CN110081913B - 位置感测设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于测量位置的位置感测设备，包括用于测量位置的位置感测设备，包括：多个传感器(2)，这些传感器(2)被布置成产生感测信号，每个感测信号是表示要被测量的位置的输入相位(θ_i)的函数，组合器电路(4)，该组合器电路(4)被布置成通过根据加权因子阵列组合所述感测信号来产生误差信号(5)，处理块(6)，该处理块(6)包括用于对所述误差信号进行滤波的环路滤波器，并被布置成输出表示所述位置的相位值，反馈环路，该反馈环路包括被布置用于接收所述输出相位值并用于基于所接收的输出相位值调整所述加权因子阵列的反馈信号单元(8)。

Description

位置感测设备

技术领域

本发明总体上涉及位置传感器领域，其中位置由线性位移、旋转角度等限定。

背景技术

位置传感器，例如用于测量传感器(例如，安装到定子)相对于磁场源(例如安装到转子的磁体)的角位置的角位置传感器在本领域中是已知的。通过测量各个位置处和/或各个方向上的磁场的强度，可以确定(多个)磁体相对于传感器元件的位置或取向。其中磁场由激励线圈生成的位置传感器在本领域中也是已知的，例如，旋转变压器，该旋转变压器具有集成在转子中的激励线圈和定子中的感测线圈。此外，已知位置传感器依赖于检测与涡电流相关联的磁场，例如在由导电材料组成的移动目标中产生涡电流。

提供代表所感测的位置的数字输出的位置传感器在本领域中已知，并且在许多应用中优于仅提供模拟输出的相应的传感器。

US2016/363638公开了一种用于角度检测的磁场传感器，该磁场传感器具有锁相环，锁相环接收由响应于磁场的多个磁场感测元件的感测元件输出信号形成的测得的磁场信号。锁相环被配置为生成具有指示磁场角度的值的角度信号。按顺序扫描感测元件，从而获得各个感测元件的读出值序列，该读出值序列作为时间的函数形成单个测得的磁场信号。在每个读出时隙期间，仅读出单个感测元件。因此，在一个读出时隙期间的信噪比由单个感测元件确定。此外，然后测得的磁场信号具有可以反转过程的特性，即，利用所应用的扫描方案的知识，可以推出每个单独的感测元件的读出值。

因此，需要一种工作速度更快，且产生更好的信噪比的位置感测设备。

发明内容

本发明的实施例的目的是提供一种能够提供代表所感测的位置的数字输出的位置感测设备。

上述目标通过根据本发明的解决方案来完成。

在第一方面，本发明涉及一种用于测量位置的位置感测设备，包括：

多个传感器，该多个传感器被布置成产生感测信号，每个感测信号是表示要被测量的位置的输入相位的函数，

组合器电路，该组合器电路被布置成通过根据加权因子阵列组合感测信号来产生误差信号，

处理块，该处理块包括用于对所述误差信号进行滤波的环路滤波器，其中，该处理块进一步被布置用于从经滤波的误差信号导出表示位置的相位值，并用于输出表示位置的相位值，

反馈环路，该反馈环路包括反馈信号单元，该反馈信号单元被布置用于接收输出相位值并用于基于接收到的输出相位值调整加权因子阵列，使得加权因子是输出相位值的函数。

所提出的解决方案允许以减少的等待时间和良好噪声性能读出指示要被测量的位置的估计信号。该位置通常是线性位置和/或旋转角度。处理块同时处理多个感测信号的组合，即以并行方式。换句话说，在任何时刻，正在被处理的信号是各种感测信号的组合，其中每个信号贡献的信息以原则上不能被反转的方式合并。当输入位置/角度以高(角度)速度变化时，该并行处理允许低位置/角度误差。在本发明中，在每个读出时隙期间获得误差估计。因此，对于相同的读出速度，这种方法在产生误差估计方面比现有技术解决方案更快，在现有技术解决方案中，各种感测元件被顺序扫描和处理。并行读出也会对噪声性能产生积极影响。传感器在每一时刻提供其信号。传感器信号在组合器电路中以加权的方式组合，其中传感器的不同噪声贡献被平均掉，导致与单个感测元件信号的SNR相比具有更好的信噪比(SNR)的输出。换句话说，传感器的并行读出允许在每个时刻平均噪声。

在实施例中，处理块包括量化器，该量化器被布置为接收经滤波的误差信号并生成表示位置的相位值。

在实施例中，误差信号是模拟信号。在这种情况下，处理块的环路滤波器优选地包括模拟滤波器，该模拟滤波器被布置为接收所述误差信号并输出误差信号的经低通滤波的版本。在优选实施例中，模拟滤波器包括用于输出随时间累积的误差信号的版本的模拟积分器。.

在有利的实施例中，处理块包括用于数字化连续时间误差信号和/或经低通滤波的误差信号的模数转换器。

优选地，处理块的环路滤波器包括数字滤波器。在优选实施例中，数字滤波器包括数字积分器。

在优选实施例中，反馈信号单元包括被布置用于接收输出相位值的角度-增益转换块。

在本发明的实施例中，位置感测设备包括被布置成适配(adapt)所述加权因子的一个或多个数字增益控制单元。在某些实施例中，位置感测设备包括用于实现加权因子阵列的一个或多个模拟多路复用器。在某些实施例中，位置感测设备包括可以可切换地连接以实现加权因子阵列的组件。

在优选实施例中，传感器是磁传感器。它们可以是霍尔元件，巨磁阻感测元件或隧道磁阻感测元件。它们也可以是感测时变磁场的检测线圈。传感器优选地被布置用于测量磁场的角度。

在实施例中，该多个传感器包括至少三个传感器，这些传感器被布置成产生感测信号，每个感测信号是表示要被测量的位置的输入相位的不同函数。

在一方面，本发明涉及一种包括如前所述的位置感测设备和多极磁体的装置。

在另一方面，本发明涉及一种用于测量位置的位置感测设备，包括：

多个传感器，该多个传感器被布置成产生感测信号，每个感测信号是表示要被测量的位置的输入相位的函数，

组合器电路，该组合器电路被布置成通过根据加权因子阵列组合所述感测信号来产生误差信号，

处理块，该处理块包括用于对所述误差信号进行滤波的环路滤波器，所述环路滤波器包括级联的模拟滤波器、模数转换器和数字滤波器，并且该处理块进一步包括量化器，该量化器被布置成接收经滤波的误差信号并从所述经滤波的误差信号产生量化器输出信号，

反馈环路，该反馈环路包括反馈信号单元，该反馈信号单元被布置用于接收所述量化器输出信号，并用于基于所接收的量化器输出信号调整所述加权因子阵列，使得所述加权因子是所述量化器输出信号的函数，

噪声消除块，该噪声消除块被布置用于将所述量化器输出信号与所述量化器上游的数字信号组合，使得经组合的信号提供表示所述位置的，并且对由所述量化器引起的量化噪声具有减小的依赖性的改进的相位值。

在优选实施例中，噪声消除块包括：第一重组滤波器，该第一重组滤波器被布置成接收所述量化器输出信号；第二重组滤波器，该第二重组滤波器被布置成接收由所述模数转换器输出的数字信号；以及加法器电路，该加法器电路用于将所述第一重组滤波器的输出和所述第二重组滤波器的输出相加，其中选择所述第一和所述第二重组滤波器以获得表示所述位置的改进的相位值，该相位值比量化器输出处的信号更少地依赖于由所述量化器引起的量化噪声。

在优选实施例中，环路滤波器的模拟滤波器具有基本上等于第一重组滤波器的传递函数与第二重组滤波器的传递函数的比率的传递函数。在模拟滤波器传递函数恰好等于所述比率的情况下，量化噪声贡献被完全地消除。然而，即使模拟滤波器传递函数与比率之间存在相对偏差Δ，如果相对偏差Δ保持适中，例如|Δ|<10％，则量化器所引起的量化噪声仍然会有重要的减少。

优选地，第一重组滤波器和/或所述第二重组滤波器是自适应的。优选地，第一重组滤波器和/或第二重组滤波器适于从在数字域中确定的量化器的量化噪声中去除模数转换输出信号的依赖性。在特定实施例中，量化噪声通过从量化器的输出数字地减去量化器的输入来确定。第一重组滤波器和/或第二重组滤波器可以具有可编程增益。模数转换器有利地包括增益控制器单元以确定可编程增益。

