KR102231873B1 - 위치 감지 디바이스 - Google Patents

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멜렉시스 테크놀로기스 에스에이
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Abstract

위치 감지 디바이스
본 발명은 위치를 측정하기 위한 위치 감지 디바이스와 관련되고, 상기 디바이스는
감지 신호를 생성하도록 배열된 복수의 센서(2) - 감지 신호 각각은 측정될 위치를 나타내는 입력 위상(θi)의 함수임 - ,
가중 계수의 어레이에 따라 감지 신호들을 조합함으로써 오차 신호(5)를 생성하도록 배열된 조합 회로(4),
오차 신호를 필터링하기 위한 루프 필터를 포함하고 상기 위치를 나타내는 위상 값을 출력하도록 배열된 처리 블록(6),
출력 위상 값을 수신하고 상기 수신된 출력 위상 값을 기초로 가중 계수의 어레이를 조절하도록 배열된 피드백 신호 유닛(8)을 포함하는 피드백 루프를 포함한다.

Description

위치 감지 디바이스{POSITION SENSING DEVICE}
본 발명은 일반적으로 선형 변위, 회전 각 등에 의해 위치가 정의되도록 하는 위치 센서의 분야와 관련된다.
위치 센서, 가령, 자기장의 소스(회전자에 장착된 자석)에 대한 센서(가령, 고정자에 장착된 센서)의 각 위치를 측정하기 위한 각 위치 센서(angular position sensor)가 종래 기술에서 알려져 있다. 다양한 위치 및/도는 다양한 방향에서 자기장의 강도를 측정함으로써, 센서 요소에 대한 자석(들)의 위치 또는 배향이 결정될 수 있다. 여기 코일(excitation coil)에 의해 자기장이 생성되는 위치 센서가 또한 종래 기술에서 알려져 있는데, 가령, 회전자에 일체 구성된 여기 코일과 고정자 내 감지 코일(sensing coil)을 갖는 리졸버(resolver)가 있다. 또한, 에디 전류(eddy current), 가령, 전도성 물질로 구성된 움직이는 타깃에서 생성되는 에디 전류와 연관된 자기장을 검출하는 것을 이용하는 위치 센서가 알려져 있다.
감지된 위치를 나타내는 디지털 출력을 제공하는 위치 센서가 종래 기술에서 알려져 있으며 많은 응용분야에서 아날로그 출력만 제공하는 대응하는 센서보다 선호된다.
US2016/363638는 자기장에 응답하여 복수의 자기장 감지 요소의 감지 요소 출력 신호로부터 형성된 측정된 자기장 신호를 수신하는 위상-고정 루프에 의한 각 검출을 위한 자기장 센서를 개시한다. 위상-고정 루프가 자기장의 각을 나타내는 값을 갖는 각 신호를 생성하도록 구성된다. 감지 요소는 순차적으로 스캔되어, 시간의 함수로서 단일 측정 자기장 신호를 형성하는 개별 감지 요소들의 판독 값들의 시퀀스를 획득할 수 있다. 각각의 판독 시간 슬롯 동안, 단 하나의 감지 요소만 판독 중이다. 따라서, 하나의 판독 시간 슬롯 동안의 신호대노이즈 비가 단일 감지 요소에 의해 결정된다. 덧붙여, 그 후 측정된 자기장 신호가 프로세스가 반전될 수 있다는 속성을 가진다, 즉, 인가된 스캐닝 방식에 대한 지식에 의해, 각각의 개별 감지 요소의 판독 값을 추론할 수 있다.
따라서 더 빨리 동작하며 더 나은 신호-대-노이즈 비를 산출하는 위치 감지 디바이스가 필요하다.
본 발명의 실시예의 복적은 감지된 위치를 나타내는 디지털 출력을 제공할 수 있는 위치 감지 디바이스를 제공하는 것이다.
상기 목적은 본 발명에 따른 해결 수단에 의해 달성된다.
제1 양태에서, 본 발명은 위치를 측정하기 위한 위치 감지 디바이스와 관련되며,
감지 신호들 생성하도록 배열된 복수의 센서 - 감지 신호 각각은 측정될 위치를 나타내는 입력 위상의 함수임 - ,
가중 계수의 어레이에 따라 감지 신호들을 조합함으로써 오차 신호를 생성하도록 배열된 조합 회로,
오차 신호를 필터링하기 위한 루프 필터를 포함하는 처리 블록 - 상기 처리 블록은 필터링된 오차 신호로부터 위치를 나타내는 위상 값을 도출하고 위치를 나타내는 위상 값을 출력하도록 더 배열됨 - ,
출력 위상 값을 수신하고, 상기 가중 계수가 출력 위상 값의 함수이도록, 수신된 출력 위상 값을 기초로 가중 계수의 어레이를 조절하도록 배열된 피드백 신호 유닛을 포함하는 피드백 루프
를 포함한다.
제안된 해결 수단은 감소된 레이턴시 및 우수한 노이즈 성능을 갖고, 측정될 위치를 가리키는 추정된 신호를 판독하는 것을 가능하게 한다. 일반적으로 위치는 선형 위치 및/또는 회전 각이다. 처리 블록은 복수의 감지 신호의 조합을 동시에, 즉, 병렬 방식으로 처리한다. 다시 말하면, 임의의 때에, 처리되는 신호가 다양한 감지 신호의 조합이며, 이때 각각의 신호 기여의 정보가, 일반적으로 반전될 수 있도록 병합된다. 병렬 처리에 의해, 높은 (각) 속도에 따라 입력 위치/각이 변할 때 낮은 위치/각 오차가 허용된다. 본 발명에서, 각각의 판독 타임-슬롯 동안 오차 추정치가 획득된다. 따라서 동일한 판독 속도에 대해, 이 방식은 다양한 감지 요소가 스캔되고 순차적으로 처리되는 종래 기술 솔루션보다 오차 추정치를 생성하는 데 더 빠르다. 병렬 판독이 또한 노이즈 성능에 긍정적인 영향을 미친다. 센서는 자신의 신호를 매 순간 제공한다. 센서 신호는 조합 회로에서 가중된 방식으로 조합되며, 여기서 센서의 상이한 노이즈 기여도들이 평균 내어져서, 개별 감지 요소 신호의 신호-대-노이즈(SNR)보다 더 우수한 SNR을 갖는 출력을 도출한다. 달리 말하면, 센서의 병렬 판독에 의해 매 순간 노이즈의 평균 내기가 가능해진다.
실시예에서, 처리 블록은 필터링된 오차 신호를 수신하고 위치를 나타내는 위상 값을 생성하도록 배열된 양자화기를 포함한다.
실시예에서, 오차 신호는 아날로그 신호이다. 이러한 경우, 처리 블록의 루프 필터가 상기 오차 신호를 수신하고 오차 신호의 저역-통과 필터링된 버전을 출력하도록 배열된 아날로그 필터를 포함하는 것이 바람직하다. 바람직한 실시예에서, 아날로그 필터는 시간에 따라 누적된 오차 신호의 버전을 출력하도록 아날로그 적분기를 포함한다.
바람직한 실시예에서, 처리 블록은 연속 시간 오차 신호 및/또는 저역-통과 필터링된 오차 신호를 디지털화하기 위한 아날로그-디지털 변환기를 포함한다.
바람직하게는, 처리 블록의 루프 필터가 디지털 피터를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 디지털 필터는 디지털 적분기를 포함한다.
바람직한 실시예에서, 피드백 신호 유닛은 출력 위상 값을 수신하도록 배열된 각-이득 변환 블록을 포함한다.
본 발명의 실시예에서 위치 감지 디바이스는 상기 가중 계수를 적응시키도록 배열된 하나 이상의 디지털 이득 제어 유닛을 포함한다. 특정 실시예에서, 위치 감지 디바이스는 하나 이상의 아날로그 멀티플렉서를 포함하여 가중 계수의 어레이를 구현할 수 있다. 특정 실시예에서, 위치 감지 디바이스는 가중 계수의 어레이를 구현하도록 스위칭 가능하게 연결될 수 있는 구성요소들을 포함한다.
센서는 바람직한 실시예에서 자기 센서이다. 이들은 홀 요소(Hall element), 거대 자기저항(giant magnetoresistance), 또는 터널링 자기저항(tunneling magnetoresistance) 감지 요소일 수 있다. 이들은 또한 시변 자기장을 감지하는 검출 코일일 수 있다. 센서는 자기장의 각을 측정하도록 배열되는 것이 바람직하다.
실시예에서 복수의 센서는 감지 신호를 생성하도록 배열된 적어도 3개의 센서를 포함하며, 감지 신호 각각은 측정될 위치를 나타내는 입력 위상의 상이한 함수이다.
하나의 양태에서 본 발명은 앞서 기재된 위치 감지 디바이스와 다극 자석을 포함하는 장치와 관련된다.
또 다른 양태에서, 본 발명은 위치를 측정하기 위한 위치 감지 디바이스와 관련되며, 상기 디바이스는
감지 신호들을 생성하도록 배열된 복수의 센서 - 감지 신호 각각은 측정될 위치를 나타내는 입력 위상의 함수임 - ,
가중 계수의 어레이에 따라 감지 신호들을 조합함으로써 오차 신호를 생성하도록 배열된 조합 회로,
상기 오차 신호를 필터링하기 위한 루프 필터를 포함하는 처리 블록 - 상기 루프 필터는 아날로그 필터, 아날로그-디지털 변환기 및 디지털 필터의 캐스케이드를 포함하고, 필터링된 오차 신호를 수신하며 상기 필터링된 오차 신호로부터 양자화기 출력 신호를 생성하도록 배열된 양자화기를 더 포함함 - ,
상기 양자화기 출력 신호를 수신하고, 상기 가중 계수가 상기 양자화기 출력 신호의 함수이도록, 수신된 양자화기 출력 신호를 기초로 가중 계수의 어레이를 조절하도록 배열된 피드백 신호 유닛을 포함하는 피드백 루프,
상기 양자화기 출력 신호를 상기 양자화기의 디지털 신호 업스트림과 조합하여, 조합된 신호가 상기 위치를 나타내는 개선된 위상 값을 제공하고, 상기 양자화기에 의해 야기되는 양자화 노이즈에 대한 감소된 종속성을 갖게 하도록 배열된 노이즈 소거 블록
을 포함한다.
바람직한 실시예에서, 노이즈 소거 블록은 양자화 출력 신호를 수신하도록 배열된 제1 재조합 필터, 상기 아날로그-디지털 변환기에 의해 출력된 디지털 신호를 수신하도록 배열된 제2 재조합 필터, 및 상기 제1 및 제2 재조합 필터의 출력들을 더하기 위한 가산 회로를 포함하며, 상기 제1 재조합 필터 및 제2 재조합 필터는, 상기 양자화기에 의해 야기되는 양자화 노이즈에 대해 감소된 종속성을 갖는, 상기 위치를 나타내는 위상 값을 획득하도록 선택된다.
바람직한 실시예에서, 루프 필터의 아날로그 필터는 제1 재조합 필터의 전달 함수와 제2 재조합 필터의 전달 함수의 비와 실질적으로 동일한 전달 함수를 가진다. 이 아날로그 필터 전달 함수가 상기 비와 정확히 동일한 경우, 양자화 노이즈 기여분은 완전히 제거된다. 그러나 아날로그 필터 전달 함수와 상기 비 간 상대적 편차 Δ가 존재하는 경우라도, 상대적 편차 Δ가 적정 수준을 유지한다면, 가령, │Δ│<10% 라면, 양자화기에 의해 야기된 양자화 노이즈의 중요한 감소가 여전히 존재한다.
바람직하게는, 제1 재조합 필터 및/또는 제2 재조합 필터가 적응성이다. 바람직하게는, 제1 재조합 필터 및/또는 제2 재조합 필터가 디지털 영역에서 결정된 양자화기의 양자화 노이즈로부터 아날로드-디지털 변환된 출력 신호의 종속성을 제거하도록 적응된다. 특정 실시예에서, 양자화 노이즈가 양자화기의 입력을 양자화기의 출력으로부터 디지털로 뺌으로써 결정된다. 제1 재조합 필터 및/또는 제2 재조합 필터는 프로그램 가능한 이득을 가질 수 있다. 아날로그-디지털 변환기는 프로그램 가능한 이득을 결정하기 위해 이득 제어 유닛을 포함하는 것이 바람직하다.
본 발명의 실시예에서 양자화기는 아날로그-디지털 변환기보다 낮은 분해능을 가진다. 이는 조합 블록과 연관된 복잡도를 감소시키기 위해 특히 바람직하다.
특정 실시예에서, 위치 감지 디바이스는 가령, 제1 재조합 필터에 의해 도입된 딜레이를 보상하기 위한 딜레이 보상 필터를 포함한다.
