电容阵列的最终数字输出范围为0～63，可以校准的电容为C₆C₅C₄C₃，下面就该电容阵列的校准效果进行说明。图4的权重w_m和冗余量R_m如表1：

表1图4电容阵列的冗余

m-bit	6	5	4	3	2	1	0
								<![CDATA[W<sub>m</sub>]]>	26	16	8	6	4	2	1
<![CDATA[R<sub>m</sub>]]>	11	5	5	1

图5、图6为第三位校准结果在同样大小的噪声抖动下的比较，平均次数均为2048次，对比专利实际上需要做差，因此平均次数实际上为1024次。

图5为噪声较小时，两者的对比，加入的噪声标准差为0.3LSB，得到的统计结果如表2：

表2对比权重校准结果

该方法的数学模型表明，在同样的统计个数下具有更高的校准精度。

由于过去的方法是取差，在噪声较大时，冗余量R_m容易被噪声干扰，容易造成平均值向下偏，造成数据失真(失真为得到的权值较小)，本次方法相比过去的校准方法多出了一倍的冗余，因此在具有较大噪声干扰时，推荐的方法能更还原真实的结果。

图6为噪声较大时，两者的对比，相对于图5，加入的噪声标准差为0.5LSB。

通过图5、图6能够说明，在引入失真和噪声条件时，本次所采用的校准方法具有更普遍的实用性。

图7、图8为噪声为0.5LSB时，频谱之间的对比。图9、图10为噪声为0.5LSB时，线性度的对比。可以得到当前方法的误差更小，谐波也更小。

以上所述仅为本发明的优选实施例，所述实施例并非用于限制本发明的专利保护范围，因此凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (8)

1.一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，所述非二进制逐次逼近型模数转换器包括电容阵列和虚拟电容C₀，其中，所述电容阵列包括n个电容，且n个电容值从大到小依次为C_n、C_n-1、C_n-2、C_n-3……C₁，且C₁等于C₀；其特征在于，包括如下步骤：

步骤S01：依次计算电容阵列中C₁、C₂、C₃、C₄……C_n的冗余权重，直至电容C_m的冗余权重大于0，其中，冗余权重计算方法为：

a为整数，且1≤a≤m，n为大于3的整数，m为小于等于n的正整数；

步骤S02：将电容阵列和虚拟电容的上极板置于参考中间电压V_cm，将第m+1位至第n位电容的下极板置于参考中间电压V_cm，将第m位电容的下极板置于参考正电压V_rp，将虚拟电容C₀的下极板电位置于(V_rn+V_cm)/2，将第1位至第m-1位电容的下极板置于参考负电压V_rn，此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的充电电荷为Q_sh；

步骤S03：断开n+1个电容上极板与参考中间电压V_cm之间的联系，保持第m+1位至第n位电容的下极板电压不变，将第m位电容的下极板置于参考负电压V_rn，将虚拟电容C₀以及第1位至第m-1位电容的下极板置于参考中间电压V_cm，此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的电荷为Q_trans1；

步骤S04：比较第m-1位电容上极板电压与参考中间电压V_cm之间的大小，若第m-1位电容上极板电压小于参考中间电压V_cm，则输出d_m-1＝1，并将第m-1位电容下极板电压置于参考正电压V_rp；若第m-1位电容上极板电压大于参考中间电压V_cm，则输出d_m-1＝0，并将第m-1位电容下极板电压置于参考负电压V_rn；此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的电荷为Q_trans2；

步骤S05：按照步骤S04的方法依次输出d_m-2至d₀，并将第m-2位至第1位电容以及虚拟电容C₀的下极板置于参考中间电压V_cm或者参考负电压V_rn；此时，所述电容阵列下极板到上极板之间的电荷为Q_trans3；并且采样电荷等于充电电荷；

步骤S06：由于电容值C_m-1、C_m-2、C_m-3……C₁、C₀/2正比于w_m-1、w_m-2、w_m-3……w₁、w₀，根据步骤S04和步骤S05中得到的d_m-1、d_m-2、d_m-3……d₀，依次对电容阵列中C_m-C_n进行权重校准：其中，

b为整数，且m≤b≤n。

2.根据权利要求1所述的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，其特征在于，重复N次步骤S01-S06，以获取N个第m位电容的校准权重，并求平均值得到最终的校准权重，再依次对电容阵列中C_m+1-C_n进行权重校准；其中，N为2的幂次方。

3.根据权利要求1所述的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，其特征在于，所述步骤S02中控制虚拟电容C₀的下极板始终置于参考中间电压V_cm，步骤S06中第b位电容的校准权重为

4.根据权利要求1所述的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，其特征在于，所述步骤S02中控制虚拟电容C₀的下极板置于V_rn，步骤S06中第b位电容的校准权重为

5.根据权利要求1所述的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，其特征在于，所述步骤S01中将虚拟电容C₀的下极板电位置于(V_rn+V_cm)/2的具体方法为：将虚拟电容C₀的一半电容进行翻转，另外一半电容维持在V_cm，或者引入新的参考电压为(V_rn+V_cm)/2，并将虚拟电容C₀的下极板置于该新的参考电压上。

6.根据权利要求1所述的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，其特征在于，当电容为分裂电容时，所述分裂电容包括两个相同的电容A和电容B，所述分裂电容的上极板或下极板置于参考中间电压V_cm指的是电容A和电容B分别置于参考正电压V_rp和参考负电压V_rn。

7.根据权利要求1所述的一种非二进制逐次逼近型模数转换器的权重校准方法，其特征在于，当电容为桥接耦合电容时，所述桥接耦合电容为：

其中，b为所述桥接耦合电容中较低位的最大位数。

8.一种根据权利要求1所述的权重校准方法计算非二进制逐次逼近型模数转换器输出结果的方法，其特征在于，具体包括：

S01：将电容阵列以及虚拟电容的上极板电压接入V_cm，将电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀的下极板电压接入到采集电压V_in，此时电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀下极板的采样电荷Q_sh为：

S02：断开电容阵列以及虚拟电容的上极板开关，然后将电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀的下极板电压接入到参考中间电压V_cm；

S03：依次将第n位电容至虚拟电容的上极板电压与比较器的另一输入端电压V_cm进行比较，如果上极板电压大于V_cm，比较器输出结果为0，如果上极板电压小于V_cm，比较器输出结果为1；将比较器第n-m+1次比较结果记为D_m，如果D_m为1，将C_m的电容置于V_rp，如果D_m为0，将C_m的电容置于V_rn，此时电容阵列C_n、C_n-1、C_n-2、…C₁以及虚拟电容C₀下极板的充电电荷Q_m为：

S04：经过多次比较得到，此时上极板电压与采样过程中上极板电压一致，即采样电荷Q_sh和充电电荷Q₀基本相等，其中得到D₀时，充电电荷Q₀为：

转换过程中得到v_in为：

S05：通过权利要求1已经确定的校准权重和已知权重，得到模数转换结果D_out：

Images