在本发明的实施例中，量化器具有比模数转换器低的分辨率。这对于降低与组合器块相关联的复杂性特别有利。

在某些实施例中，位置感测设备包括延迟补偿滤波器，用于补偿(例如由所述第一重组滤波器)引入的延迟。

在优选实施例中，模数转换器是Sigma-Delta调制器，该Sigma-Delta调制器包括嵌入在内部反馈环路中的第二量化器，该内部反馈环路包含另外的模拟滤波器和反馈数模转换器。

有利地，第一重组滤波器和/或第二重组滤波器是有限脉冲响应滤波器。在特定实施例中，第一重组滤波器是与H_a(z)的z^-1中的分子多项式成比例的FIR滤波器，和/或B(z)是与H_a(z)的z^-1中的分母多项式成比例的FIR滤波器。

出于对本发明以及相对现有技术所实现的优势加以总结的目的，上文已描述了本发明的某些目的和优势。当然，应理解，不一定所有此类目的或优势都可根据本发明的任何特定实施例来实现。因此，例如，本领域的技术人员将认识到，本发明可按实现或优化如本文中所教导的一个优势或一组优势的方式来具体化或执行，而不一定要实现如本文可能教导或建议的其他目的或优势。

参考本文以下描述的(多个)实施例，本发明的上述和其他方面将是显而易见的和可阐明的。

附图说明

现在将作为示例参考附图进一步描述本发明，附图中相同的附图标记指代各附图中的相同元素。

图1示出了根据本发明的位置感测设备的通用方案。

图2A示出了本发明的位置感测设备的实施例，其中所感测的磁场是由旋转磁体引起的。图2B示出了位置感测设备的实施例，其中所感测的磁场是由可移动金属目标中的激励线圈感应出的涡电流引起的。

图3示出了数字受控增益的可能实现。

图4更详细地示出了模拟多路复用器和开关组件的可能实现。

图5示出了分别具有两个和四个投影信号的实际加权方案。

图6示出了其中应用了旋转方案的位置感测设备的实施例。

图7示出了与6极磁体一起使用的杂散场鲁棒布置。

图8示出了根据本发明的提供输入角度的A/D转换的位置传感器，其中通过消除量化噪声来改善数字输出。

图9示出了图8的位置传感器的行为模型，并示出了当模拟滤波器H_a引入延迟时重组滤波器A(z)和B(z)可能的选择，以及延迟补偿滤波器C(z)的使用。

图10示出了延迟补偿滤波器的两种可能的实现方式。

图11示出了应用于模数转换器的具有内环噪声整形的实施例。

图12示出了具有自适应增益校正的实施例。

具体实施方式

将针对具体实施例且参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此而仅由权利要求书来限定。

此外，说明书中和权利要求中的术语第一、第二等等用于在类似的元素之间进行区分，并且不一定用于在时间上、空间上、以排名或任何其他方式来描述序列。应当理解，如此使用的术语在适当的情况下是可互换的并且本文中所描述的本发明实施例与本文中所描述或展示的相比能够以其他顺序操作。

应注意，权利要求中使用的术语“包括”不应被解释为限定于其后列出的装置；它并不排除其他要素或步骤。因此，该术语被解释为指定所陈述的特征、整数、步骤或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤或组件、或其群组的存在或添加。因此，表述“一种包括装置A和B的设备”的范围不应当被限定于仅由组件A和B构成的设备。这意味着对于本发明，该设备的仅有的相关组件是A和B。

贯穿本说明书对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例描述的特定的特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，短语在“在一个实施例中”或“在实施例中”贯穿本说明书在各个地方的出现并不一定全部是指同一实施例，而是可以指同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如从本公开中对本领域普通技术人员将是显而易见的，特定的特征、结构或特性可以用任何合适的方式进行组合。

类似地，应当领会，在本发明的示例性实施例的描述中，出于精简本公开和辅助对各个发明性方面中的一个或多个的理解的目的，本发明的各个特征有时被一起编组在单个实施例、附图或其描述中。然而，这种公开的方法不应被解释为反映所要求保护的本发明需要比每项权利要求中所明确记载的更多特征的意图。相反，如所附权利要求所反映，发明性方面在于比单个前述公开的实施例的全部特征更少的特征。由此，详细描述之后所附的权利要求由此被明确纳入该详细描述中，其中每一项权利要求本身代表本发明的单独实施例。

此外，尽管本文中所描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但不包括其他实施例中所包括的其他特征，但是不同实施例的特征的组合旨在落在本发明的范围内，并且形成如将由本领域技术人员所理解的不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均可以任何组合来使用。

应当注意的是，在描述本发明的某些特征或方面时，特定术语的使用不应当用来暗示该术语在本文中被重新定义以受限于包括与所述术语相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。

在本文所提供的描述中，阐述了众多具体细节。然而应理解，在没有这些具体细节的情况下也可实践本发明的实施例。在其他实例中，公知的方法、结构和技术未被详细示出以免混淆对本描述的理解。

本发明涉及位置传感器。位置可以指线性位移、旋转角度等。例如，所提出的位置感测设备可用于高达80000rpm的高旋转速度，并且能够在任何恒定转速下跟踪旋转角度，只有很小的误差，例如小于±2°。位置感测设备包括多个传感器，这些传感器产生多个模拟感测信号，在这些模拟感测信号上，设备以跟踪模式操作以便跟踪位置。跟踪环路基于将“预测”输出与实际相位/位置/角度进行比较，以增量方式跟踪外部位移/角度。

在优选实施例中，位置感测设备是使用外部磁体的角度传感器。在其他实施例中，位置传感器是基于互感的角度传感器(电旋转变压器)。在又其他实施例中，位置传感器是线性位置传感器，例如，基于磁体或基于相对于传感器线性位移的电激励线圈。

在任何设想的传感器类型中，要测量广义位置，例如，线性位置或角度。可获得两个或更多个感测信号，例如，cosθ_i和sinθ_i，其中相位/角度θ_i作为(广义)位置的函数而变化。

输入相位θ_i与要测量的位置相关联。传感器系统包括N≥2个感测元件(即至少两个)，提供代表输入相位/角度θ_i的模拟感测信号。例如，这些感测信号可以表示为

其中A表示感测元件信号的幅度。如从等式1中可见，每个感测信号具有不同的相位，在这种情况下，该不同的相位是输入相位/角度θ_i和HE元件相对于基准的位置的函数。

所提出的位置传感器的子类是角度传感器，在这种情况下，输入相位θ_i可以与机械旋转角度θ_mech相同。输入相位θ_i也可以是机械旋转角度的线性函数。替换地，它可以是机械旋转角度的非线性函数，在这种情况下，可以包括非线性的附加校正。

所提出的位置传感器的子类是线性位置传感器，在这种情况下，输入相位θ_i可以是机械位移x_mech的线性函数，例如θ_i＝k.x_mech，其中k是某个比例因子。也可以存在额外的常数

同样在这里，输入相位可以是机械位移的非线性函数，在这种情况下，可以包括非线性的附加校正。

所提出的位置传感器的子类是磁位置传感器，例如，磁位置传感器测量(例如，由磁铁或激励线圈产生的)磁场相对于位置传感器的位移。

所提出的角度传感器的子类是磁角度传感器，磁角度传感器测量磁场(例如，由磁体产生)的角度。在该子类中，感测元件可以基于水平或垂直霍尔元件、巨磁阻(GMR)或隧道磁阻(TMR)感测元件等。这可以与磁层(例如集成磁聚集器(IMC))组合，磁层局部地改变磁场，例如改变它的方向，例如从面内磁场到垂直磁场。在磁性情况下，如等式(1)中的感测元件信号也可以被解释为磁场在不同方向上的投影，例如，对于k＝0,1,…,N-1，沿角度k.2π/N所标识的方向。还涉及磁层时，可以选择磁层的形状以获得投影。

在所提出的角度传感器的子类中，获得多个感测元件信号作为具有至少N≥2个感测线圈的电旋转变压器的输出。这些电旋转变压器通常依赖于驱动线圈和不同的感测线圈之间的角度相关的互感。

在所提出的角度传感器的子类中，获得多个感测元件信号作为至少N≥2个感测线圈的输出，该感测线圈从导电目标中感应的涡电流中拾取磁场。这些涡电流例如可以通过由交变电激励驱动的线圈在目标中感应。导电目标的形状使得目标相对于感测线圈的旋转或位移导致感测线圈信号的角度相关或位移相关的变化。