바람직한 실시예에서, 아날로그-디지털 변환기는 추가 아날로그 필터 및 피드배 디지털-아날로그 변환기를 포함하는 내부 피드백 루프에 내장된 제2 양자화기를 포함하는 시그마-델타 변조기(Sigma-Delta modulator)이다.
바람직하게는, 제1 재조합 필터 및/또는 제2 재조합 필터가 유한 임펄스 응답 필터(Finite Impulse Response filter)이다. 특정 실시예에서, 제1 재조합 필터가 Ha(z)의 z-1 에서 분자 다항식에 비례하는 FIR 필터이거나, 및/또는 B(z)가 Ha (z)의 z-1 에서 분모 다항식에 비례하는 FIR 필터이다.
본 발명 및 종래 기술에 비해 얻어지는 이점을 요약하기 위한 목적으로, 본 발명의 특정 목적 및 이전이 앞서 기재되었다. 물론, 이러한 목적 또는 이점 모두 반드시 본 발명의 임의의 특정 실시예에 따라 이뤄질 수 있는 것은 아님이 이해될 것이다. 따라서 예를 들어 해당 분야의 통상의 기술자라면 본 발명이 본 명세서에서 설명되거나 암시될 수 있는 그 밖의 다른 목적 또는 이점을 반드시 달성하지 않고도, 하나의 이점 또는 복수의 이점을 달성 또는 최적화하는 방식으로 구현 또는 수행될 수 있음을 알 것이다.
본 발명의 상기 및 그 밖의 다른 양태가 이하에서 기재되는 실시예(들)을 참조하여 자명해 질 것이다.
본 발명이 예를 들어, 첨부된 도면을 참조하여 지금부터 더 상세히 기재될 것이며, 여기서 유사한 도면 부호가 다양한 도면에서 유사한 요소를 지칭한다.
도 1은 본 발명에 따르는 위치 감지 디바이스의 일반적인 개략도이다.
도 2a는 본 발명의 위치 감지 디바이스의 하나의 실시예를 도시하며, 여기서 감지된 자기장은 회전 자석으로 인한 것이다. 도 2b는 위치 감지 디바이스의 실시예를 도시하며, 여기서 감지된 자기장이 이동식 금속 타깃 내 여기 코일에 의해 유도되는 에디 전류로 인한 것이다.
도 3은 디지털로 제어되는 이득의 가능한 구현을 도시한다.
도 4는 아날로그 멀티플렉서 및 스위칭 구성요소의 가능한 구현을 더 상세히 도시한다.
도 5는 각각 2개 및 4개의 투영 신호를 갖는 실질적인 가중치 스킴을 도시한다.
도 6은 스피닝 스킴이 적용되는 위치 감지 디바이스의 실시예를 도시한다.
도 7은 6-극 자석과 함께 사용되기 위한 표유장에 강건한 배열을 도시한다.
도 8은 양자화 노이즈의 상세를 통해 디지털 출력이 개선되는 본 발명에 따르는 입력 각의 A/D 변환을 제공하는 위치 센서를 도시한다.
도 9는 도 8의 위치 센서의 거동 모델을 도시하고 아날로그 필터 Ha가 딜레이를 도입할 때 재조합 필터 A(z) 및 B(z) 및 딜레이-보상 필터 C(z)에 대한 가능한 선택을 도시한다.
도 10은 딜레이 보상 필터의 두 가지 가능한 구현예를 도시한다.
도 11은 아날로그-디지털 변환기에 적용되는 내부-루프 노이즈 성형을 갖는 실시예를 도시한다.
도 12는 적응성 이득 교정을 갖는 실시예를 도시한다.
본 발명이 특정 실시예에 대해 기재될 것이며 특정 도면을 참조하여 기재될 것이지만, 본 발명은 이에 한정되지 않고, 청구항에 의해서만 한정된다.
또한, 상세한 설명 및 청구항에서 용어 제1, 제2 등은 유사한 요소들을 구별하기 위해 사용되며, 반드시 시간, 공간, 등급 또는 그 밖의 다른 임의의 방식으로 순서를 기술하기 위한 것은 아니다. 이렇게 사용되는 용어는 적절한 상황에서 상호 교환 가능하게 사용되고 본 명세서에서 기재되는 본 발명의 실시예는 본 명세서에 기재되거나 도시되는 것과 다른 순서로 동작될 수 있음이 자명하다.
청구항에서 사용되는 용어 "포함하는"은 앞에 나열되는 수단에 한정되는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 밖의 다른 요소나 단계를 배제하는 것이 아니다. 따라서 서술된 특징, 정수, 단계 또는 구성요소의 존재를 특정하는 것으로 해석되지만, 하나 이상의 다른 특징, 정수, 단계 또는 구성요소, 또는 이들의 그룹의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다. 따라서 "수단 A 및 B를 포함하는 디바이스"라는 표현의 범위는 구성요소 A 및 B만으로 구성된 디바이스에 한정되지 않아야 한다. 본 발명과 관련하여, 디바이스의 유일한 관련된 구성요소가 A 및 B임을 의미한다.
본 명세서 전체에서 "하나의 실시예" 또는 "실시예"라는 언급은 해당 실시예와 관련하여 기재된 특정 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함됨을 의미한다. 따라서 본 명세서 전체의 다양한 위치에서의 "하나의 실시예에서" 또는 "실시예에서"라는 구문의 등장은 모두 동일한 실시예를 참조하지 않지만, 그럴 수도 있다. 또한, 특정 특징, 구조 또는 특성이, 하나 이상의 실시예에서 해당 분야의 통상의 기술자에게 자명한 임의의 적합한 방식으로 조합될 수 있다.
마찬가지로, 본 발명의 예시적 실시예의 기재에서, 본 발명의 다양한 특징이 단일 실시예, 도면 또는 이의 설명에서 개시의 명확화 및 다양한 본 발명의 양태 중 하나 이상의 이해를 돕기 위해 그룹지어질 수 있음이 자명할 것이다. 그러나 이러한 개시 방법이 본 발명이 각각의 청구항에서 명확하게 언급된 특징보다 더 많은 특징을 필요로 한다고 해석되어서는 안 된다. 오히려, 이하의 청구항은 본 발명의 양태가 단일 개시된 실시예의 모든 특징보다 적게 필요로 함을 반영한다. 따라서 상세한 설명에 뒤따르는 청구항은 이 상세한 설명에 명시적으로 포함되며, 이때 각각의 청구항은 본 발명의 개별적인 실시예로서 나타난다.
또한, 본 명세서에 기재된 일부 실시예가 다른 실시예에 포함된 다른 특징부 중 어느 것은 포함하고 어느 것은 포함하지 않지만, 상이한 실시예의 특징부의 조합이, 본 발명의 범위 내에 있으며, 해당 분양의 통상의 기술자에게 이해될, 상이한 실시예를 형성할 수 있다. 예를 들어, 이하의 청구항에서, 청구된 실시예 중 임의의 것이 임의의 조합으로 사용될 수 있다.
본 발명의 특정 특징부 또는 양태를 기술할 때 특정 용어의 사용이 상기 용어가 연관된 본 발명의 특징 또는 양태의 임의의 특정 특성을 포함하는 것으로 제한한다는 의미를 가진다고 해석되어서는 안 된다.
본 명세서에서 제공되는 기재에서, 다양한 특정 상세사항이 제공된다. 그러나 본 발명의 실시예는 이들 특정 상세사항 없이 실시될 수 있다. 한편, 본 명세서의 이해를 모호하게 하지 않도록 잘 알려진 방법, 구조물 및 기법이 상세히 나타내지 않는다.
본 발명은 위치 센서와 관련된다. 위치는 선형 변위, 회전 각 등을 지칭할 수 있다. 제안된 위치 감지 디바이스는 예를 들어, 최대 80000 rpm의 높은 회전 속도에 대해 사용될 수 있고 작은 오차, 가령, 임의의 ±2° 미만의 오차만 갖는 일정한 회전 속도에서 회전 각을 추적할 수 있다. 위치 감지 디바이스는 위치를 추적하기 위해 추적 모드에서 디바이스가 동작하는 복수의 아날로그 감지 신호를 생성하는 복수의 센서를 포함한다. 추적 루프는 실제 위상/위치/각을 '예측' 출력을 비교함으로써 외부 변위/각을 계속 파악하고 있다.
바람직한 실시예에서, 위치 감지 디바이스는 외부 자석을 이용한 각 센서이다. 또 다른 실시예에서, 위치 센서는 상호 인덕턴스를 기초로 하는 각 센서(전기 리졸버)이다. 또 다른 실시예에서, 위치 센서는 가령, 자석 또는 전기적으로 여기되는 코일이 센서에 대해 선형으로 변위하는 것을 기초로 하는 선형 위치 센서이다.
고려되는 임의의 센서 유형에서, 일반화된 위치, 가령, 선형 위치 또는 각이 측정될 것이다. 둘 이상의 감지 신호, 가령, cos θi 및 sin θi가 이용 가능한데, 여기서 위상/각 θi가 (일반화된) 위치의 함수로서 변한다.
입력 위상 θi이 측정될 위치와 연관된다. 센서 시스템은 입력 위상/각 θi을 나타내는 아날로그 감지 신호를 제공하는 N ≥ 2개(즉, 적어도 2개)의 감지 요소(sensing element)를 포함한다. 이들 감지 신호는, 예를 들어,
Figure 112019007948125-pat00001
(1)
와 같이 표현될 수 있으며, 이때 A는 감지 요소 신호의 진폭을 의미한다. 수식 1로부터 알 수 있듯이, 각각의 감지 신호는 상이한 위상을 가지며, 이 경우, 이는 입력 위상/각 θi의 함수이고 기준에 대한 HE 요소의 위치이다.
제안된 위치 센서의 하위분류가 각 센서(angular sensor)이고, 이 경우, 입력 위상 θi이 기계적 회전 각 θmech과 동일할 수 있다. 입력 위상 θi은 또한 기계 회전 각의 선형 함수일 수 있다. 대안으로, 이는 기계 회전 각의 비-선형 함수일 수 있으며, 여기서 비선형성의 추가 교정이 포함될 수 있다.
제안된 위치 센서의 하위분류가 선형 위치 센서(linear position sensor)이고, 이 경우, 입력 위상 θi은 기계 변위 xmech의 선형 함수일 수 있다, 가령, θi = k . xmech이며, 이때 k는 임의의 비례 계수이다. 가외적 상수 φ0가 또한 제공될 수 있다. 또한 여기서, 입력 위상은 기계적 변위의 비선형 함수일 수 있으며, 이 경우 비선형성의 추가 교정이 포함될 수 있다.
제안된 위치 센서의 하위분류가, 예를 들어, 위치 센서에 대한 (가령, 자석 또는 여기 코일에 의해 생성되는) 자기장의 변위를 측정하는 자기 위치 센서이다.
제안된 각 센서의 하위분류가 가령, 자석에 의해 생성되는 자기장의 각을 측정하는 자기 각 센서이다. 이 하위분류에서, 감지 요소는 수평 또는 수직 홀 요소(Hall element), GMR(giant magnetoresistance), 또는 TMR(tunnelling magnetoresistance) 감지 요소 등을 기초로 할 수 있다. 이는 자기장을 로컬하게 변경하는, 가령, 자기장의 방향을, 가령, 평면내 자기장에서 수직 자기장으로 변경하는 자성층(가령, 통합형 자기 집중기(IMC: integrated magnetic concentrator))과 조합될 수 있다. 자기 경우, 수학식(1)에서와 같은 감지 요소 신호가 또한 상이한 방향으로의, 가령, 각 k.2π/N(이때 k = 0, 1, … N-1)에 의해 식별되는 방향을 따르는 자기장의 투영으로 해석될 수 있다. 또한 자성층이 포함될 때, 자성층의 형태가 투영을 획득하도록 선택될 수 있다.
제안된 각 센서의 하위분류에서, 복수의 감지 요소 신호가 적어도 N≥2개의 감지 코일을 갖는 전기 리졸버의 출력으로서 획득된다. 이들 전기 리졸버는 일반적으로 구동 코일과 상이한 감지 코일 간 각 종속적인 상호 인덕턴스를 이용한다.
제안된 각 센서의 하위분류에서, 복수의 감지 요소 신호가 전도성 타깃 내에서 유도되는 에디 전류로부터 자기장을 수집하는 적어도 N≥2개의 감지 코일의 출력으로서 획득된다. 이들 에디 전류는 예를 들어 교류 전기 여기에 의해 구동되는 코일을 이용해 타깃 내에서 유도될 수 있다. 전도성 타깃의 형태가 감지 코일에 대한 타깃의 회전 또는 변위가 감지 코일 신호의 각 종속적 또는 변위 종속적 변화를 야기하도록 정해진다.
본 발명의 위치 감지 디바이스의 실시예의 일반적인 블록 스킴이 도 1에 도시된다. 입력 위상 θi으로 표현되는 측정될 일반화된 위치가 적어도 2개의 센서(2)의 출력에 영향을 미친다. 최종 감지 신호가 조합 회로(4)로 공급되며, 여기서 신호 Sk 각각이 각자의 대응하는 가중 계수 Gk로 곱해진다. 그 후 최종 가중된 합 신호(5)는 처리 블록(6)으로 가고, 여기서 루프 필터(60)에서 필터링되며 출력 위상 θo (7)의 추정치가 획득된다. 조합 회로에 의해 생성되는 신호가 입력 위상 θi과 추정된 출력 위상 θo 간 오차를 나타내는 신호이다. 출력 위상 θo (7)이 피드백 신호 유닛(8)으로 공급되며, 여기서 위상-가중치 변환이 수행되며, 업데이트된 가중 계수가 다음 반복구간에서 사용되도록 결정된다.
처리 블록(6)이 동시에 다양한 감지 신호의 조합을, 즉, 병렬 방식으로, 처리한다. 이러한 병렬 처리에 의해, 입력 위치/각이 높은 (각) 속력에 따라 변할 때 낮은 위치/각 오차를 가능하게 한다. 각각의 판독 시간-슬롯 동안 오차 추정치가 획득되며, 따라서 동일한 판독 속력에 대해, 순차 방식을 채용할 때보다 더 빠르다. 센서 신호가 조합 회로에서 조합됨에 따라, 센서의 상이한 노이즈 기여분이 평균 내어져서, 개별 감지 요소 신호의 SNR에 비교할 때 더 우수한 신호대노이즈(SNR)를 갖는 출력을 이끈다. 다시 말하면, 센서의 병렬 판독에 의해, 각각의 순간에서의 노이즈를 평균 내는 것이 가능해진다. 감지 요소의 판독은 또한 가령, 홀 판독에서 스핀 전류 평균 내기를 적용하는 경우 상이한 위상에 걸친 측정의 결과들을 평균 내거나 및/또는 조합하는 것을 더 포함할 수 있다. 이러한 조합/평균이 각각의 타임-슬롯 내에서 발생할 수 있다. 그 후 각각의 감지 신호가 동일한 감지 요소 상에서의 판독의 평균/조합된 값에 대응할 수 있다. 또한 이 경우, 획득된 감지 신호의 병렬 처리에 의해 순차 처리에 비교해서 더 우수한 SNR 및/또는 더 빠른 오차 추정이 가능하다는 동일한 결론이 유지된다.
도 1은 본 발명에 따르는 위치 감지 디바이스의 전체 구조를 상세히 나타내고 시스템 레벨에서 관련된 신호를 명확히 한다. 이 스킴에서 신호는 일반 블록도에서 나타난 신호와 유사한 유형의 정보를 반송하는 아날로그 신호, 디지털 신호 또는 심지어 그 밖의 다른 임의의 유형의 신호일 수 있다. 예를 들어, 가령, 이들 감지 요소가 자체적으로 디지털 영역으로의 변환을 위한 수단을 포함하는 더 복잡한 시스템일 때 감지 요소로부터 수신된 신호는 디지털 영역에 있을 수 있다. 후자의 경우, 조합 회로, 처리 블록 및 위상-가중치 변환 블록이 완전히 디지털 영역에 있을 수 있다.
실시예가 도 2a에 도시되어 있다. 이 예시에서, 예컨대 영구 자석에 의해 발생된 자기장의 방향의 측정치를 기초로 하는 각 센서가 고려된다. 또한, 이 실시예에서 홀 요소(Hall element)가 주 감지 요소로 사용된다. 도 2a의 주 신호 경로가 적어도 2개의 홀 플레이트(Hall plate)를 포함해야 한다. 이 구체적 경우에서 8개의 홀 플레이트가 존재한다. 도 2a에서 이들은 전체 원에 걸쳐 고르게 확산되어 있다. 또 다른 실시예에서 이들은 원의 일부분에만 걸쳐 확산되거나 고르지 않게 확산될 수도 있다. 실제 확산은 가중치가 출력 각의 함수로서 채용되는 방식에 영향을 미친다. 일부 구성이 타 구성에 비해 선호될 수 있는데, 왜냐하면 이들은 더 단순한 관계를 도출하기 때문이다.
도 2a의 조합 회로(4)가 홀 요소(HE) 신호의 가중화된 조합을 생성한다. 따라서 각각의 HE 신호에 HE 신호에 대응하는 가중 계수가 곱해진다. 따라서 가중 계수의 수가 센서 신호, 이 특정 예시에서 HE 신호의 수와 동일하며, 최종 신호(5)가 그 후 처리 블록(6)에서 필터링된다. 필터링에 대한 상세사항이 이하에서 제공된다. 적어도 2개의 선형 독립적인 센서 신호가 존재해야 한다, 즉, 서로 단순히 비례하는 것은 아닌 적어도 2개의 센서 신호가 식별될 수 있다. 다시 말하면, 적어도 2개의 상이한 함수가 포함되는데, 여기서 '상이한 함수'는 상이한 인자, 가령, 입력 위상과 고정 위상의 상이한 조합인 인자를 갖는 동일한 함수, 가령, 코사인 함수일 수도 있다. 이는 또한 적어도 2개의 상이한 방향으로의 감지로서 여겨질 수 있는데, 가령, 자기장의 경우 센서가 상이한 방향으로의, 가령 45°의 각 및 90°의 각을 갖는 센서의 평면에서 자기장의 투영을 감지한다. 그 후 처리 블록(6)이 결정될 위치를 나타내는 위상 값 θo(7)을 출력한다. 피드백 루프에서 피드백 신호 유닛(8)은 처리 블록에 의해 출력되는 위상 값을 공급받고 어레이 내 다양한 가중 계수의 업데이트된 값을 결정한다. 그 후 이들 업데이트된 가중 값은 감지 신호의 다음 어레이가 올 때 사용된다. 최종 가중된 신호가 입력 위상 θi과 출력 각 θo 간 현재 오차를 나타낸다.
도 2a의 조합 회로(4)가 아날로그 영역에서 홀 요소(HE) 신호의 가중된 조합을 생성한다. 아날로그 저역 통과 필터링을 제공하는 아날로그 필터(61)가 저 노이즈와 암시적 안티-앨리어싱 필터링을 산출하기 때문에 디바이스에서 이 필터를 갖는 것이 바람직하다. 아날로그 필터(61)는 예를 들어 연속-시간 아날로그 적분기일 수 있다. ADC(62)가 도시된 시스템에서 각 속도를 나타내는 적분기 출력을 디지털 영역으로 변환한다. 디지털 필터(63), 이 실시예의 경우, 추적 루프의 안정성을 개선하기 위해 피드포워드 경로가 추가된 디지털 적분기/누산기가 디지털 ADC 신호를 각으로 변환한다. 대안으로, 추적 루프 안정성은 또한 아날로그 필터의 적절한 선택에 의해, 가령, 가령, 적분기에서 사용되는 커패시터에 직렬로 저항을 추가함으로써 구현되는 적분기의 경우, 전달 함수에 0을 추가함으로써, 개선될 수 있다. 이 구체적 예시에서, 아날로그 필터(61), ADC(62) 및 디지털 필터(63)의 조합이, 자신의 입력에서 조합 회로로부터 연속-시간 신호를 수신하는 루프 필터(60)를 구성한다. 그 후 이 각이 양자화되고, 이로써 이의 입력에서의 각이 반올림/버림(truncate)/가능한 각의 유한 집합에 속하는 출력 각에 매핑된다. 유한 집합은 기본 각의 정수배, 가령, (4비트에 대응하여) 22.5°의 배수들을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 맵핑은 확률적 속성을 가질 수 있는데, 가령, 왕자화 오차를 랜덤화하기 위한 디더(dither)(즉, 의도적으로 적용되는 노이즈의 형태)의 사용을 포함한다. 피드백 루프에서, 디지털 매핑이 수행되는데, 가령, 양자화된 각을 조합 회로에서 사용되는 가중치를 결정하는 N개의 이득 계수의 어레이 Gk로 변환하기 위한 룩업 테이블 또는 디지털 로직으로 구현된다.
또 다른 예시적 실시예에서, 도 2b에 도시된 바와 같이, 각 센서의 작업 원리가 이동형 금속 타깃에서의 에디 전류의 자기장을 감지하는 것을 기초로 한다. 이 실시예에서, 교류 전류가 공급되는 여기 코일에 의해 변하는 자기장이 생성된다. 교류 전류가 오실레이터 회로로부터 얻어질 수 있다. 효율적은 솔루션이 LC 오실레이터의 일부로서 탱크 커패시턴스 C와 조합하여 여기 코일 자기-인덕턴스(self-inductance) L을 사용하는 것이다. 여기 코일을 공진하여 동작시킴으로써, 통과하는 전류가 공진 탱크의 품질 계수에 의해 효과적으로 상승(boost)된다. 그 후 여기 코일 내 시변(time-varying) 전류가 회전 금속 타깃 내에 에디 전류를 유도하는 시변 자기장을 생성한다. 이들 에디 전류가 여기 장(excitation field)과 동일한 율로 상승 및 하강한다. 따라서 에디 전류에 의해 생성된 자기장이 동일한 주파수에서 역시 시변한다. 시변 에디 전류와 연관된 변하는 자기장이 복수의 감지 코일에서 전압을 유도한다. 본 발명의 예시에서, 120°만큼 이격되어 배향된 3개의 감지 코일이 사용된다. 금속 타깃 형태가 타깃을 회전시킬 때 타깃과 개별 감지 코일 간 결합이 변하도록(즉, 회전 각의 함수로서) 정해진다. 따라서 상이한 감지-코일 신호의 진폭이 회전 각의 함수가 된다. 에디 전류에 의해 생성된 시변 자기장이 또한 오실레이터 주파수에 있기 때문에, 감지-오일 신호가 진폭 정보를 추출하도록 오실레이터 신호(들)를 이용해 복조될 수 있다. 그 후 이는 타깃의 회전 각을 나타내는 위상을 갖는 복수의 감지 신호를 제공한다. 도 2a의 실시예와 유사하게, 도 2b의 조합 회로(4)가 아날로그 영역에서 복조된 감지 신호의 가중화된 조합을 생성한다. 도 2b의 빌딩 블록의 나머지가 도 2a의 것과 목적과 기능 면에서 유사하다. 본 실시예의 변형(도시되지 않음)이, 조합 회로(4)가 감지 코일 신호를 (복조 없이) 직접 조작하고 그 후 조합 회로(4)의 출력이 복조된다.
본 발명의 위치 감지 디바이스의 다양한 빌딩 블록이 이제 이하에서 더 상세히 기재된다. 기재의 편의를 위해, 이하에서 각 위치 센서에 대해 촛점이 맞춰진다. 그러나 이 기재에서 "각"이라는 임의의 지칭은 그 밖의 다른 위치 센서의 경우 대안 용어로 변환될 수 있음이 자명할 것이다. 가령, "각"은 "위상" 또는 "위치를 표현하는 위상"으로 대체될 필요가 있을 수 있다.
조합 회로
조합 회로는 제안된 디바이스의 핵심 구성요소이다. 이의 작업은 입력 각 θi과 출력 각 θo 간 차이의 측정, 즉, 입력 각의 추정치를 측정하는 것이다. 그러나 입력 각 θi이 직접 이용 가능하지 않고, 오히려 복수의 축 상으로의 자기장 각 θi의 투영을 나타내는 삼각함수 값의 세트로서 인코딩되기 때문에, 이는 간접적인 방식으로 획득될 필요가 있다. 도 2a를 참조하면, 조합 회로(4)는 실제로 가중치가 곱해진 HE 신호의 선형 조합, 가령,
Figure 112019007948125-pat00002
을 만든다. 이 수학식에서 사용되는 가중치 Gk가, 구조적으로는, 출력 각 θo의 함수이다, 즉 Gk = Gk(θo)이다. 조합기가 개별 센서 신호의 집합에 가중치의 어레이를 적용하고 이들 가중화된 기여분을 조합(덧셈)하여 각/위상 차이를 나타내는 출력을 생성할 수 있다.