图1中示出了本发明的位置感测设备的实施例的一般框图。由输入相位θ_i表示的待测量的广义位置影响至少两个传感器(2)的输出。得到的感测信号被馈送到组合器电路(4)，其中信号S_k各自与它们对应的加权因子G_k相乘。得到的加权和信号(5)接着进入处理块(6)，在此它在环路滤波器(60)中被滤波，并且获得输出相位θ_o(7)的估计。由组合器电路产生的信号是表示输入相位θ_i和估计的输出相位θ_o之间的误差的信号。输出相位θ_o(7)被馈送到反馈信号单元(8)，在反馈信号单元(8)中执行相位-权重转换，并且确定经更新的加权因子以供下一次迭代中使用。

处理块(6)同时(即，以并行方式)处理各种感测信号的组合。当输入位置/角度以高(角度)速度变化时，该并行处理允许低位置/角度误差。在每个读出时隙期间获得误差估计，因此，对于相同的读出速度，比采用顺序方法时更快。由于传感器信号在组合器电路中被组合，因而传感器的不同噪声贡献被平均掉，导致与单个感测元件信号的SNR相比具有更好的信噪比(SNR)的输出。换句话说，传感器的并行读出允许在每个时刻平均噪声。感测元件的读出还可以包括对不同相位上的测量结果进行平均和/或组合，诸如在霍尔读出中应用旋转电流平均时的情况。这种组合/平均可以在每个时隙内进行。然后，每个感测信号可以对应于同一感测元件上的读出的平均值/组合值。同样在这种情况下，相同的结论认为，与顺序处理相比，由此获得的感测信号的并行处理允许更好的SNR和/或更快的误差估计。

图1详述了根据本发明的位置感测设备的整体结构，并阐明了在系统级上所涉及的信号。本方案中的信号可以是模拟信号、数字信号或甚至任何其他类型的信号，这些信号携带与一般框图中出现的信号类似种类的信息。例如，从感测元件接收到的信号可能在数字域中，例如，当这些感测元件本身是更复杂的系统时，这些系统包括用于转换到数字域的装置。在后一种情况下，组合器电路、处理块和相位到权重转换块可以完全在数字域中。

图2A中示出了实际的实施例。在该示例中，角度传感器被认为是基于(例如由永磁体产生的)磁场的方向的测量。此外，在该实施例中，霍尔元件被用作主要感测元件。图2A中的主信号路径必须包括至少两个霍尔板。在这种特殊情况下，有八个霍尔板。在图2A中，它们均匀地散布在整个圆上。在其他实施例中，它们可以均匀地散布在圆的仅一部分上或不均匀地散布。实际的散布会影响权重如何根据输出角度进行适配。某些配置在某种意义上可能优于其他配置，因为它们导致更简单的关系。

图2A中的组合器电路(4)产生霍尔元件(HE)信号的加权组合。因此，每个HE信号与对应于该HE信号的加权因子相乘。因此，在该特定示例HE信号中，加权因子的数量等于传感器信号的数量。接下来将得到的信号(5)在处理块(6)中进行滤波。以下提供了有关滤波的细节。应该存在至少两个线性独立的传感器信号，即，可以识别至少两个不是简单地彼此成比例的传感器信号。换句话说，至少涉及两个不同的函数，其中“不同的函数”也可以是相同的函数，例如，余弦函数，但具有不同的变元(argument)，例如是输入相位和固定相位的不同组合的变元。这也可以被视为在至少两个不同方向上感测，例如，在磁场的情况下，传感器感测磁场在不同方向上(例如在传感器的平面中，以45°的角度和90°的角度)的投影。然后，处理块(6)输出代表要被确定的位置的相位值θ_o(7)。反馈环路中的反馈信号单元(8)被馈送有由处理块输出的相位值，并确定阵列中各种加权因子的经更新的值。这些经更新的权重值然后在下一个感测信号阵列进来时使用。因此，得到的加权信号指示输入相位θ_i和输出角度θ_o之间的当前误差。

图2A中的组合器电路(4)产生模拟域中的霍尔元件(HE)信号的加权组合。在设备中具有提供模拟低通滤波的模拟滤波器(61)是有利的，因为这产生低噪声和隐式抗混叠滤波。模拟滤波器(61)可以是例如连续时间模拟积分器。ADC(62)将积分器输出(对于所示系统而言，积分器输出代表角速度)转换到数字域。数字滤波器(63)(在本实施例中是具有增加的前馈路径以改善跟踪环路的稳定性的数字积分器/累加器)将数字ADC信号转换成角度。替代地，也可以通过适当选择模拟滤波器来提高跟踪环路的稳定性，例如，通过向传递函数添加零，例如，在积分器的情况下，通过添加与积分器中使用的电容器串联的电阻器来实现。在本特定示例中，模拟滤波器(61)、ADC(62)和数字滤波器(63)的组合构成环路滤波器(60)，在其输入端接收来自组合器电路的连续时间信号。接下来，该角度被量化，由此在其输入处的角度被取整/截断/映射到属于有限可能角度集的输出角度。有限集可以包含基本角度的整数倍，例如，22.5°的倍数(对应于4位)，但这不是必需的。映射本质上可以是随机的，例如，涉及使用抖动(即有意施加的噪声形式)，例如，以使量化误差随机化。在反馈环路中，数字映射被执行，例如，被实现为查找表或数字逻辑，用于将经量化的角度转换为N个增益系数G_k的阵列，该N个增益系数G_k确定在组合器电路中使用的权重。

在图2B示出的另一示例性实施例中，角度传感器的工作原理是基于感测可移动金属目标中的涡电流的磁场。在该实施例中，借助于被馈送有交流电的激励线圈产生变化的磁场。交流电可以从振荡器电路中导出。一种有效的解决方案是使用激励线圈自感L与槽电容C组合作为LC振荡器的一部分。通过在谐振下操作激励线圈，通过谐振槽的品质因数有效地提高了电流通过。然后，激励线圈中的时变电流产生时变磁场，该时变磁场在可旋转的金属目标中感应涡电流。这些涡电流以与激励场相同的速率上升和下降。因此，由涡电流产生的磁场也在相同频率下时变。与时变涡电流相关联的变化磁场在许多的感测线圈中感应出电压。在本示例中，使用三个相隔120°的感测线圈。金属目标形状使得当旋转目标时，目标与各个感测线圈之间的耦合改变(即，是旋转角度的函数)。因此，不同的感测线圈信号的幅度成为旋转角度的函数。因为由涡电流产生的时变磁场也在振荡器频率下，所以可以使用(多个)振荡器信号解调感测线圈信号以提取幅度信息。然后，这提供了具有代表目标的旋转角度的相位的多个感测信号。类似于图2A的实施例，图2B中的组合器电路(4)产生模拟域中的经解调的感测信号的经加权的组合。图2B中的其余的构建块在用途上和功能上与图2A中的那些相似。本实施例的变型(未示出)是当组合器电路(4)直接在感测线圈信号上操作(没有解调)，并且然后解调组合器电路(4)的输出时。

现在更详细地讨论本发明的位置感测设备的各种构建块。为了便于描述，下面重点是关于角度位置传感器。然而，应该理解，在其他位置传感器的情况下，在本说明书中对“角度”的任何提及可能需要转换成替代术语。例如，“角度”可能需要由“相位”或“代表位置的相位”代替。

组合器电路

组合器电路是所提出的设备的关键组件。它的任务是提供输入角度θ_i与输出角度θ_o之间的差值的测量，即输入角度的估计。然而，由于输入角度θ_i不是直接可用的，而是编码为表示多个轴上的磁场角θ_i的投影的一组三角函数值，这需要以间接方式获得。参见图2A，组合器电路(4)实际上进行HE信号乘以权重的线性组合，即，

在该表达式中使用的权重G_k是输出角度θ_o“通过构造”的函数，即G_k＝G_k(θ_o)。组合器将权重阵列应用于所述一组各个传感器信号，并组合(相加)这些经加权的贡献以产生表示角度/相位差的输出。

通常，定义作为输出角度的函数的阵列的各种权重系数的函数G_k(θ_o)可被如下确定。从所述一组可能的输出角度中考虑单个值θ。当输入角度θ_i等于所考虑的输出角度值θ时，确定N个传感器元件信号S_k(θ)。然后可以找到一组非零值G_k(θ)(k＝0,…,N-1)来求解线性方程。这种齐次线性方程具有无穷多个解，这意味着可以利用这种自由度，例如，用于优化组合器电路性能。接下来解释可能的优化。为此，当θ_i接近θ但是可以偏离它量x(即，输入角度θ_i等于θ+x)时考虑N个传感器元件信号S_k。对于足够小的x，感测元件信号可以扩展为