일반적으로, 어레이의 다양한 가중치 계수를 출력 각의 함수로서 정의하는 함수 Gk(θo)가 다음과 같이 결정될 수 있다. 단일 값 θ가 가능한 출력 각의 집합으로부터 고려된다. 입력 각 θi이 고려된 출력 각 값 θ과 동일할 때 N개의 센서 요소 신호 Sk(θ)가 결정된다. 그 후 선형 수학식
Figure 112019007948125-pat00003
을 풀기 위해 0 아닌 값 Gk(θ)의 세트(k = 0, …N-1)가 발견될 수 있다. 이 등차 선형 수학식은 무한한 개수의 해를 가지는데, 이는 가령, 조합 회로 성능을 최적화하기 위해, 이러한 자유가 활용될 수 있음을 의미한다. 이하에서 가능한 최적화가 설명된다. 이를 위해, θi가 θ에 가깝지만 x 크기만큼 편차가 있을 수 있을 때, 즉, 입력 각 θi이 θ+x와 동일할 때, N개의 센서 요소 신호 Sk가 고려된다. 충분히 작은 x에 대해, 감지 요소 신호는 다음과 같이 확장될 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00004
(2)
이때, S'k는 k번째 센서 신호의 각/위상 변화에 대한 미분이고, nk는 k번째 감지 요소의 노이즈를 나타낸다. 이 특정 출력 각 θ에 대해 이득 계수의 집합 Gk이 발견될 수 있으며, 이에 대해 조합 회로의 출력이 우수한(최적의) 신호-대-노이즈 비(SNR)를 가진다. 조합 회로의 출력은
Figure 112019007948125-pat00005
(3)
와 같이 써질 수 있다.
노이즈 성분들 nk이 상관되지 않고 동일한 분산을 가진다고 가정할 때, 출력 SNR을 최대화하는 최적 이득의 집합 Gk이 분석적으로 얻어질 수 있다. 최적 가중치의 하나의 집합이 다음과 같이 나타내어질 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00006
(4)
그 밖의 다른 최적 가중치가 상기 식에 공통 스케일 계수(scale factor)을 적용함으로써 획득될 수 있다.
모든 가능한 출력 각에 대해 상기 절차를 반복함으로써, 가능한 출력 각의 집합의 모든 각 θ에 대해 가중 계수 Gk(θ)를 획득할 수 있다. 이는 임의의 가능한 출력 각 θo에 대해, 가중 계수 Gk(θo), (k = 0, …N-1)가 잘 정의됨을 의미한다.
감지 요소 신호가 수학식(1)에 의해 제공되는 경우, 수학식(4)의 최적 가중치가
Figure 112019007948125-pat00007
(5)
에 의해 제공된다.
이 경우 최적 가중치가 출력 각에 따르는 단순 삼각함수이다. 이들 가중치를 이용해, (고려되는 경우에) 조합 회로 출력이 다음과 같이 나타날 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00008
(6)
따라서 조합 회로의 출력 신호가 sin(θi - θo)에 비례한다. 전체 피드백 루프의 목표가 출력 각 θo이 입력 각 θi을 추적하게 하는 것이기 때문에, (추적 모드에서) 차이 θi - θo가 비교적 작고, 근사가 우수한 경우, sin(θi - θo) = θi - θo가 도출된다.
조합 회로가 각/위상 차이와 관련된 출력, 가령, sin(θi - θo)에 비례하는 신호를 제공한다. 특정 경우, 이는 PPL 내 위상 검출기의 출력 신호와 유사하다. 그러나 출력은 유사할 수 있지만, 조합 회로는 종래의 위상 검출 회로와 꽤 상이하다. 종래의 위상 검출 회로는 0 아닌 주파수(non-zero frequency)를 갖는 입력 신호를 조작한다, 즉, 이들은 위상 자체가 일정하게 유지될 때 시간 영역에서 변한다. 한 가지 종래의 위상 검출기가 입력 신호와 같은 2개의 사인파 또는 사각파를 곱하고, 대부분의 경우, 더블- 및 고차 주파수 톤을 제거하는 필터가 뒤따르는 곱셈기이다. 또 다른 종래의 위상 검출기가 이들의 입력 신호 내 "이벤트", 가령, 가장자리(edge) 또는 레벨-교차(level-crossing)의 등장을 이용한다. 이들 종래의 위상 검출기가 또한 비-정지형 신호(non-stationary signal)들 사이의 위상 차이를 측정한다. 이는 또한, 시간에 따라 변하는 2개의 입력 신호, 즉, 복수의 감지 요소를 지정 스캐닝 클록 주파수로 순차적으로 스캐닝함으로써 획득된 제1 입력 신호, 및 관련 클록 신호, 가령, 스캐닝 클록을 갖는 오실레이터에 의해 생성된 제2 입력 신호를 입력으로서 갖는 종래의 위상 검출기가 사용되는 종래 기술 각 센서 아키텍처 US2016/363638 및 US2010/026287에서의 경우이다. 위상 검출기가 2개의 개별 입력 신호의 가장자리 간 시간을 측정함으로써 동작한다. 복수의 감지 요소가 순차적으로 스캔되고 따라서 모든 개별 감지 요소 신호가 원칙적으로 반전될 수 있는 값의 시퀀스로서 이용 가능하게 유지된다. 이와 달리, 본 발명에서, 수신된 센서 신호의 병렬 처리가 채용된다. 이를 위해, 조합 회로가 각각의 시점에서 N>1개의 감지 신호 및 (각각의 감지 신호의 가중치를 형성하는) 동일한 개수 N개의 피드백 신호를 수신한다. 따라서 조합 회로가 적어도 4개의 신호를 수신하는 것에 반해, 종래의 위상 검출기는 단지 2개의 신호를 수신한다. 덧붙여, 본 발명에서, 입력 신호가 완전히 정적(DC) 신호일 수 있고(θi 및 θo가 일정할 때 발생함), 여전히 조합 회로가 간 θi 및 θo 차이를 나타내는 출력을 제공할 수 있다.
소프트웨어-기반 계산 및/또는 디지털 로직에 의해 출력 각으로부터 다양한 가중치 Gk가 결정될 수 있다. 출력 각이 양자화되는 경우, 가능한 값의 제한된 집합만 존재한다. 다양한 가중치 Gk가 결정될 수 있으며, 예를 들어, 도 2에서와 같이 피드백 루프 내 룩업 테이블(81)에 (즉, 디지털 형태로) 저장된다.
도 2a 및 2b의 실시예에서와 같이 가중치 Gk가 디지털로 제어되는 이득(82)으로서 구현될 수 있다. 그 후 이들 가중치가 이득 계수(gain factor, gain coefficient)를 나타낼 수 있다. 이러한 디지털로 제어되는 가중치를 구현하기 위한 다양한 방식이 존재한다. 조합 회로 내 디지털로 제어되는 가중치/이득이 스위칭 가능한 구성요소, 가령, 저항, 트랜스컨덕턴스, 커패시터 등을 제공함으로써 구현될 수 있다. 스위칭 가능한 구성요소가 일반적인 유닛 구성요소를 이용해 구축될 수 있다. 조합 회로 내 디지털로 제어된 가중치/이득이 또한 가령, 복수의 감지 요소 신호 중 하나를 힌 구성요소(저항, 트랜스컨덕터 등)에 상호연결하기 위한 아날로그 멀티플렉서에 의해 구현될 수 있다. 필요한 기능은 또한 도 2의 예시적 각-영역 아키텍처에서 적분기인 시스템의 다음 블록과 병합될 수 있다. 전압-영역 적분이 전압-전류 변환부(즉, 트랜스컨덕턴스)와, 그 뒤에 따르는 (일반적으로 입력 전류와 연관된 전하의 누적을 위해 커패시터를 이용하는) 전류/전하 적분기로 쪼개질 수 있다. 그 후 상이한 HE 신호를 전류로 변환되게 하는 트랜스컨덕턴스를 디지털로 제어함으로써 디지털로 제어되는 가중치가 구현될 수 있다. 예를 들어, 스위치가 트랜스컨덕터 회로에 추가되어, 변환 트랜스컨덕턴스 또는 (트랜스)저항을 제어할 수 있게 한다. 구체적으로, 동일한 구성요소는 일반적으로 더 잘 매칭된다고 알려져 있기 때문에 동일 유닛 구성요소를 이용하는 스위칭 스킴이 고안될 수 있다. 정확히 제어되는 가중치를 갖는 적분기를 획득하기 위한 유닛 요소를 이용하는 가능한 접근법이 적분기 회로의 총 입력 트랜스컨덕턴스를 복수의 동일한(저-노이즈) 트랜스컨덕턴스 유닛(LNT)로 분할하고, 각각의 트랜스커넉턴스 유닛 전에 디지털로 제어되는 아날로그 멀티플렉서를 이용해 복수의 감지 요소 신호 중 하나를 선택하는 것이며, 이때, 선택은 출력 각의 값 θo에 따라 달라진다. 이는 도 3에 도시되어 있으며, 여기서 이득은 HE 신호를 전류로 변환하는 데 사용되는 트랜스컨덕턴스 유닛의 수를 증가 또는 감소시킴으로써 디지털로 제어된다. 일부 경우, 특정 유닛이 특정 출력 각 θo에 대해 필요하지 않을 때 유닛에 0 신호(zero signal)를 인가하거나 이를 일부 방식으로 비활성화할 수 있다.
조합 회로(4)의 가중치를 설정하기 위한 제어 신호를 생성하기 위해 피드백 신호 유닛(8)의 기능이 확장될 수 있다. 이들 제어 신호는 이들 가중치에 영향을 미치는 모든 스위치의 상태를 정의하기 위한 수단 및/또는 조합 회로에서 사용되는 멀티플렉서의 상태를 정의하기 위한 수단일 수 있다. 그 후 피드백 신호 유닛(8)에서 다음의 2개의 매핑이 구현될 수 있다: 출력 각 θo에서 가중 계수 Gk로의 제1 매핑 및 가중 계수 Gk에서 제어 신호로의 제2 매핑. 피드백 신호 유닛에서 조합된 매핑이 구현됨이 또한 가능하며, 이때 제어 신호가 출력 각 θo의 함수로서 더 직접적으로 생성된다. 개념적으로, 예컨대 도 1에 도시된 바와 같이 피드백 신호 유닛(8)과 조합 회로(4) 간 연결이 가중 계수에 대한 정보를 전달하지만, 이러한 링크의 실제 물리적 형태는 여러 다른 형태, 가령, 조합 회로의 제어되는 요소의 상태를 정의하는 디지털 신호를 취할 수 있다.
아날로그 멀티플렉서 및 스위칭 구성요소의 더 상세한 도시가 도 4에 제공된다. 이 도면은 2개의 가능한 상이한 감지 신호 (VX+,VX-) 및 (VY+,VY-) 중 하나를 선택하는 것을 가능하게 하고, 또한 멀티플렉서의 차동 출력 노드(Vin+,Vin-)를 공통 전압 Vcm으로 스위칭함으로써 0 차동 신호를 선택하는 것을 가능하게 하는 회로 레벨 구현을 상세히 나타낸다. 아날로그 멀티플렉서(mux)는 이들 스위치의 상태를 정의하는 디지털 제어 전압에 의해 동작될 수 있는 CMOS 스위치를 이용한다. 아날로그 멀티플렉서 출력은 저-노이즈 트랜스컨덕턴스(LNT) 유닛의 입력으로 연결된다. 차동 전압 (Vin+,Vin-)을 수신하는 LNT의 입력 트랜지스터는 이 차동 입력 전압에 대한 소스-폴로어(source-follower)로서 역할 한다. 따라서 차동 입력 전압은 저항 RLNT을 넘도록 강제되고 신호 종속적 전류가 생성된다. LNT 유닛 내 그 밖의 다른 트랜지스터가 소스-폴로어 특성을 개선하고 저항 RLNT에 의해 생성된 신호 종속적 전류의 (아마도 스케일된) 복사본을 제공할 수 있다. 도 4의 하단에 동일한 유형의 회로가 이득-프로그램 가능한 변종을 획득하도록 쉽게 채용될 수 있다. 이를 위해, RLNT가 복수의 동일한 저항 유닛 Ru으로 구성되고 스위치가 특정 개수의 이들 유닛을 병렬로 배치하도록 삽입된다. 일부 요소(도면에 도시되지 않음)의 단락을 가능하게 하는 스위치를 포함하는 저항의 직렬 연결이 가변 저항 RLNT을 생성하도록 사용될 수 있다. 저항 RLNT을 제어함으로써, 회로가 이득-프로그래밍 가능한 트랜스컨덕턴스로서 동작하는 것이 자명할 것이다.
조합 회로가 구성요소 오정합을 보상하기 위해 집적 회로 설계에서 사용되는 임의의 알려진 기법을 포함할 수 있다. 이는 교정(calibration) 및/또는 트리밍(trimming)의 사용뿐 아니라, 특정 가중 계수를 구현하는 데 사용되는 유닛들의 조합의 변형을 가능하게 하는 동적 요소 정합 기법의 사용까지 포함한다.
가중치 Gk는 어떤 각에 대해서는 양수이지만 그 밖의 다른 각 θo에 대해서는 음수일 수 있다. 가중치 Gk의 부호는 여러 방식으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 감지 요소 신호가 차동일 때, 부호는 연결을 교환(swap)함으로써 변경될 수 있다. 또는, 일부 감지 요소, 가령, 홀 요소(Hall element)가 바이어스 전류 흐름 방향을 변경함으로써 부호의 변경을 가능하게 한다. 이는 또한 도 3에 도시되어 있다. 싱글-엔드형 감지 신호(single-ended sensing signal)의 경우 증폭기 구성을 반전시킴으로써 신호 반전이 구현될 수 있다.