S_k＝S_k(θ)+S′_k(θ)·x+n_Akk＝0...（N-1） （2）

其中S’_k表示第k个传感器信号相对于角度/相位变化的导数，n_k表示第k个感测元件的噪声。对于该特定的输出角度θ可以找到一组增益系数G_k，其中组合器电路的输出具有良好(最佳)信噪比(SNR)。组合器电路的输出可写为：

假设噪声分量n_k是不相关的并且具有相等的方差，则可以分析地导出最大化输出SNR的一组最佳增益G_k。一组最佳权重可以显示为：

通过对上述应用共同缩放因子可以获得其他最佳权重。

通过对所有可能的输出角度重复上述过程，可以从所述一组可能的输出角度中获得所有角度θ的权重系数G_k(θ)。这意味着对于任何可能的输出角度θ_o，权重系数G_k(θ_o)，(k＝0,…,N-1)被很好地定义。

在由表达式(1)给出的感测元件信号的情况下，等式(4)的最佳权重由下式给出

在这种情况下，最佳权重是取决于输出角度的简单三角函数。利用这些权重，组合器电路输出可以被显示为(对于所考虑的情况)：

因此，组合器电路的输出信号与sin(θ_i-θ_o)成比例。因为整个反馈环路的目标是让输出角度θ_o跟踪输入角度θ_i，所以差θ_i-θ_o相对较小(在跟踪模式中)，并且在良好近似中，sin(θ_i-θ_o)＝θ_i-θ_o。

组合器电路提供与角度/相位差相关的输出，例如，与sin(θ_i-θ_o)成比例的信号。在某些方面，这类似于PLL中的相位检测器的输出信号。然而，虽然输出可能类似，但组合器电路与传统的相位检测器电路完全不同。传统的相位检测器电路对具有非零频率的输入信号进行操作，即，即使当相位本身保持恒定时，它们也会随时间演变。一个传统的相位检测器是乘法器，该乘法器将两个正弦或方波状输入信号相乘，在大多数情况下，接着是去除双频和较高频率音调的滤波器。其他传统的相位检测器依赖于检测其输入信号中的“事件”，诸如边缘或电平交叉的发生。这些传统的相位检测器仅测量非平稳信号之间的相位差。在现有技术的角度传感器架构US2016/363638和US2010/026287中也是这种情况，其中使用传统的相位检测器，传统的相位检测器具有随时间变化的两个输入信号：第一个是通过以预定的扫描时钟频率顺序地扫描多个感测元件而获得的，以及第二个是由具有相关的时钟信号(例如，扫描时钟)作为输入的振荡器产生的。相位检测器通过测量两个有区别的输入信号的边沿之间的时间来操作。顺序地扫描多个感测元件，因此，所有单独的感测元件信号仍然可用作值序列，原则上，可以反转。相反，本发明中，对接收到的传感器信号采用并行处理。出于此目的，组合器电路在每个时刻接收N>1个感测信号和相等数量N个反馈信号(定义每个感测信号的权重)。因此，组合器电路接收至少四个信号，而传统的相位检测器仅接收两个信号。此外，在本发明中，输入信号可以是完全静态(DC)信号(当θ_i和θ_o恒定时发生)，并且组合器电路仍然能够提供代表θ_i和θ_o之间的差的输出。

可以借助于基于软件的计算和/或借助于数字逻辑从输出角度确定各种权重G_k。在输出角度被量化的情况下，仅存在可能值的有限集。各种权重G_k可以被预先确定，并且例如被存储在反馈环路中的查找表(81)中(即以数字形式)，如图2所示。

如图2A和图2B的实施例中，权重G_k可以被实现为数字受控增益(82)。然后，这些权重可以表示增益因子(增益系数)。有各种方法来实现这种数字受控的权重。组合器电路中的数字受控的权重/增益可以通过提供诸如电阻器、跨导、电容器等之类的可切换组件来实现。可切换组件可以使用共同单元组件来构建。组合器电路中的数字受控的权重/增益也可以通过模拟多路复用器实现，例如，用于将多个感测元件信号中的一个互连到组件(电阻器，跨导器等)。所需功能也可以与系统的下一个块合并，该下一个块在图2的示例性角度域架构中是积分器。从概念上说，电压域积分可以分成电压-电流转换(即跨导)，接着的是电流/电荷积分器(通常使用电容器来累积与输入电流相关联的电荷)。然后，例如可以通过数字控制跨导来实现数字受控的权重，利用该跨导，不同的HE信号被转换成电流。例如，可以将开关添加到跨导器电路，该开关允许控制转换跨导或(互)电阻。具体而言，可以设计依赖于使用相同单元组件的切换方案，因为相同的组件通常更好地匹配是已知的。使用单元元件用于获得具有精确受控的权重的积分器的可能方法是将积分器电路的总输入跨导分成多个相同(低噪声)跨导单元(LNT)，并且在每个跨导单元之前使用数控模拟多路复用器从多个感测元件信号中选择出一个，该选择取决于输出角度θ_o的值。这在图3中示出，其中通过增加或减少用于将HE信号转换成电流的跨导单元的数量来数字地控制增益。在某些情况下，人们也可以将零信号应用于该单元或以某种方式禁用它，例如，当特定输出角度θ_o不需要某个单元时。

可以扩展反馈信号单元(8)的功能以产生用于设置组合器电路(4)的权重的控制信号。这些控制信号可以是用于定义影响这些权重的所有开关的状态的装置，和/或用于定义组合器电路中使用的多路复用器的状态的装置。然后可以在反馈信号单元(8)中实现两个映射：从输出角度θ_o到权重系数G_k的第一个映射和从权重系数G_k到控制信号的第二个映射。还可以在反馈信号单元中实现组合的映射，其中更直接地生成作为输出角度θ_o的函数的控制信号。尽管概念上，反馈信号单元(8)与组合器电路(4)之间的连接传递关于权重系数G_k的信息，例如，如图1所示，该链路的实际物理形式可以采用许多不同的形式，诸如定义组合器电路的受控元件的状态的数字信号。

图4中提供了模拟多路复用器和开关组件的更详细视图。该图详细说明了模拟多路复用器的电路级实现，该电路级实现允许从两个可能的差分感测信号中选择出一个，即(VX+，VX-)和(VY+，VY-)，并且还允许通过将多路复用器的差分输出节点(Vin+，Vin-)切换到公共电压Vcm来选择零差分信号。模拟多路复用器使用CMOS开关，CMOS开关可通过定义这些开关状态的数字控制电压进行操作。模拟多路复用器输出连接到低噪声跨导器(LNT)单元的输入。LNT的输入晶体管接收差分电压(Vin+，Vin-)并充当该差分输入电压的源极跟随器。因此，差分输入电压也被强制通过电阻器R_LNT，并产生信号相关电流。LNT单元中的其他晶体管的存在用于改善源极跟随器特性并提供由电阻器R_LNT产生的信号相关电流的(可能缩放的)副本。在图4的底部，示出了相同类型的电路如何能容易地适于获得增益可编程变体。在此，R_LNT由许多相同的电阻器单元Ru组成，并且插入开关以将一定数量的这些单元并联。电阻器的串联，其中开关允许短路一些元件(图中未显示)，也可用于创建可变电阻R_LNT。清楚的是，通过控制电阻R_LNT，电路作为增益可编程跨导操作。

组合器电路的实施例可以包括在集成电路设计中使用的任何已知的技术，以补偿组件失配。这包括使用校准和/或修整以及使用动态元件匹配技术，例如，允许单元组合的变化用于实现特定加权因子。

对于某些θ_o角，权重G_k可以为正，但对于其他输出角度，权重G_k可以为负。权重G_k的符号可以以多种方式实现。例如，当感测元件信号是差分时，可以通过交换连接来改变符号。替代地，某些感测元件，如霍尔元件，允许通过改变偏置电流流动方向来改变符号。这也在图3中示出。对于单端感测信号，可以通过反相放大器配置来实现符号反转。

在实际的电路实现中，如果不同的权重可以由许多相同的单元组成，则它们可以更容易地实现。在这种情况下，权重系数必须被量化并且可能偏离以上给出的理论值。作为该权重量化的结果，组合器输出可能偏离理想情况并且对于理想情况下将给出零输出的输入角度可能变为非零。由于组合器输出在架构中被解释为输入和输出角度之间的误差，因此可以理解，权重量化可能对传感器系统的整体准确度产生影响。幸运的是，这可以通过移位对应于特定权重组合的输出角度θ_o来补救。将移位值定义为角度θ_o，当应用相同的输入角度(即θ_i＝θ_o)时，这使得线性组合等于零。该方法允许通过对在没有权重量化的情况下将应用的输出角度进行(小)校正来考虑权重量化的影响。这在处理块包括角度量化器块时可以容易地完成，因为在这种情况下，可以通过改变允许的量化级别来完成校正。模拟显示，通过这种适配，系统可以令人满意地操作，其中偏差对性能影响很小或没有影响。当然，角度量化器块可能会变得稍微更加复杂。例如，与均匀集相比，在非均匀的允许值集中找到最接近的值是更复杂的。

在图5中，呈现了两种实际的加权方案，该加权方案可以用单元实现并且该加权方案仍然导致正确的系统操作。在两种方案中，已经进行了上述用于消除权重量化影响的校正，并且我们可以看出，实际上并非所有离散输出角度θ_o都是单个基角的完整整数倍。令人惊讶的是，当使用更多投影信号时，例如在图5右侧所示的方案中，不需要上述校正，因为尽管权重已经取整到方便的值，但是级别仍然精确地保持在它们的理论值。因此，允许的输出角度保持基角(π/8)的简单整数倍，这使角度量化器块更容易实现。

存在用于实现加权系数的附加方法。例如，在霍尔元件用作感测元件的情况下，可以通过以取决于输出角度的方式调制HE偏置电流(或偏置电压)来实现加权因子。这提供了相当容易实现的优点，例如，使用电流DAC定义偏置电流。

组合的解决方案也是可能的，其中用于引入加权系数的不同方法一起使用。例如，通过将多个跨导器单元切换到特定传感器信号的数字受控增益可以与用于调节感测元件的偏置电流(或电压)的装置相邻。

包括积分器的模拟滤波器

如图2所示，在处理块(6)中，包括积分器的模拟滤波器(61)接收代表误差信号的组合器电路(4)的输出作为其输入，例如与sin(θ_i-θ_o)成比例。如上所述，当在跟踪模式下时，误差信号(5)代表角度/相位误差θ_i-θ_o。积分器输出是该误差信号的积分，因此表示输出相对于输入的角度/相位误差随时间的累积。由于可以使整个跟踪环路以稳定的方式操作，因此积分器状态始终保持约束。这意味着随着时间的推移，平均误差逐渐变为零，这解释了所提出的架构的重要特征：输出角度平均起来是输入角度的准确表示。

并非绝对需要使用积分器来处理角度/相位误差信号。这也可以是提供增益的(低噪声)放大器，或更通用类的模拟低通滤波器。另一示例是在积分器电路的反馈路径中添加串联电阻器以向环路滤波器添加零，例如，用于增强环路的稳定性。为了达到平均输出等于平均输入的上述特征，在设备的前向路径中(即在环路滤波器中)需要一个或多个积分。然而，这些积分可以在其他块中执行，例如，在本说明书后面讨论的环路滤波器中包括的(多个)数字滤波器中。

然而，使用模拟低通滤波器(例如积分器)来处理组合器电路的误差信号确实带来了一些优势。第一个益处涉及感测元件的宽带噪声。因为组合器电路组合了固有噪声的感测元件信号，所以输出(5)(即角度误差信号)也包含宽带噪声。误差信号的连续时间低通滤波抑制了这种宽带噪声。由于这种滤波效果，可以对模拟滤波器输出进行采样，几乎没有额外的噪声混叠。换句话说，模拟积分器提供隐式抗混叠滤波。当模拟滤波器之后是采样块(诸如ADC(参见图2的实施例))或开关电容器电路(例如用于额外增益、附加滤波，......)时，这是有利的。第二个优点是模拟滤波器(61)，特别是当它包括一个或多个积分器时，为环路中存在的量化噪声源(例如，由角度量化块和/或ADC(当存在时)引起的)提供噪声整形。第三个优点是模拟滤波器提供增益(和噪声滤波)，几乎没有额外的传播延迟。

一些感测元件(诸如霍尔元件)具有相对大的固有偏移，在这种情况下，通常应用电流旋转以将有用磁信号与偏移分开。可以选择电流旋转方案，使得有用信号被上变频，到达经斩波的传感器信号。代替表达式(1)，可以使用旋转/斩波来将感测信号表示为

其中，(-1)ⁿ表示由于所施加的旋转方案引起的交替霍尔信号(其中n是指示在其期间传感器信号正被读出的第n个时隙的整数)，并且V_o,k表示感测元件k的单独的偏移。然后将该“经斩波的”传感器信号连接到前端，例如，连接到图3中的一个或多个LNT单元。因此，由组合器电路处理的信号一方面可以由偏移和可能的一些闪烁噪声组成，另一方面可以由上变频的磁信号组成。然后需要在积分之前解调组合器电路输出。在积分之前的这种解调可以在图6的传感器系统中看作第二因子(-1)ⁿ。

在基于电感的位置传感器中，斩波操作可能是由于在激励线圈中使用的高频调制。(-1)ⁿ可以对应于模拟载波的使用或对应于利用这种载波的解调。

虽然所提出的架构与在前端应用斩波兼容，但这不是强制性的。例如，与可能的偏移相比，感测信号能够已经具有非常好的信号强度，这可能是当使用电旋转变压器来提供感测信号时的情况。此外，来自前端的闪烁噪声也可以通过适当的设计(例如增加关键晶体管的尺寸)来减少。

ADC和数字滤波器

对于在长时间段内在相同方向上旋转的应用(例如在电动机控制中)，原则上输出角度连续增加。当输出角度由具有有限范围的模拟信号表示时，这可能会导致问题。该问题的解决方案是当达到某个上限时，重置模拟信号，例如，重置为零。当上限对应于例如360°的输出角度时，重置为零则对应于执行360°相位跳变以将模拟信号保持在其有限范围内。然而，如果在模拟域中执行此类操作，它们会受到各种错误和缺陷。如下所述，这可以被避免，例如，通过数字域中的相位累积并在理想得多的设置中执行相位卷绕(phase-wrapping)。

更一般地，角度传感器的特定实施例具有包括数字滤波的环路滤波器。然后，(总)环路滤波器例如包括模拟滤波器、模数转换器和数字滤波器。与使用模拟滤波器相比，使用数字滤波器(例如，在传递函数的准确性、技术的灵活性和可扩展性方面)有许多优点。数字滤波器(63)可以包括积分器，例如用于累积速度相关的信号(如图2中的情况)。使用数字积分器的优势在于它们可以具有几乎无限的输出范围，从而提供具有多匝能力的传感器架构。具有有限输出范围的积分器也是非常有用的，例如，提供上述相位跳变的无差错实现。在其最简单的形式中，数字积分器的自然溢出可以提供无差错的相位卷绕机制。作为上述示例，可以使数字积分器具有800°的输出范围，其中数字积分器的最高有效位定义转数，并且大量较低有效位在单次回转内以高精度定义角度，例如，14位输出，其中两位用于转数，12位用于分数角度(fractional angle)。

已经研究出了使用多极磁体测量绝对角度的布置，例如，在US2015/226581中。这些布置的优点是它们显著降低了关于杂散场的灵敏度。本发明的优点是传感器读出架构与多极磁体和/或杂散场不敏感传感器布置的使用兼容。

图7示出了与US2015/226581中公开的6极磁体一起使用的示例性杂散场鲁棒布置，该6极磁体在此作为示例。这种情况下，单独的感测信号可以建模为：

其中

θ_i＝3×θ_mech (9)

其中θ_mech表示6极磁体的绝对旋转角。与表达式(1)的主要区别在于，现在所感测的(磁)角θ_i是“机械”角θ_mech的整数倍。注意，根据(9)的θ_mech和θ_i之间的关系假设对于θ_mech等于零，磁体和感测元件配置被适当地对齐。如果不是这种情况，则可以向等式添加额外的偏移角。

本发明的传感器设备可通过使用对称权重来提供对杂散场具有改进的不敏感性的读出。对于上面的示例，对于k＝0,1,2,3施加对称约束G_k＝G_k+4＝G_k+8导致期望的结果。例如，因为选择了公因子G₁＝G₅＝G₉，所以来自图6中指示的感测元件S₁,S₂和S₃的信号的贡献是由公因子加权的这些信号的总和，并且因此均匀杂散场的影响消失(因为总和)。