실제 회로 구현에서 복수의 동일한 유닛으로 구성될 수 있는 경우 상이한 가중치가 더 쉽게 구현될 수 있다. 이러한 경우, 가중 계수는 반드시 양자화되고 앞서 기재된 이론적 값으로부터 벗어날 수 있다. 이 가중치 양자화의 결과로서, 조합기 출력은 이상적인 경우로부터 벗어날 수 있고 이상적으로 0 출력을 제공할 입력 각에 대해 0이 아닐 수 있다. 조합기 출력이 아키텍처에서 입력과 출력 각 간 오차로서 해석되기 때문에, 가중치 양자화가 센서 시스템의 전체 정확도에 영향을 미칠 수 있다. 다행히, 이는 특정 가중치 조합에 대응하는 출력 각 θo을 편이시킴으로써 구제될 수 있다. 편이된 값이 동일한 입력 각이 적용될 때(즉, θi = θo), 0과 동일한 선형 조합을 만드는 각 θo으로 정의된다. 이 방법에 의해 가중치 양자화의 부재 시 적용될 출력 각에 (작은) 교정을 함으로써, 가중치 양자화의 영향을 고려하는 것이 가능해진다. 이는 처리 블록이 각 양자화 블록을 포함할 때 쉽게 이뤄질 수 있는데, 왜냐하면 이 경우 허용되는 양자화 레벨의 변경에 의해 교정이 이뤄질 수 있기 때문이다. 시뮬레이션에 따르면, 이러한 변형에 의해, 편차가 성능에 거의 또는 전혀 영향을 미치지 않고 시스템이 만족스럽게 동작할 수 있음이 나타난다. 물론, 각 양자화 블록이 다소 관련될 수 있다. 예를 들어, 균일 세트에 비교할 때 허용된 값의 비-균일 세트에서 가장 가까운 값을 찾는 것이 더 복잡할 수 있다.
도 5에서 유닛으로 구현될 수 있고 여전히 올바른 시스템 동작을 이끌 수 있는 구현될 수 있는 2개의 실질적 가중화 스킴이 제공된다. 두 스킴 모두에서, 가중치 양자화의 영향을 제거하기 위한 상기에 기재된 교정이 이뤄졌고, 모든 이산 출력 각 θo이 단일 기준각의 완벽한 정수배는 아님을 알 수 있다. 놀랍게도, 더 많은 투영 신호를 이용할 때, 가령, 도 5의 우측에 도시된 스킴의 경우, 가중치가 편리한 값으로 반올림되었음에도 불구하고 레벨이 정확히 이론적 값으로 유지되기 때문에 상기의 교정이 필요하지 않다. 따라서 허용된 출력 각이 기준각(π/8)의 단순한 정수배로 유지되며, 이는 각 양자화 블록을 구현되기 더 쉽게 만든다.
가중치 계수를 구현하기 위한 추가 방법이 존재한다. 가령, 홀 요소가 감지 요소로서 사용되는 경우, 출력 각에 따라 달라지는 방식으로 HE 바이어스 전류(또는 바이어스 전압)의 변조에 의해 가중 계수를 구현하는 것이 가능하다. 이는 바이어스 전류를 정의하기 위해 가령 전류 DAC를 이용해 구현하기 꽤 쉽다는 이점을 제공한다.
가중치 계수를 도입하기 위한 개별 방법이 함께 사용되는 조합된 솔루션이 또한 가능하다. 예를 들어, 복수의 트랜스컨덕터 유닛을 특정 센서 신호로 스위칭함으로써 디지털로 제어되는 이득이 감지 요소의 바이어스 전류(또는 전압)을 조절하기 위한 수단과 인접될 수 있다.
적분기를 포함하는 아날로그 필터
도 2에 도시된 바와 같이, 처리 블록(60)에서 적분기를 포함하는 아날로그 필터(61)가 자신의 입력으로서, 가령, sin(θi-θo)에 비례하는 오차 신호를 나타내는 조합 회로(4)의 출력을 수신한다. 앞서 설명된 바와 같이, 추적 모드에서, 오차 신호(5)는 각/위상 오차 θi-θo를 나타낸다. 따라서 이 오차 신호의 적분인 상기 적분기 출력은 입력에 대한 출력의 각/위상 오차의 시간에 따른 누적을 나타낸다. 전체 추적 루프가 안정한 방식으로 동작하도록 만들어질 수 있기 때문에, 적분기 상태는 항상 바운드를 유지한다. 이는 평균 오차가 시간이 진행됨에 따라 점진적으로 0이 됨을 의미하며, 출력 각이, 평균적으로, 입력 각의 정확한 표현이라는 제안되는 아키텍처의 중요한 특징을 설명한다.
각/위상 오차 신호를 처리하기 위해 적분기를 이용하는 것이 절대적으로 필요한 것은 아니다. 이는 이득을 제공하는 (저-노이즈) 증폭기, 또는 더 일반적은 분류의 아날로그 저역-통과 필터일 수도 있다. 또 다른 예시가 루프의 향상된 안정성을 위해 적분기 회로의 피드백 경로에서의 직렬 저항을 추가하여, 루프 필터에 0을 추가하는 것이다. 평균 출력이 평균 입력과 동일하다는 앞서 언급된 특징에 도달하기 위해, 디바이스의 순방향 경로(forward path)에서, 즉, 루프 필터에서 하나 이상의 적분이 필요하다. 그러나 이들 적분은 그 밖의 다른 블록에서, 가령, 본 명세서에서 차후에 언급되는 루프 필터에 포함되는 디지털 필터(들)에서 수행될 수 있다.
그러나 조합 회로의 오차 신호를 처리하기 위한 아날로그 저역-통과 필터, 가령, 적분기의 사용이 일부 이점을 가져온다. 첫 번째 혜택은 감지 요소의 광대역 노이즈와 관련된다. 조합 회로가 내재적으로 노이즈가 있는 감지 요소 신호를 조합하기 때문에, 출력(5)(즉, 아날로그 오차 신호)이 또한 광대역 노이즈를 포함한다. 오차 신호의 연속-시간 저역-통과 필터링이 이러한 광대역 노이즈를 억제한다. 이러한 필터링 효과 때문에 추가적 노이즈 앨리어싱(aliasing) 거의 없이 아날로그 필터 출력을 샘플링할 수 있다. 다시 말하면, 아날로그 적분기가 잠재적 안티-앨리어싱 필터링을 제공한다. 이는, 아날로그 필터 뒤에 샘플링 블록, 가령, ADC(도 2의 실시예 참조) 또는 스위칭된 커패시터 회로(가령, 가외적 이득, 추가 필터링 ...)이 뒤 따를 때 바람직하다. 두 번째 이점이 아날로그 필터(61)가, 특히, 하나 이상의 적분기를 포함할 때, 가령, 각 양자화 블록 및/또는 ADC(존재하는 경우)에 의해 야기되는 루프 내에서 노이즈 소스를 양자화하기 위한 노이즈 성형을 제공한다는 것이다. 세 번째 이점은 아날로그 필터가 추가적 전파 딜레이가 거의 없이 이득(및 노이즈 필터링)을 제공한다는 것이다.
일부 감지 요소, 가령, 홀 요소가 비교적 큰 내재적 오프셋을 가지며, 이 경우 전류 스피닝이 종종 인가되어 유용한 자기 신호를 상기 오프셋으로부터 분리할 수 있다. 초핑된 센서 신호에 도달하는 유용한 신호가 상향-변환되도록 전류 스피닝 스킴을 선택하는 것이 가능하다. 수학식(1) 대신, 감지 신호가 스피닝/초핑의 사용에 의해 다음과 같이 포현될 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00009
(7)
여기서, (-1)n는 인가된 스피닝 스킴으로 인해 교번하는 홀 신호(여기서 n은 센서 신호가 판독되는 n번째 시간 슬롯을 가리키는 정수)를 나타내고 Vo,k 는 감지 요소 k의 개별 오프셋을 나타낸다. 그 후 이 "초핑된" 센서 신호가 프론트-엔드, 가령, 도 3의 하나 이상의 LNT 유닛으로 연결된다. 따라서 조합 회로에 의해 처리되는 신호가 한편으로는 오프셋과 아마도 일부 플리커 노이즈(flicker noise)로 구성될 수 있으며 다른 한편으로는 상향-변환된 자기 신호로 구성될 수 있다. 그 후 조합 회로 출력이 적분 전에 복조될 필요가 있다. 이 적분 전의 복조는도 6의 센서 시스템에서 제2 계수 (-1)n로 나타날 수 있다.
유도 기반 위치 센서에서, 초핑 동작은 여기 코일 내에서 사용되는 고 주파수에서의 변조 때문일 수 있다. (-1)n는 아날로그 반송파의 사용 또는 이러한 반송파를 이용한 복조에 대응할 수 있다.
제안된 아키텍처가 프론트-엔드에서 초핑을 적용하는 것과 호환될 수 있지만, 이는 필수는 아니다. 예를 들어, 감지 신호를 제공하기 위한 전기 리졸버를 이용하는 경우에서와 같이, 감지 신호가 가능한 오프셋에 비교해서 이미 매우 우수한 신호 강도를 가질 수 있다. 덧붙여, 프론트-엔드로부터의 플리커 노이즈가 또한 적절한 설계에 의해(가령, 임계 트랜지스터의 크기를 증가시킴으로써) 감소될 수 있다.
ADC 및 디지털 필터
긴 시간 주기 동안 동일한 방향으로의 회전을 갖는 응용분야(가령, 모터 제어)에서, 출력 각은 원칙적으로 연속으로 증가한다. 이는 출력 각이 제한된 범위를 갖는 아날로그 신호에 의해 표현될 때 문제를 야기할 수 있다. 이 문제에 대한 해결책이 일부 상한에 도달할 때 아날로그 신호를 가령 0으로 재설정하는 것이다. 상한이 예를 들어 360°의 출력 각에 대응할 때, 0으로의 재설정이 아날로그 신호를 이의 제한된 범위 내로 유지하기 위해 360°위상 점프를 수행하는 것에 대응한다. 그러나 이러한 동작이 아날로그 영역에서 수행되는 경우, 이들은 다양한 오차 및 결함을 겪는다. 본 명세서에서 설명될 바와 같이, 이는, 가령, 디지털 영역에서의 위상 누적에 의해 그리고 훨씬 더 이상적인 설정으로 위상-래핑(phase-wrapping)을 수행함으로써 피해질 수 있다.
더 일반적으로, 각 센서의 특정 실시예가 디지털 필터링을 포함하는 루프 필터를 가진다. 그 후 (총) 루프 필터가 예를 들어 아날로그 필터, 아날로그-디지털 변환기 및 디지털 필터를 포함한다. 디지털 필터를 이용하는 것이 아날로그에 비해 많은 이점을 가지는데, 가령, 전달 함수 정확도, 유연성 및 기술의 확장성을 가진다. 디지털 필터(63)가 가령, (도 2의 경우에서처럼) 속도 관련 신호를 누적하기 위한 적분기를 포함할 수 있다. 디지털 적분기를 이용하는 이점은 이들이 거의 무제한적인 출력 범위를 가짐으로써, 다중-회전(multi-turn) 능력을 갖는 센서 아키텍처를 제공할 수 있다는 것이다. 또한 제한된 출력 범위를 갖는 적분기는 매우 유용한데, 가령, 앞서 언급된 위상 점프의 오차-없는 구현을 제공할 수 있다. 가장 단순한 형태로, 디지털 적분기의 자연적인 오버플로가 오차 없는 위상-래핑 메커니즘을 제공할 수 있다. 상기의 예시로서 800°의 출력 범위를 갖는 디지털 적분기를 갖는 것이 가능한데, 이때 디지털 적분기의 최상위 비트가 회전수를 정의하고, 많은 수의 상위 비트들이 높은 정확도로 단일 회전 내 각을 정의하는데, 가령, 2비트가 회전 수를 위해 사용되고 12비트가 분수 각(fractional angle)을 위해 사용되는 14비트 출력이 있다.
다극 자석을 이용해 절대 각을 측정하기 위한 배열이, 가령, US2015/226581에서 제공되었다. 이들 배열은 표유장(stray field)에 대한 감도를 상당히 감소시킨다는 이점을 가진다. 센서 판독 아키텍처가 다극 자석 및/또는 표유장에 대한 비감응성 센서 배열의 사용과 호환된다는 것이 본 발명의 이점이다.