一般来说，当感测元件以规则图案放置时，并且当这些元件的子组的信号可以组合以使读出关于干扰物(例如，干扰的外部磁场)鲁棒时，在组合器电路中，选择与子组元件相关联的权重/增益，使得对于所有可能的情况(即所有可能的输出角度)，以保持关于干扰物的鲁棒性的方式组合子组信号。这包括感测元件是在正多边形的角上间隔开的霍尔板的情况：可以使来自径向相对的板(例如X和X')的信号具有有匹配幅度的权重/增益和适于在垂直于霍尔元件的方向上阻挡均匀外部场的符号。

当与多极磁体组合时，本发明的另一优点涉及环路的多匝能力。即使当增加/减少超过360°，传感器设备也会跟踪θ_i。再次以6极磁铁为例，如果(9)在某个时间点有效，则环路将从那开始跟踪θ_i，即使θ_i超过360°。只要环路没有被抛出锁定，关系式(9)保持有效。因此，可以获得机械角度的测量值为：

注意，如果没有用于在某个时间点在θ_i和θ_mech之间建立对应关系的装置，由于磁体的120°旋转对称性，在测得的角度上仍存在总体模糊性。可以解决这种模糊性，例如，通过检测(利用其它装置)何时θ_mech处于相对较大但已知的范围(例如-60°和+60°之间)。

角度量化器

在描述中，焦点主要在于对角度操作的量化器块(64)。然而，应该清楚的是，量化器块(64)操作也可以在表示(广义)位置的相位上操作。

角度量化器块(64)将输入值与来自有限的一组允许值的输出值相关联。选定的输出值可以是最接近输入值的允许值。最简单的情况是当允许值是均匀分布的。当在环路中使用ADC时，角度量化器块可以是纯数字函数。一种特别简单的形式是基于识别数字滤波器(63)输出或相位累加器输出的“分数位”，即将角度确定为整个圆的一部分的位。角度量化器限制用于覆盖整个圆的输出角度θ_o的级别的数量，例如，数字在2到1024范围内或在4到64范围内或在6到32范围内或在8到16级别范围内(在每种情况下限制值包括在内)。

角度量化器也可以是具有模拟输入的模拟电路，例如，比较器、闪速ADC或其他类型的奈奎斯特率ADC。实际上，这要求输出位置范围是有限的，并且可能需要采取额外的措施，例如，用于将角度量化器的输入角度卷绕到仅覆盖360°的基本范围。

包括量化器块(64)的位置传感器的实施例提供表示位置的数字输出，对应于量化器输出。因此，这些实施例提供了位置到数字转换。量化器(64)采用的位的数量受两个重要因素的影响。一方面，位数量的减少降低了组合器电路的复杂性，使得位置传感器更容易实现。另一方面，高数量的位为(广义)位置的数字输出值提供更高的分辨率。现在将示出这些冲突的要求可以通过“噪声消除”技术来减轻，其中在很大程度上消除了在位置传感器的量化器(64)中引入的量化噪声。

根据本发明的具有噪声消除的方案如图8所示。量化器(64)提供环路的数字输出值(7)，在后续计算中表示为D1。该量化器通常可以具有有限数量的位，例如，用于降低与组合器电路(4)相关的复杂性。量化器(64)在数字域中，并且其输入由具有传递函数H_d的数字环路滤波器提供。环路进一步包括具有传递函数H_a的模拟环路滤波器，其后是模数转换器。由于模拟环路滤波器的输出被模数转换器采样，因而传递函数H_a被视为模拟环路滤波器的连续时间传递的离散时间等效。确定这种离散时间等效在本领域中是公知的，并且可以例如通过Matlab中提供的c2d函数来完成。模数转换器提供数字输出，在后续计算中表示为D₂，模数转换器还提供数字环路滤波器H_d的输入。量化器的操作可以被建模为将量化误差添加到相应的量化器输入信号，量化误差被定义为量化器的输出和输入之间的差。在系统中可以识别两个这样的额外“源”，Q₁和Q₂分别表示量化器(64)和模数转换器(62)的量化误差。注意，在本系统中Q₁可以被认为是可知量，因为量化器(64)的输入和输出都在数字域中，因此，这些信号可以数字地相减以获得Q₁。由于可以获得对Q₁的完全了解，因此可以补偿由量化器(64)的量化噪声Q₁引起的影响。一个关键问题当然是如何做到这一点以及当系统中存在不确定性时这种可能性的程度，诸如当人们对模拟滤波器传递函数H_a只有不精确的知识时。一种可能性是当存在时使用本发明的模数转换器电路的输出D₂，以在很大程度上消除Q₁的影响。进一步公开的一些实施例能够应对模拟滤波器传递函数H_a的不精确知识，并且甚至允许适应该滤波器中的时变变化。

使用线性系统分析，可以将上述系统中的两个数字输出D₁和D₂确定为输入信号V_i和两个量化误差源Q₁和Q₂的函数：

在此表达式中，以下传递函数呈现：

这些传递函数在Sigma-Delta调制器的情境中已知为信号传递函数(STF)和噪声传递函数(NTF)。

根据本发明，两个数字量化器输出D₁和D₂去往重组器块，在重组器块中，这些分别由数字滤波器A(z)和B(z)滤波，然后相加。如下所述，也可以任选地提供延迟补偿滤波器。由此获得的重组输出D_out可表示为：

将表达式(11)代入表达式(13)中，可以很容易地表明如果

则

由于Q1没有出现在补偿输出D_out(z)中，所以所提出的重组完全消除了Q₁的贡献。然而，在本说明书的后面示出，数字滤波器A(z)和B(z)的传递函数的比率恰好等于H_a并不是严格需要的。

根据本发明，可以应用消除量化噪声Q₁的其他手段。量化器(64)的输出D₁具有加法项NTF(z)Q₁，例如可以从(11)中的针对D₁的表达式看出。量化噪声Q₁可以容易地确定，例如，通过从其输出中减去量化器(64)的输入，这是在数字域中容易获得的两个信号。这种确定Q1的方法也用在图12中，这将在下面讨论。现在，等式(12)根据环路中模拟滤波器的离散时间等效H_a(z)和环路中数字滤波器的也已知的传递H_d(z)来提供数字传递NTF(z)的表达式。因此，NTF(z)表示已知的数字滤波器，其可以应用于Q₁值的序列(例如，通过从其输出中减去量化器的输入而获得)，并且可以从量化器输出(64)D₁中减去该结果以到达位置输出。这样获得的输出D_out＝D₁-NTF(z)Q₁可以被示出为不再依赖于量化噪声Q₁，如可以基于如等式(11)直接证明的。实际上，用于确定NTF(z)的模拟滤波器的(离散时间等效)传递H_a(z)可能偏离真实传递，因为模拟滤波器的不可避免的可变性，例如，随着温度。尽管如此，用上述的消除方法很容易得到具有对量化器(64)引起的量化噪声Q₁的依赖性减少的表示待测量的位置的值D_out。

已经描述了上述两种不同的噪声消除方法。在两种情况下，都有具有两个数字输入的噪声消除块：量化器输出信号和量化器上游的数字信号。这两个数字信号在噪声消除块中以使得经组合的信号提供代表要被测量的位置的改进的相位值的方式组合，该相位值较少依赖于由量化器引起的量化噪声。在第一种方法中，在噪声消除块中使用的量化器上游的数字信号是包括在环路滤波器内的模数转换器的输出。通过使用数字重组滤波器A(z)和B(z)适当地滤波两个数字信号，并随后将重组滤波器的输出相加来获得经组合的信号。在第二种方法中，在噪声消除块中使用的量化器上游的数字信号是量化器的输入信号。通过由噪声消除块接收到的两个数字信号相减来获得经组合的信号，对该经组合的信号进行滤波(利用NTF的近似值)，并从量化器输出信号(也由噪声消除块接收)中减去该经组合的信号。基于本发明中公开的噪声消除方法，技术人员原则上可以扩展该方法以使用量化器上游环路中出现的不同数字信号，例如，通过使用线性系统分析导出类似于(11)的方程，用于在量化器上游环路中出现的数字信号，然后计算出消除与Q₁有关的贡献的噪声消除块的两个数字输入信号的线性组合。