도 7은 US2015/226581에 개시된 6-극 자석과 함께 사용되기 위한 표유장에 내성이 있는 예시적 배열을 보여주며, 이는 예시로서 간주된다. 이 상황에서 개별 감지 신호가 다음과 같이 모델링될 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00010
(8)
이때,
Figure 112019007948125-pat00011
(9)
여기서 θmech는 6-극 자석의 절대 회전 각을 나타낸다. 수학식(1)과의 주요한 차이는 여기서는 감지된(자기) 각 θi이 "기계적" 각 θmech의 정수배라는 것이다. 수학식(9)에 따르는 θmech와 θi 간 관계가 0과 동일한 θmech에 대해, 자석 및 감지 요소 설정이 적절히 정렬됨을 가정한다. 이 경우가 아닌 경우, 가외적 오프셋 각이 수학식에 추가될 수 있다.
본 발명의 센서 디바이스가 대칭 가중치를 이용함으로써 표유장에 대한 개선된 비감응성(insensitivity)을 갖고 판독을 제공할 수 있다. 예를 들어, k = 0, 1, 2, 3에 대해 대칭 제약 Gk = Gk +4 = Gk +8을 둠으로써 원하는 결과가 도출된다. 예를 들어, 공통 계수 G1 = G5 = G9가 선택되었기 때문에, 도 6에 나타난 감지 요소 S1, S2 및 S3로부터의 신호의 기여가 공통 계수에 의해 가중화된 이들 신호의 합이고, 따라서 (합산 때문에) 균일한 표유장의 영향이 없어진다.
일반적으로, 감지 요소가 정규 패턴에 위치할 때 그리고 이들 요소의 서브그룹의 신호가 조합되어 판독을 간섭체(가령, 간섭 외부 자기장)에 대해 강건하게 만들 때, 조합 회로에서 서브그룹 요소와 연관된 가중치/이득이, 모든 가능한 경우(즉, 모든 가능한 출력 각)에 대해 상기 서브그룹 신호가 간섭체에 대한 강건성을 유지하도록 하는 방식으로 조합되도록 선택된다. 이는 감지 요소가 정다각형의 모서리에에서 이격되어 위치하는 홀 플레이트인 상황을 포함하며, 대각선으로 대향하는 플레이트(가령, X와 X')로부터의 신호가 정합되는 크기 및 홀 요소에 수직인 방향에서 균일한 외부 장을 차단하기에 적합한 부호를 갖는 가중치/이득을 갖도록 취해질 수 있다.
다극 자석과 조합될 때 본 발명의 또 다른 이점은 루프의 다중-회전(multi-turn) 능력과 관련된다. 센서 디바이스는 360°이상으로 증가/감소할 때라도 θi를 추적한다. 6-극 자석을 다시 예로 들면, 일부 시점에서 (9)가 유효한 경우, 루프는거기서부터, θi가 360°를 넘는 경우에도 θi를 추적할 것이다. 루프가 고정 상태에서 벗어나지 않는 한, 관계식(9)은 유효하게 유지된다. 따라서 기계적 각의 측정치는
Figure 112019007948125-pat00012
(10)
와 같이 얻어질 수 있다.
일부 시점에서 θi와 θmech 간 대응 관계를 만들기 위한 수단 없이, 자석의 120° 회전 대칭 때문에 측정된 각 상에 전체적인 모호함이 존재한다. 이 모호함은 예를 들어 θmech가 비교적 크지만 알려진 범위일 때, 가령, -60° 내지 +60°일 때를 (그 밖의 다른 수단에 의해) 검출함으로써 해소될 수 있다.
각 양자화기
기재에서, 하나의 각을 조작하는 양자화 블록(64)에 대부분 집중된다. 그러나 양자화 블록(64) 동작은 또한 (일반화된) 위치를 나타내는 위상을 조작할 수도 있다.
각 양자화 블록(64)은 입력 값을 허용된 값의 유한 집합으로부터의 출력 값과 연관시킨다. 선택된 출력 값은 입력 값에 가장 가까운 허용된 값일 수 있다. 가장 단순한 경우가 허용된 값이 균일하게 분산된 경우이다. ADC가 루프 내에서 사용될 때, 각 양자화 블록은 순수 디지털 함수일 수 있다. 특히 단순한 형태는 디지털 필터(63) 출력 또는 위사 누산기 출력의 "분수 비트", 즉, 전체 원의 조각으로서 각을 결정하는 비트를 식별하는 것을 기초로 한다. 각 양자화기가 전체 원을 커버하기 위한 출력 각의 레벨의 개수를, 가령, 범위 2 내지 1024 또는 범위 4 내지 64 또는 범위 6 내지 32 또는 범위 8 내지 16개의 레벨로 제한한다(각각의 경우 제한 값을 포함).
각 양자화기가 또한 아날로그 입력을 갖는 아날로그 회로, 가령, 비교기, 플래시 ADC 또는 그 밖의 다른 유형의 나이퀴스트율(Nyquist-rate) ADC일 수 있다. 실제로, 이는 출력 위치 범위가 유한일 것을 요구하며 가령, 각 양자화기의 입력 각을 360°만 커버하는 기본 범위로 래핑하기 위해, 가외적 측정이 이뤄질 필요가 있다.
양자화 블록(64)을 포함하는 위치 센서의 실시예가 양자화기 출력에 대응하는 위치를 나타내는 디지털 출력을 제공한다. 따라서 이들 실시예는 위치-디지털 변환을 제공한다. 양자화기(64)에 대해 취해진 비트 수는 2개의 중요 요인에 의해 영향받는다. 한편으로는, 비트 수를 감소시킴으로써 조합 회로의 복잡도가 감소하고 위치 센서가 구현하기 더 쉬워진다. 다른 한편으로는, 많은 비트 수는 (일반화된) 위치의 디지털 출력 값에 대해 더 높은 분해능을 제공한다. 이들 상충하는 요건이 "노이즈 소거" 기법에 의해 완화될 수 있고, 이때 위치 센서의 양자화기(64)에서 도입되는 양자화 노이즈가 대부분 제거된다.
본 발명에 따라 노이즈 소거를 이용하는 스킴이 도 8에 도시되어 있다. 양자화기(64)가 차후 계산에서 D1으로 지시되는 루프의 디지털 출력 값(7)을 제공한다. 이 양자화기는 일반적으로, 가령, 조합 회로(4)와 연관된 복잡도를 감소시키기 위해, 제한된 비트 수를 가질 수 있다. 양자화기(64)는 디지털 영역에 있고 이의 입력이 전달 함수 Hd를 갖는 디지털 루프 필터에 의해 제공된다. 루프는 전달 함수 Ha를 갖는 아날로그 루프 필터 및 이에 뒤 따르는 아날로고-디지털 변환기를 더 포함한다. 아날로그 루프 필터의 출력이 아날로그-디지털 변환기에 의해 샘플링되기 때문에, 전달 함수 Ha가 아날로그 루프 필터의 연속-시간 전달의 이산-시간 등가식으로 취해진다. 이러한 이산-시간 등가식을 결정하는 것은 해당 분야에 공지되어 있으며 예를 들어, Matlab에서 제공되는 c2d 함수에 의해 이뤄질 수 있다. 아날로그-디지털 변환기는 차후 계산에서 D2로 지시되는 디지털 출력을 제공하며, 이는 또한 디지털 루프 필터 Hd의 입력을 제공한다. 양자화기의 동작은 양자화 오차를 각자의 양자화기 입력 신호에 추가하는 것으로 모델링될 수 있으며, 양자화 오차는 양자화기의 출력과 입력 간 차이로서 정의된다. 2개의 이러한 여분 "소스"가 시스템에서 식별될 수 있는데, 각각 양자화기(64)와 아날로그-디지털 변환기(62)의 양자화 오차를 나타내는 Q1 및 Q2이다. Q1은 본 발명의 시스템에서 알려진 양으로 간주될 수 있는데, 왜냐하면 양자화기(64)의 입력과 출력 모두 디지털 영역에 있고 따라서 이들 신호는 디지털로 감산되어 Q1을 획득할 수 있기 때문이다. Q1에 대해 완벽히 알 수 있기 때문에, 양자화기(64)의 양자화 노이즈 Q1에 의해 야기되는 영향을 보상하는 것이 가능해질 수 있다. 물론 핵심 질문은 시스템에 불확실성이 존재할 때, 가령, 아날로그 필터 전달 함수 Ha의 부정확한 지식만 가질 때, 이를 어떻게 할 것인지 그리고 어느 정도까지 가능한지이다. 한 가지 가능성은 존재할 때, Q1의 영향을 대부분 제거하기 위해 본 발명의 아날로그-디지털 변환기 회로의 출력 D2을 이용하는 것이다. 개시된 일부 실시예가 아날로그 필터 전달 함수 Ha의 부정확한 지식을 복사할 수 있고, 심지어 이 필터에서 시변 변화에 적응되는 것을 가능하게 한다.
선형 시스템 분석을 이용할 때, 상기 시스템에서의 2개의 디지털 출력 D1 및 D2이 입력 신호 Vi 및 2개의 양자화 오차 소스 Q1 및 Q2의 함수로서 결정될 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00013
(11)
이 수학식에서, 다음의 전달 함수가 나타난다:
Figure 112019007948125-pat00014
(12)
이들 전달 함수는 시그마-델타 변조기 맥락에서 신호 전달 함수(STF) 및 노이즈 전달 함수(NTF)로서 알려져 있다.
본 발명에 따르면, 2개의 디지털 양자화기 출력 D1 및 D2이 재조합 블록으로 전달되며, 여기서 이들은 디지털 필터 A(z) 및 B(z)에 의해 각각 필터링되고 그 후 더해진다. 이하에서 상세히 설명되겠지만, 선택사항으로서 딜레이 보상 필터가 또한 제공될 수 있다. 따라서 획득된 재조합(recombine)된 출력 Dout이 다음과 표현될 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00015
(13)
수학식(13)에서 수학식(11)을 치환하면,
Figure 112019007948125-pat00016
(14)인 경우,
Figure 112019007948125-pat00017
(15)로 쉽게 나타날 수 있다.
Q1이 보상된 출력 Dout(z)에 나타나지 않기 때문에, 제안되는 재조합은 Q1의 기여를 완전히 제거했다. 그러나 디지털 필터 A(z) 및 B(z)의 전달 함수의 비가 정확히 Ha와 동일함이 엄격히 요구되는 것은 아님이 이하의 기재에서 나타날 것이다.
본 발명에 따르면, 양자화 노이즈 Q1을 제거하기 위한 그 밖의 다른 수단이 적용될 수 있다. 가령, 수학식(11)에서 D1에 대해 나타나는 바와 같이, 양자화기(64)의 출력 D1이 가산 항 NTF(z)Q1을 가진다. 가령, 디지털 영역에서 쉽게 이용 가능한 2개의 신호인, 양자화기(64)의 입력을 이의 출력에서 뺌으로써, 양자화 노이즈 Q1가 쉽게 결정될 수 있다. Q1을 결정하기 위한 이 방법은 도 12에서도 사용되며, 이는 이하에서 언급될 것이다. 이제 수학식(12)은 루프 내 아날로그 필터의 이산-시간 등가식 Ha(z) 및 루프 내 디지털 필터의 알려진 전달 함수 Hd(z)의 항으로 디지털 전달 함수 NTF(z)에 대한 수학식을 제공한다. 따라서 NTF(z)는 (가령, 양자화기의 입력을 이의 출력으로부터 뺌으로써 획득된) Q1 값의 시퀀스에 적용될 수 있는 알려진 디지털 필터를 나타내고, 결과가 양자화기 출력(64) D1으로부터 빼져서 위치 출력에 도달할 수 있다. 이렇게 획득된 출력 Dout = D1-NTF(z)Q1은, 수학식(11)을 기초로 직접적으로 보여질 수 있듯이, 더는 양자화 노이즈 Q1에 종속적이지 않는 것으로 나타날 수 있다. 실제로 NTF(z)를 결정하는 데 사용되는 아날로그 필터의 (이산-시간 등가식) 전달 함수 Ha(z)가, 예컨대 온도에 따른 아날로그 필터의 피할 수 없는 변동성 때문에, 진정한 전달 함수로부터 벗어날 수 있다. 그럼에도, 앞서 기재된 소거 방법에 의해, 양자화기(64)에 의해 야기되는 양자화 노이즈 Q1에 대한 종속성이 감소된 채, 측정될 위치를 나타내는 값 Dout을 생성하는 것이 쉽게 이뤄질 수 있다.
앞서 개별적인 노이즈-소거 방법이 기재되었다. 두 경우 모두, 2개의 디지털 입력, 즉, 양자화기 출력 신호와 양자화기의 디지털 신호 업스트림을 갖는 노이즈 소거 블록이 존재한다. 조합된 신호가 양자화기에 의해 야기되는 양자화 노이즈에 덜 종속적인 측정될 위치를 나타내는 개선된 위상 값을 제공하도록 이들 2개의 디지털 신호가 노이즈 소거 블록에서 조합된다. 제1 접근법에서 노이즈 소거 블록에서 사용되는 양자화기의 디지털 신호 업스트림이 루프 필터 내에 포함되는 아날로그-디지털 변환기의 출력이다. 디지털 재조합 필터 A(z) 및 B(z)를 이용해 두 디지털 신호를 모두 적절하게 필터링하고, 그 후 재조합 필터의 출력을 더함으로써, 조합된 신호가 획득된다. 제2 접근법에서, 노이즈 소거 블록에서 사용되는 양자화기의 디지털 신호 업스트림이 양자화기의 입력 신호이다. 노이즈 소거 블록에 의해 수신된 2개의 디지털 신호를 감산함으로써 재조합된 신호가 획득되며, 이를 (NTF의 근사에 의해) 필터링하고, 이를 (또한 노이즈 소거 블록에 의해 수신된) 양자화기 출력 신호로부터 뺀다. 본 발명에 개시된 노이즈 소거 방법을 기초로, 해당 분야의 통상의 기술자라면 원칙적으로, 가령, 양자화기의 루프 업스트림에서 나타나는 디지털 신호에 대해 (11)와 유사한 수학식을 도출하기 위해 선형 시스템 분석을 이용함으로써, 양자화기의 루프 업스트림에서 나타나는 상이한 디지털 신호를 이용하도록 접근법을 확장할 수 있고, 그 후 Q1과 관련된 기여를 제거하는, 노이즈 소거 블록의 2개의 디지털 입력 신호의 선형 조합을 계산한다.
노이즈 소거 스킴의 이점은 대응하는 양자화 오차 Q1이 앞서 설명된 방식으로 제거될 수 있기 때문에 양자화기(64)가 저 분해능(즉, 적은 수의 비트)를 가질 수 있다는 것이다. 이러한 방식으로, 피드백 레벨의 수가 제한될 수 있으며, 이는 조합 회로의 설계를 상당히 단순화시킬 수 있다.
본 발명에 의해 제공되는 또 다른 이점은 디지털 출력으로의 입력 위치의 전달을 관측함으로써 이해될 수 있다. 디지털 노이즈-소거 출력에 대해, 이 전달 함수는 A(z)이다. D1을 (노이즈-소거되지 않은) 디지털 출력으로서 이용할 때, 신호 전달 함수는 수학식 (12)에서 정의된 바와 같이 STF(z)이다. 이 STF(z)는 아날로그 및 디지털 루프 필터 Ha 및 Hd 각각에 대한 선택에 의해 고정된다. 이와 달리, 수학식(14)은 재조합 필터 A(z) 및 B(z)를 선택할 때 더 많은 자유를 허용한다. 따라서 이러한 자유를 활용해 더 유익한 신호 전달 함수에 도달하는 것이 가능하다.
일반적으로, 각 양자화기의 비트 수가 감소될 때 조합 회로의 상호연결 복잡도가 감소한다. 적은 수의 비트일수록 큰 각 양자화 오차를 의미하고, 따라서 본 발명에 개시된 바와 같은 각 양자화 오차를 다루는 전략이 크게 관련된다.
중요한 양은 디지털 피드백 신호(D1)와 ADC의 디지털 출력(D2) 간 샘플 간격(T)의 수로서 표현되는 딜레이 n이다. 이 딜레이에 대한 기여가 피드백 경로에서의 딜레이, 적분기 회로와 연관된 딜레이, ADC의 변환 시간 등으로 기인할 수 있다.
도 9의 더 컴팩트한 시스템-레벨도가 기재된 시스템에 대하여 도출될 수 있다. 본 예시에서, N개의 입력 신호(2), 피드백 신호 유닛(8) 및 조합 회로(4)의 동작이 입력 각과 D1에 대응하는 피드백 각 간 차이의 사인(sine) 함수에 비례하는 출력 신호(5)를 생성한다. 전달 함수를 연구하기 위해, 비선형 사인 특성이 무시된다, 즉, sin x
Figure 112019007948125-pat00018
x으로 가정되며, 이때 x는 충분히 작다. 시스템 레벨도에서, (총) 딜레이 n이 아날로그 필터 전달 함수 Ha에 포함되었고, 피드백 경로 및 양자화기(64)가 어떠한 딜레이도 갖지 않는 것으로 이상화된다. 고려되는 예시적 경우에서, 아날로그 필터는 전달 함수
Figure 112019007948125-pat00019
를 가지며, 이때 K는 여러 스케일 계수(가령, 자기장 강도, 홀 요소 감도, 적분기의 시간 상수 등)을 설명한다.
이 예시적 실시예에서 재조합 블록은 다음의 재조합 필터를 이용한다:
Figure 112019007948125-pat00020
(16)
이 선택을 위해, 조건(14)이 확실히 충족된다. 가외적 딜레이 z-n가 도입되는 이유가 필터 B(z)를 물리적으로 실현 가능하게 만들기 위함이다. 이 예시의 경우, 실현 가능한 FIR 필터를 나타내는
Figure 112019007948125-pat00021
가 획득된다.
선택 A(z) = z-n이 입력 신호가 또한, (15)로부터 볼 수 있는 n개의 샘플에 의해 딜레이됨을 의미한다. 각 센서가 높은 회전 속도에서 동작하는 경우, 이 가외적 딜레이는, 특히 n > 1인 경우, 눈에 띄는 각 오차를 야기할 수 있다. 이러한 경우, 선택적 딜레이 보상 필터가, 필터 A(z)의 딜레이 n를 보상하는 목적을 갖는 시스템에 추가될 수 있다. 딜레이 n을 보상하기 위한 보상 필터의 하나의 예시가 다음과 같다:
Figure 112019007948125-pat00022
(17)
이 필터를 구현하기 위한 한 가지 방식이 도 10에 도시되어 있다. (17)에서 α는 한편으로는, 오버슈트(overshoot)와 (α가 낮아질 때 더 작아지는) 고주파수 이득 간 균형을 제어하기 위한 0과 1 사이의 가외적 파라미터를 나타내고, 다른 한편으로는, (α가 증가할 때 더 작아지는) 정착 시간(settling time)을 나타낸다. α=n을 선택할 때, 필터가 1 + n(1-z-1)까지 감소하며, 이는 신호를 차분(differencing)함으로써 '속도' 추정치를 기초로 딜레이를 보상하기 위한 직관적 방식이지만, 이 선택은 매우 높은 오버슈트를 가지며 고주파수를 강하게 증폭한다.
앞서 설명된 바와 같이, 입력 신호 전달 함수는 제1 재조합 필터의 전달 함수 A(z)로 변경되었고, 이때 아마도 이의 딜레이는 딜레이 보상 필터에 의해 보상된다. 이는 특히 고속-변경 각의 A/D 변환을 제공하는 각 센서에 대해 흥미로운데, 왜냐하면, 이는 가령 더 빠른 스텝 응답을 제공함으로써, 동적 응답을 개선하는 것을 허용하기 때문이다.
앞서도 설명된 바와 같이, 앞서 기재된 바와 같이 재조합 블록을 이용하는 노이즈-소거 기능이 있는 위치 감지 디바이스는 제1 재조합 필터에 의해 도입되는 딜레이를 보상하기 위해 딜레이 보상 필터를 포함할 수 있다. 그러나 또 다른 상황에서도, 딜레이 보상 필터가 사용될 수 있는 것이 바람직하다. 일반적으로, 가령, (노이즈) 대역폭을 감소시킴으로써 신호-대-노이즈 비를 증가시키기 위해 추가 디지털 필터링이 본 발명의 임의의 실시예에 추가될 수 있다. 이러한 필터링이 고려되는 응용분야에서 수용될 수 없는 가외적 딜레이를 발생시키는 경우, 이 딜레이는, 가령, 앞서 언급된 유형의 딜레이 보상 필터를 이용해 보상될 수 있다.
도 11은 본 발명에 따르는 위치 센서의 하나의 실시예를 보여주며, 이때 내부-루프 노이즈 성형이 적용된다. 이 경우, 아날로그-디지털 변환기(62)가 로컬 피드백 루프로서 구현되며, 여기서 전달 함수 Hb의 아날로그 루프 필터 및 로컬 피드백 DAC를 갖는 제2 양자화기 Q2가 내부 피드백 루프 내에 임베딩된다. 로컬 루프의 다이내믹은 이의 신호 전달 함수 Hb/(1 + Hb)에 의해 설명된다. 1차 필터 Hb = z-1/(1 - z-1)에 대해, 이 신호 전달 함수가 단순 딜레이 z-1이다. 이 단순 딜레이는 전역 피드백 루프의 총 딜레이 n에 직접 포함될 수 있다. 도면에 나타난 선택적 경로를 추가함으로써, 딜레이는 또한 피해질 수 있다. 이 선택적 경로는 로컬 루프의 신호 전달 함수를 1과 동일하게 만드는 알려진 효과를 가진다. 이러한 경우 로컬 루프는 전역 피드백 루프의 동적 거동을 변경하지 않는다. 따라서 로컬 루프의 주요 효과는, 로컬 루프가 노이즈-성형을 제2 양자화기의 양자화 노이즈 Q2에 적용한다는 것이다. 내부 루프의 등가 양자화 노이즈는 Q2/(1+Hb)이며, 이는 낮은 값에서, 아날로그-디지털 변환기(62)에 대한 플래시-ADC로서 사용되는 제2 양자화기의 양자화 노이즈 Q2에 비해 일반적으로 상당히 낮은 중간 주파수에 이른다.
내부-루프 노이즈-성형 기능을 갖는 시스템의 추가 이점은 전역 루프에 의해 로컬 피드백 DAC의 비선형성이 억제된다는 것이다. 이는 멀티-비트 DAC에 선형성에 대한 덜 엄격한 조건이 적용될 수 있음을 의미한다.
양자화기 Q1 및 Q2 모두 동일한 속도로 동작할 필요는 없다. 예를 들어, Q2 주위의 내부 피드백 루프와 아마도 전달 함수 Hd를 갖는 디지털 필터까지 전역 피드백 루프에 비해 더 높은 속도로 동작할 수 있다. 그 후 양자화기(64)는 디지털 필터 출력 Hd을 서브샘플링한다.
전자 시스템 프로세스에서, 공급 전압 및 온도(PVT)가 중요한 변동성 요인이다. 일반적으로 아날로그 필터 전달 함수 Ha는 이들 PVT 효과에 의해 영향 받는다. 예를 들어, 연속-시간 적분기 - 아날로그 필터에 대한 구체적 선택 - 가 명복 설계 값으로부터 30% 벗어난 시간 상수를 쉽게 가질 수 있다. 더 큰 편차도 존재할 수 있다. 예를 들어, 본 발명에 따르는 대부분의 위치 센서에서, 가중화된 합 신호(5)의 크기가 입력 신호의 진폭에 따라 달라지며, 이는 일반적으로 적용분야에 따라 달라지는 자기장의 강도에 따라 달라진다. 도 9의 모델에서, 아날로그 필터 전달 함수 Ha의 이득에 영향을 미치는 다양한 가변 요인이 존재한다.
아날로그 전달 함수 Ha의 변동성 관점에서도 Q1의 효과적인 소거를 제공할 수 있는 적응형 스킴을 갖는 일부 실시예가 이하에서 제공된다. 우선, 오정합(mismatch)의 영향이 설명된다.
조건(14)이 2개의 디지털 필터를 아날로그 전달 함수 Ha로 연결한다. 아날로그 전달 함수가 다양한 변동성 요인의 대상이기 때문에, 수학식이 일반적으로 정확히 충족되지 않는다. 한편으로는 실제 Ha와 다른 한편으로는 디지털 재조합 필터의 선택을 위해 사용되는 공칭 전달 함수 Ha,nom = A(z)/B(z) 간 오정합의 영향을 조사하기 위해, 상대적 오정합이 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure 112019007948125-pat00023
(18)
조건(4)이 충족될 때 Δ(z)는 0이고, 그 반대도 가능하다(if and only if).
예시로서, 재조합 필터 A 및 B의 크기를 정하기 위해 사용되는 공칭 값 Knom으로부터 벗어난 아날로그 전달 함수 Ha의 이득 K의 불확실성을 고려할 수 있다. 그 후 이 경우, (18)이
Figure 112019007948125-pat00024
로 감소되는데, 즉, Δ가 Knom의 K의 상대 편차에 대한 측정치를 나타낸다.
상대적 오정합(8)을 고려할 때, 앞서 제공된 분석이 이뤄질 수 있다. 보상된 출력 Dout이 다음과 같다:
Figure 112019007948125-pat00025
(19)
예상대로, 이 수학식은 Δ = 0일 때 수학식(15)으로 축소된다. (19)로부터, 본 발명에 의해 제공되는 노이즈-소거 출력 신호 Dout가 신호 전달 함수 A(z)를 가짐이 추론될 수 있다[1+Δ(z)NTF(z)]. 0 아닌 Δ의 사소한 효과가 이는 가외적 계수 1+Δ(z)NTF(z)를 갖는 입력 신호 Vi의 전달 함수 A(z)를 다소 변경한다는 것이다. 이는 대부분의 경우에서 무시될 수 있다. 임의의 경우 신호 전달 함수 A(z)가 루프 필터에 의해 결정된 신호 전달 함수를 갖는 "전통적인" 출력 D1에 비해 더 자유롭게 선택될 수 있다.