噪声消除方案的优点在于量化器(64)可以具有低分辨率(即，少量的位)，因为可以以上述方式消除对应的量化误差Q₁。这样，可以限制反馈电平的数量，这可以显著地简化组合器电路的设计。

通过观察输入位置到数字输出的传递，可以理解本发明提供的另一优点。对于数字噪声消除输出，此传递为A(z)。当使用D₁作为数字输出(没有噪声消除)时，信号传递函数是(12)中定义的STF(z)。该STF(z)由分别对模拟和数字环路滤波器H_a和H_d的选择来固定。相反，可以看出(14)在选择重组滤波器A(z)和B(z)上允许很大的自由度。因此可以开采这种自由度来实现更有益的信号传递函数A(z)。

通常，当角度量化器的位的数量降低时，组合器电路的互连复杂性降低。少量的位意味着更大的角度量化误差，并且因此，如本发明公开的处理角度量化误差的策略是高度相关的。

重要量是延迟n，n表达为在数字反馈信号(D₁)和ADC的数字输出(D₂)之间的采样间隔(T)的数量。对该延迟的贡献可能来自反馈路径中的延迟、与积分器电路相关联的延迟、ADC的转换时间等。

然后，图9的更紧凑的系统级图可以针对所述系统导出。在本示例中，N个输入信号(2)、反馈信号单元(8)以及组合器电路(4)的动作产生与输入角度和与D₁对应的反馈角度之间的差的正弦成比例的输出信号(5)。为了研究传递函数，忽略非线性sin特性，即，假设sin x≈x，其中x足够小。在系统级图中，(总)延迟n已经被包括在模拟滤波器传递函数H_a中，而反馈路径和量化器(64)被理想化为没有延迟。在所考虑的示例性情况中，模拟滤波器具有由

给出的传递函数，其中比例因子(proportionality factor)K考虑多个缩放因子(scale factor)(诸如磁场强度、霍尔元件灵敏度、积分器的时间常数等)。

在该示例性实施例中，重组器块使用以下重组滤波器：

对于这种选择，显然满足条件(14)。引入额外延迟z^-n的原因是使滤波器B(z)在物理上可实现。对于该示例，我们获得

其表示可实现的FIR滤波器。

选择A(z)＝z^-n意味着输入信号也被n个样本延迟，这可以从(15)中看出。在角度传感器以高转速运行的情况下，这种额外的延迟可能导致明显的角度误差，尤其是在n>1的情况下。在这种情况下，可以在系统中添加可选的延迟补偿滤波器，其目的是补偿滤器A(z)的延迟n。用于补偿延迟n的补偿滤波器的一个示例是：

实现该滤波器的一种方法如图10所示。在(17)中，a表示额外参数，通常在0和1之间，一方面控制过冲和高频增益之间的折衷(当a减小时该高频增益变小)，并且另一方面控制稳定时间(settling time)(当a增加时该稳定时间变小)。当选择a＝n时，滤波器减小到1+n(1-z^-1)，这是通过对信号进行差分来基于“速度”估计补偿延迟的直观方式，但是这种选择具有非常高的过冲并强烈放大了高频。

如前所述，输入信号传递函数已经改变为第一重组滤波器的传递A(z)，其延迟可能由延迟补偿滤波器补偿。这对于提供可能快速变化的角度的A/D转换的角度传感器特别有意义，因为它允许改善动态响应，例如，通过提供更快的阶跃响应。

还如上所述，使用如所述的重组器块进行噪声消除的位置感测设备可以包括延迟补偿滤波器，以补偿由第一重组滤波器引入的延迟。然而，在其他情况下，也可以有利地使用延迟补偿滤波器。通常，附加的数字滤波可以被添加到本发明的任何示例性实施例，例如，用于通过降低(噪声)带宽来提高信噪比。如果这种滤波引起了在预想的应用中不能容忍的额外延迟，则可以补偿这种延迟，例如，使用上述类型的延迟补偿滤波器。

图11示出了根据本发明的位置传感器的实施例，其中应用了内环噪声整形。在这种情况下，模数转换器(62)被实现为具有带传递函数H_b的模拟环路滤波器和局部反馈DAC的局部反馈环路，其中第二量化器Q₂被嵌入在内部反馈环路中。局部环路的动态特性由其信号传递函数H_b/(1+H_b)决定。对于一阶滤波器H_b＝z^-1/(1-z^-1)，该信号传递函数是简单的延迟z^-1。这种简单的延迟可以直接并入到全局反馈环路的总延迟n中。通过添加图中所示的可选路径也可以避免延迟。该可选路径具有已知的效果，即它使局部环路的信号传递函数等于1。在这种情况下，局部环路不会改变全局反馈环路的动态行为。因此，局部环路的主要作用是，它将噪声整形应用于第二量化器的量化噪声Q₂。内环的等效量化噪声为Q₂/(1+H_b)，其处于低频至中频，与用作模数转换(62)的闪速ADC的第二量化器的量化噪声Q₂相比，通常相当低。

具有内环噪声整形的系统的附加优势在于，局部反馈DAC的非线性被全局环路抑制。这意味着可以在对线性度不太严格的条件下应用多位DAC。

不要求量化器Q₁和Q₂都以相同的速率操作。例如，与全局反馈环路相比，围绕Q₂的内部反馈环路以及可能还有具有传递函数H_d的数字滤波器可以以更高的速率操作。然后量化器(64)对数字滤波器输出H_d进行二次采样。

在电子系统过程中，电源电压和温度(PVT)是可变性的重要来源。模拟滤波器传递H_a通常受这些PVT效应的影响。例如，连续时间积分器—模拟滤波器的具体选择—可以很容易地具有与其标称设计值偏离30％的时间常数。甚至可能存在更大的偏离。例如，在根据本发明的大多数位置传感器中，加权和信号(5)的幅度取决于输入信号的幅度，输入信号的幅度通常取决于磁场强度，而磁场强度取决于应用。因此，在图9的模型中，存在影响模拟滤波器传递H_a的增益的各种可变因素。

现在提出了一些具有自适应方案的实施例，即使考虑到模拟传递函数H_a的可变性，也可以提供Q₁的有效消除。首先，讨论了失配的影响。

条件(14)将两个数字滤波器链接到模拟传递函数H_a。因为模拟传递函数受到各种变化源的影响，所以通常不能精确地满足该等式。为了一方面研究真实H_a之间失配的影响，以及另一方面研究用于选择数字重组滤波器的标称传递H_a,nom＝A(z)/B(z)，相对失配可以定义为

注意，当且仅当满足条件(4)时，Δ(z)是相同的零。

作为示例，考虑模拟传递H_a的增益K的不确定性，该增益K偏离用于确定重组滤波器A和B的大小的标称值K_nom。然后，在这种情况下(18)减少到

即Δ然后表示K与K_nom的相对偏差的量度。

考虑到相对失配(8)，可以进行如上所述的分析。补偿后的输出D_out是：

如所预期的，当Δ＝0时，该等式减小到表达式(15)。从(19)中可以推断出如由本发明提供的噪声消除输出信号D_out具有信号传递函数A(z)[1+Δ(z)NTF(z)]。非零Δ的次要影响是它稍微将输入信号Vi的转移A(z)改变额外因子1+Δ(z)NTF(z)。在大多数情况下，这可以忽略不计。在任何情况下，与具有由环路滤波器确定的信号传递函数的“经典”输出D1相比，可以更自由地选择信号传递函数A(z)。

对于本申请更重要的是(19)中与Q₁相关的项。从上面的表达式的最后一项可以看出，非零Δ导致Q₁噪声泄漏到经补偿的输出D_out中。幸运的是，这种泄漏的噪声被NTF(z)整形，NTF(z)是由模拟滤波器H_a和数字滤波器H_d两者创建的噪声整形。当参考输入时，泄漏的量化噪声由Δ(z)NTF(z)/(1+Δ(z)NTF(z))Q₁给出。对于(11)的第一个表达式给出的反馈环路的“经典”输出D₁，具有输入参考贡献NTF(z)/STF(z)Q₁。在某种意义上前者优选地比后者小，这仅在相对失配Δ以某种方式受到限制时才是这种情况。可以证明以下定理：

如果对于确定的频率f，具有

|Δ(z)|<1/(|STF(z)|+|NTF(z)|)其中z＝exp(j2πf) (20)

那么，与当使用“未消除”输出D₁时的输入参考Q₁噪声的幅度相比，对于噪声消除输出信号D_out，在频率f处的输入参考Q₁噪声的幅度更小。注意，(20)不是必要条件，而仅仅提供方便的充分条件。幸运的是，在大多数情况下，等式(20)不是非常严格的，并且在几个百分比量级，甚至10％和更多的相对失配Δ可能与(20)一致。此外，如果对于所有频率f满足(20)，则与D₁相比，保证D_out中存在较少的输入参考Q₁噪声。然而，即使某些频率违反了表达式(20)，泄漏的量化噪声的积分功率仍然可能小于“未消除”输出D₁中存在的量化噪声Q₁的积分功率。换句话说，如果在某些频率下存在更多与Q₁相关的噪声，则该噪声可以由在其他频率处存在的较少噪声来抵消。因此，可以得出结论：存在非常宽范围的重组滤波器A(z)和B(z)，该重组滤波器A(z)和B(z)导致“噪声消除”输出D_out与反馈环路的“未消除”输出D₁相比更少地依赖于量化噪声Q₁。后者可以通过将D_out的信噪比(SNR)与“未消除”输出D₁的SNR进行比较来量化。尽管可以从(14)开始选择重组滤波器A(z)和B(z)并考虑到由(18)和(19)指示的设计自由度，但是其他设计过程也是可能的。例如，可以将A(z)和/或B(z)作为参数化滤波器，例如，具有可变系数的FIR滤波器，然后确定使D_out的SNR最大化的最佳滤波器参数。当D_out的最佳SNR低于D₁的SNR时，通过与反馈环路的“未消除”输出D₁相比，构造提供较少依赖于量化噪声Q₁的噪声消除的输出D_out获得A(z)和B(z)的选择。这种优化方法还为引入优选形式的信号传递函数(对应于重组滤波器A(z)，如上所述)提供了额外的灵活性。

在另一实施例中，通过引入补偿缩放因子，例如在第二重组滤波器中，来抵消模拟滤波器H_a的增益可变性。图12中示出了该方法。在该实施例中，第二重组滤波器(22)包括可编程增益G，该可编程增益G允许根据增益控制信号缩放信号。增益控制信号由增益控制器单元(3)产生，该增益控制器单元(3)接收重组器块(9)的输出和量化噪声Q₁。例如，可以通过从量化器(64)的输出中减去量化器(64)的输入来计算量化噪声Q₁，输入和输出都是数字域中的信号。增益控制器单元(3)包括用于对其输入信号进行滤波的滤波装置D(z)(31)和E(z)(32)，用于产生这些经滤波的信号的乘积的乘法器(33)以及对其输出信号进行适配直到其输入信号变为平均零的自适应控制器(34)。

等式(19)为理解上述以及其他更一般的自适应方案如何操作提供了基础。为此，表达式(19)被改写为以下更紧凑的形式：

D_out＝A(z)θ_i+A(z)/H_a(z)Q₂–Δ(z)A(z)NTF(z)Q₁ (21)

为了清楚起见，忽略了Δ对信号传递函数的影响。注意，这种近似并不是严格需要的，因为自适应方案使Δ很小，因此随着时间的推移，近似变得更加准确。(21)中的三项分别对应于θ_i、Q₁和Q₂，可以认为是统计上不相关的。可选地，现在可以将滤波器D(z)应用于模数转换输出信号D_out，例如，用于减少信号相关分量θ_i。例如，当θ_i占据相对较低的频率时，如通常在角度传感器中的情况，D(z)可以是一阶差分1-z^-1或二阶差分(1-z^-1)²，这将很大程度上消除输入信号分量。然后，经滤波的输出信号(即D(z)D_out)由等式(11)乘以D(z)给出。然后，经滤波的输出信号的最后项是Δ(z)E(z)Q1的形式，其中E(z)＝D(z)A(z)NTF(z)。因为A(z),D(z)以及NTF(z)是已知的数字滤波器(参见NTF的等式(12))，所以E(z)也是已知的滤波器。现在Q₁是可计算的数字信号，并且可以用滤波器E(z)对其进行滤波。然后可以将经滤波的信号D(z)D_out和E(z)Q₁相乘，如图12所示。该乘法器的输出提供了相对失配Δ的量度(在统计意义上)。该乘法器输出可以被认为是自适应环路的误差信号(误差信号将被最小化)。实际上可以证明乘法器输出的预期值与Δ成比例，因为与θ_i和Q₂相关的乘积中的交叉项平均为零(由于θ_i和Q₂与Q₁不相关)。因此，根据本发明，可以将重组滤波器A(z)和/或B(z)作为自适应滤波器。然后，可以根据本领域已知的用于最小化误差信号的方法(例如，以均方意义最小化该误差信号)来适配(多个)自适应滤波器的参数。

尽管已经在附图和前面的描述中详细地说明并描述了本发明，但是此类说明和描述被认为是说明性或示例性的，而非限制性的。前面的描述具体说明了本发明的某些实施例。然而，应当理解，不管以上在文本中显得如何详细，本发明都能以许多方式实现。本发明不限于所公开的实施例。

通过研究附图、公开和所附权利要求，本领域技术人员可在实践要求保护的发明时理解和实施所公开实施例的其他变型。在权利要求中，单词“包括”不排除其他要素或步骤，并且不定冠词“一(a)”或“一个(an)”不排除复数。单个处理器或其他单元可实现权利要求书中所述的若干项的功能。仅仅在相互不同的从属权利要求中列举某些措施这一事实并不表示这些措施的模拟滤波器(61)的组合，尤其是当包括一个或多个不能被有利使用时。计算机程序可被存储/分布在合适的介质(诸如，与其他硬件一起或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质)上，但也能以其他形式(诸如，经由因特网或者其他有线或无线电信系统)来分布。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。

Claims (15)

1.一种用于测量位置的位置感测设备，包括：

多个传感器(2)，所述多个传感器(2)被布置成产生感测信号，每个所述感测信号是表示要被测量的位置的输入相位(θi)的函数，

组合器电路(4)，所述组合器电路(4)被布置成通过根据加权因子阵列组合所述感测信号来产生误差信号(5)，

处理块(6)，所述处理块(6)被布置用于对所述误差信号进行滤波，用于从经滤波的误差信号导出表示所述位置的相位值(7)，并用于输出表示所述位置的所述相位值(7)，

反馈环路，所述反馈环路包括反馈信号单元(8)，所述反馈信号单元(8)被布置用于接收所述输出相位值并用于基于所接收的输出相位值调整所述加权因子阵列，所述加权因子所以是所述输出相位值的函数。

2.如权利要求1所述的位置感测设备，其特征在于，所述处理块(6)包括被布置为接收所述经滤波的误差信号并用于生成表示所述位置的所述相位值的量化器(64)。

3.如权利要求1或2所述的位置感测设备，其特征在于，所述误差信号(5)是模拟误差信号。

4.如权利要求1所述的位置感测设备，其特征在于，所述处理块包括用于对所述误差信号或所述经滤波的误差信号进行数字化的模数转换器(62)。

5.如权利要求1所述的位置感测设备，其特征在于，所述处理块包括模拟滤波器(61)，所述模拟滤波器(61)包括积分器，所述积分器被布置用于接收所述误差信号并用于输出随时间累积的所述误差信号的版本。

6.如权利要求4或5所述的位置感测设备，其特征在于，所述处理块包括数字滤波器(63)。

7.如权利要求6所述的位置感测设备，其特征在于，所述数字滤波器(63)包括数字积分器。

8.如权利要求1或2所述的位置感测设备，其特征在于，所述反馈信号单元包括被布置用于接收所述输出相位值的角度-增益转换块。

9.如权利要求8所述的位置感测设备，包括被布置为适配所述加权因子的数字增益控制单元。

10.如权利要求9所述的位置感测设备，包括模拟多路复用器，所述模拟多路复用器用于实现所述加权因子阵列。

11.如权利要求9所述的位置感测设备，包括可切换连接以实现所述加权因子阵列的组件。

12.如权利要求1或2所述的位置感测设备，其特征在于，所述传感器是磁传感器。

13.如权利要求12所述的位置感测设备，其特征在于，所述传感器被布置用于测量磁场的角度。

14.如权利要求1或2所述的位置感测设备，其特征在于，所述多个传感器包括被布置成产生感测信号的至少三个传感器，每个所述感测信号是表示要被测量的位置的输入相位(θi)的不同函数。

15.一种包括如前述权利要求中任一项所述的位置感测设备和多极磁体的装置。

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