본 출원의 경우 Q1과 관련된 (19) 내 항이 더 중요하다. 상기의 수학식의 마지막 항으로부터, 0 아닌 Δ가 보상되는 출력 Dout으로의 Q1 노이즈의 누손을 야기한다. 다행히도, 이 누손된 노이즈는 아날로그 필터 Ha와 디지털 필터 Hd 모두에 의해 만들어지는 노이즈 성형인 NTF(z)에 의해 성형된다. 입력을 참조할 때, 누손된 양자화 노이즈가 Δ(z)NTF(z)/(1+Δ(z)NTF(z))Q1에 의해 주어진다. (11)의 제1 수학식에 의해 주어지는 피드백 루프의 "전통적인" 출력 D1에 대해, 입력-참조된 기여 NTF(z)/STF(z)Q1를 가진다. 전자는 일부 측면에서 후자보다 작은 것이 바람직하며, 이는 상대적 오정합 Δ이 일부 방식으로 제한되는 경우에만 해당할 수 있다. 다음의 정리가 입증될 수 있다:
명확한 주파수 f에 대하여
Figure 112019007948125-pat00026
(20)
를 가진다면,
주파수 f에서의 입력-참조되는 Q1 노이즈의 크기가, "비-소거된(non-cancelled)" 출력 D1을 이용할 때 입력-참조되는 Q1 노이즈의 크기에 비교해서 노이즈-소거되는 출력 신호 Dout에 대해 더 작다. (20)이 필수 조건은 아니며, 편리한 충분 조건을 제공할 뿐이다. 다행히, 수학식(20)은 대부분의 경우에서 그다지 제한적이지 않으며 수 퍼센트 수준의, 심지어 10% 이상의 상대적 오정합 Δ가 (20)와 일치될 가능성이 높다. 덧붙여, 모든 주파수 f에 대해 (20)이 충족되는 경우, D1에 비교해서 Dout에 더 작은 입력-참조되는 Q1 노이즈가 존재한다. 그러나 수학식(20)이 일부 주파수에 대해 위반된다 하여도, 누손된 양자화 노이즈의 통합 파워가 "비-소거된" 출력 D1에 존재하는 양자화 노이즈 Q1의 통합 파워보다 작다. 다시 말하면, 일부 주파수에서 더 많은 Q1-관련 노이즈가 존재하는 경우, 이는 다른 주파수에 존재하는 더 적은 노이즈에 의해 오프셋될 수 있다. 따라서 피드백 루프의 "비-소거된" 출력 D1에 비교할 때 양자화 노이즈 Q1에 덜 종속적인 "노이즈-소거된" 출력 Dout을 도출하는 매우 광범위한 재조합 필터 A(z) 및 B(z)가 존재한다고 결론 내려질 수 있다. "비-소거된" 출력 D1의 SNR에 Dout의 신호-대-노이즈 비(SNR)을 비교함으로써 후자가 정량화될 수 있다. (14)를 토대로 하며 (18) 및 (19)에 지시된 설계 자유를 고려한 재조합 필터 A(z) 및 B(z)가 선택될 수 있지만, 그 밖의 다른 설계 절차가 또한 가능하다. 예를 들어, A(z) 및/또는 B(z)가 매개변수화된 필터(parameterized filter), 가령, 가변 계수를 갖는 FIR 필터이도록 만들고 그 후 Dout의 SNR을 최대화하는 최적 필터 매개변수를 결정한다. Dout의 최적 SNR이 D1의 SNR보다 낮은 것으로 판단될 때, A(z) 및 B(z)에 대해, 구성상 피드백 루프의 "비-소거된" 출력 D1에 비교할 때 양자화 노이즈 Q1에 덜 종속적인 노이즈 소거된 Dout을 제공하는 선택이 획득된다. 이러한 최적화 접근법이 또한 (앞서 설명된 바와 같이, 재조합 필터 A(z)에 대응하는) 선호되는 형태의 신호 전달 함수를 도입시키기 위한 추가적인 유연성을 제공한다.
또 다른 실시예에서, 가령, 제2 재조합 필터에 보상 스케일 계수를 도입시킴으로써, 아날로그 필터 Ha의 이득-변동성이 상쇄된다. 이 접근법은 도 12에 도시되어 있다. 이 실시예에서, 제2 재조합 필터(22)가 이득 제어 신호에 따라 신호를 스케일링하는 것을 가능하게 하는 프로그램 가능 이득(G)을 포함한다. 이득 제어 신호는, 재조합 블록(9)의 출력 및 양자화 노이즈 Q1을 수신하는 이득 제어 유닛(3)에 의해 생성된다. 양자화 노이즈 Q1은 예를 들어, 양자화기(64)의 입력을 이의 출력으로부터 뺌으로써 계산될 수 있고, 입력과 출력 모두 디지털 영역의 신호이다. 이득 제어 유닛(3)은 자신의 입력 신호를 필터링하기 위한 필터링 수단 D(z)(31) 및 E(z)(32), 이들 필터링된 신호들의 곱을 생성하기 위한 곱셈기(33), 및 자신의 입력 신호가 평균 0이 될 때까지 자신의 출력을 적응시키는 적응 제어기(34)를 포함한다.
수학식(19)은 상기의 그리고 그 밖의 다른 더 일반적인 적응 스킴이 동작하는 방식을 이해하기 위한 토대를 제공한다. 이를 위해, 수학식(19)은 다음과 같이 더 간소화된 형태로 다시 써진다:
Figure 112019007948125-pat00027
(21)
명료성을 위해, Δ가 신호 전달 함수에 미치는 영향이 무시된다. 적응성 스킴이 Δ를 작게 만들어, 근사화가 시간이 지남에 따라 더 정확해지기 때문에, 이 근사화는 엄격히 요구되지 않는다. θi, Q1 및 Q2에 각각 대응하는 (21)의 3개의 항이 통계적으로 상관되지 않는 거승로 간주될 수 있다. 선택사항으로서, 예컨대 신호-관련 성분 θi을 감소시키기 위해, 필터 D(z)가 아날로그-디지털 변환된 출력 신호 Dout에 적용될 수 있다. 예를 들어, 각 센서에서는 일반적인 경우로서, θi가 비교적 낮은 주파수를 차지할 때, D(z)는 입력 신호 성분을 대부분 제거할 1차 차이 1-z-1 또는 2차 차이 (1-z- 1)2일 수 있다. 필터링된 출력 신호(즉 D(z)Dout)가 D(z)로 곱해진 수학식(11)에 의해 주어진다. 필터링된 출력 신호의 마지막 항이 형태 Δ(z)E(z)Q1를 가지며, 이때 E(z)=D(z)A(z)NTF(z)이다. A(z), D(z) 및 또한 NTF(z)는 알려진 디지털 필터이기 때문에(NTF에 대해 수학식(12) 참조), E(z) 역시 알려진 필터이다. 이제 Q1이 계산 가능한 디지털 신호이고, 이는 필터 E(z)로 필터링될 수 있다. 이제 도 12에 도시된 바와 같이 필터링된 신호 D(z)Dout 및 E(z)Q1가 곱해질 수 있다. 이 곱셈기의 출력이 (통계적으로) 상대적 오정합 Δ의 측정치를 제공한다. 이 곱셈기의 출력이 (최소화될) 적응 루프의 오차 신호로 간주될 수 있다. 실제로 θi 및 Q2과 관련된 곱의 크로스 텀(cross-term)이 0으로 평균내어지기 때문에(θi 및 Q2이 Q1와 상관되지 않기 때문), 곱셈기 출력의 예상 값이 Δ에 비례함을 알 수 있다. 따라서 본 발명에 따라, 재조합 필터 A(z) 및/또는 B(z)가 적응성 필터로 취해질 수 있다. 그 후 적응성 필터(들)의 파라미터가 오차 신호를 최소화하기 위한 해당 분야에 공지된 방법, 가령, 평균 제곱으로 이 오차 신호를 최소화하기 위한 방법에 따라 적응될 수 있다.
본 발명의 도면 및 상기의 기재에서 상세히 도시 및 기재되었지만, 이러한 도시 및 기재는 설명 또는 예시로서 간주될 것이며 한정이 아니다. 상기의 기재는 본 발명의 특정 실시예를 상세화한다. 그러나 상기 내용이 얼마나 상세히 문자로 나타나는지에 상관없이, 본 발명은 여러 방식으로 실시될 수 있음을 알 것이다. 본 발명은 개시된 실시예에 한정되지 않는다.
해당 분야의 통상의 기술자가 본 발명을 실시할 때 도면, 개시내용 및 청구항의 연구로부터, 개시된 실시예의 또 다른 변형을 이해하고 실시할 수 있다. 청구항에서, 용어 "포함하는"은 그 밖의 다른 요소 또는 단계를 배제하지 않고, 부정관사 "a" 또는 "an"는 복수형을 배제하지 않는다. 단일 프로세서 또는 그 밖의 다른 유닛이 청구항에서 언급된 복수의 아이템의 기능을 이행할 수 있다. 특정 수단이 서로 다른 종속 청구항에서 언급되어 있다는 사실이 이들 수단 아날로그 필터(61)의 조합, 특히, 하나 이상을 포함할 때 사용될 수 없음을 나타내지 않는다. 컴퓨터 프로그램이 그 밖의 다른 하드웨어와 함께 또는 이들의 일부로서 적절한 매체, 가령, 광학 저장 매체 또는 솔리드-스테이트 매체 상에 저장/분산될 수 있지만, 그 밖의 다른 형태로, 가령, 인터넷 또는 그 밖의 다른 유선 또는 무선 전화통신 시스템으로 분산될 수 있다. 청구항에서의 어떠한 도면 부호도 청구 범위를 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

Claims (20)

  1. 위치를 측정하기 위한 위치 감지 디바이스로서, 상기 디바이스는
    감지 신호들을 생성하도록 배열된 복수의 센서 - 감지 신호 각각이 측정될 위치를 나타내는 입력 위상의 함수임 - ,
    가중 계수(weight factor)의 어레이에 따라, 상기 감지 신호들을 조합함으로써, 오차 신호를 생성하도록 배열된 조합 회로,
    상기 오차 신호를 필터링하여, 필터링된 오차 신호로부터 상기 위치를 나타내는 위상 값을 얻고, 상기 위치를 나타내는 위상 값을 출력하도록 배열된 처리 블록,
    출력된 위상 값을 수신하고, 출력되고 수신된 위상 값에 기초하여 가중 계수의 어레이를 조절하도록 배열된 피드백 신호 유닛을 포함하는 피드백 루프 - 상기 가중 계수는 출력된 위상 값의 함수임 -
    를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  2. 제1항에 있어서, 상기 처리 블록은 필터링된 오차 신호를 수신하고 상기 위치를 나타내는 상기 위상 값을 생성하도록 배열된 양자화기를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 오차 신호는 아날로그 오차 신호인, 위치 감지 디바이스.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 처리 블록은 상기 오차 신호 또는 상기 필터링된 오차 신호를 디지털화하기 위한 아날로그-디지털 변환기를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 처리 블록은 상기 오차 신호를 수신하고 시간에 따라 누적된 상기 오차 신호의 버전을 출력하도록 배열된 적분기를 포함하는 아날로그 필터 회로를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  6. 제4항에 있어서, 상기 처리 블록은 디지털 필터를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  7. 제6항에 있어서, 상기 디지털 필터는 디지털 적분기를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 피드백 신호 유닛은 상기 출력된 위상 값을 수신하기 위해 배열된 각-이득 변환(angle-to-gain conversion) 블록을 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  9. 제8항에 있어서, 상기 가중 계수를 적응시키도록 배열된 디지털 이득 제어 유닛을 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  10. 제9항에 있어서, 상기 가중 계수의 어레이를 구현하기 위해 아날로그 멀티플렉서를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  11. 제9항에 있어서, 상기 가중 계수의 어레이를 구현하기 위해 스위칭 가능하게 연결될 수 있는 구성요소를 포함하는, 위치 감지 디바이스.
  12. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 센서는 자성 센서인, 위치 감지 디바이스.
  13. 제12항에 있어서, 상기 센서는 자기장의 각도를 측정하도록 배열되는, 위치 감지 디바이스.
  14. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 복수의 센서는 감지 신호를 생성하도록 배열된 적어도 3개의 센서를 포함하며, 각각의 감지 신호는 측정될 위치를 나타내는 입력 위상의 상이한 함수인, 위치 감지 디바이스.
  15. 제1항 또는 제2항에 따르는 위치 감지 디바이스 및 다극 자석을 포함하는 장치.
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