CN109873562A

CN109873562A - 一种llc谐振变换器结构及其控制方法

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Publication number: CN109873562A
Application number: CN201910109729.5A
Authority: CN
Inventors: 刘晓东; 董保成; 刘宿城; 唐龙飞
Original assignee: Anhui University of Technology AHUT
Current assignee: Anhui University of Technology AHUT
Priority date: 2019-02-11
Filing date: 2019-02-11
Publication date: 2019-06-11
Anticipated expiration: 2039-02-11
Also published as: CN109873562B

Abstract

本发明提供一种LLC谐振变换器结构和控制方法，通过输出端的负载情况实时调整LLC谐振网络的谐振腔电感比值k的大小，具体通过在轻负荷区增大励磁电感比值k，降低谐振腔损耗，提高轻载效率，可使全负载范围内的变换器效率维持在较高水平。

Description

一种LLC谐振变换器结构及其控制方法

技术领域

本发明涉及隔离型开关电源功率变换器领域，具体涉及一种改进型变拓扑结构式高效率水平LLC谐振变换器以及控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源功率变换器已在绝大部分应用场合取代了效率偏低的线性电源，广泛应用于工业自动化、通讯、计算机、航空航天等领域。大功率、高效率和高功率密度已是开关电源的主要发展方向和追求目标，LLC谐振变换器在软开关方面具有优良的特性，成为业界目前广泛应用的软开关谐振拓扑之一，但变频控制(PFM)LLC谐振变换器随着输出侧负载变轻，需要提高工作频率以稳定输出电压，该特性导致其存在轻载状态下效率较低的问题。

针对LLC谐振变换器轻载效率较低的问题，业界学者以及相关人员作出大量研究工作，比如已公开文献《Optimal trajectory control of burst mode for LLC resonantconverter》IEEE Transactions on Power Electronics 28.1(2013)：457-466，文中提出采用Burst控制模式提高LLC谐振变换器在轻载时的效率，具有明显效果，但Burst控制模式可能导致电流噪声，对负载产生影响，同时Burst控制模式往往在极轻负载阶段以及空载阶段投入使用，因此效率提升范围相对较小。又比如文献《Analysis and implementation ofLLC burst mode for light load efficiency improvement》Applied PowerElectronics Conference and Exposition,2009.APEC2009.Twenty-Fourth AnnualIEEE.IEEE,2009：58-64，在Burst控制模式的基础上提出一种分段控制方法，将LLC的Burst控制模式分为三个过程，并仔细分析每个过程的损耗分布，找到降低功率损耗的规则，确保在不同负载点达到最高效率，该方法在0％-15％负载范围内使得轻载效率明显提高，但其作用范围仍然较小。

现阶段多采用引入Burst控制模式提高LLC谐振变换器轻载效率，各方面研究表明该方法能够有效提高轻载效率，但同时也存在着有效作用范围较小、控制模式相对复杂等问题。本发明采用变拓扑结构式思想理论提供一种基于变压器复合联接的高效LLC谐振变换器拓扑结构及控制方法，能够在较宽负荷范围内实现变换器效率的提高。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提供一种LLC谐振变换器结构及其控制方法，有效解决现有LLC谐振变换器轻载效率水平低的问题。

为达成上述目的，本发明提出如下技术方案：

一种LLC谐振变换器结构的控制方法，通过实时判断负荷功率P_o大小来调节谐振腔电感比值k的大小，使谐振腔电感比值k与当前负荷功率区间适配；其中，k＝L_m/L_r，这里L_m为励磁电感，L_r为谐振电感；

具体适配方法如下：

根据负荷功率的大小，通过J-1个负荷功率区间分段点将负荷功率划分为J个区间，其中J为不小于2的正整数，区间1到区间J的负荷功率值递增；

当负荷功率P_o大小满足P_switch-j-1<P_o≤P_switch-j时，将当前谐振腔电感比值k设置为k_j；其中，P_switch-j表示区间j与区间j+1的之间的负荷功率分段点，j为1～J-1间的正整数。

进一步的，在本发明中，所述负荷功率区间分段点P_switch-j的值为：

其中，G_max为所需最大电压增益，V_o为输出电压，n为变压器变比，C_r为LLC谐振网络的谐振电容。

基于上述发明方法，本发明进一步提供一种LLC谐振变换器结构，包括主电路和控制电路两大部分，所述主电路部分依次包括：输入侧逆变网络、LLC谐振网络、高频变压器组、二次侧整流滤波网络和输出端；

所述LLC谐振网络包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及J个相互并联的励磁电感L_mj；

所述高频变压器组由多个高频变压器并联复合而成，且并联复合的方式为一次侧直接并联，二次侧整流后并联；所述每个高频变压器的一次侧分别与上述一个励磁电感L_mj并联；上述高频变压器中至少有J-1个高频变压器的一次回路中设置有控制开关，所述控制开关受控于控制电路并用于投切对应的高频变压器及励磁电感L_mj；

所述控制电路用于根据输出端的负荷功率P_o大小来调节各控制开关状态，以使得谐振腔电感比值k与当前负荷功率P_o大小适配；其中，k＝L_m/L_r，这里L_m为复合励磁电感，L_r为谐振电感。

进一步的，在上述结构中，所述控制电路中预设有控制程序，所述控制程序按照如下方式进行控制：

当负荷功率P_o大小满足P_switch-j-1<P_o≤P_switch-j时，通过向控制开关发送投切信号将当前谐振腔电感比值k调整为k_j；其中，P_switch-j表示区间j与区间j+1的之间的负荷功率分段点，j为1～J-1间的正整数。

进一步的，在上述结构中，所述控制电路部分依次包括：输出电压电流采样电路、DSP数字控制器以及驱动电路；

输出电压电流采样电路用于对主电路输出端的电压V_o、输出电流I_o采样并进行模数转换后送给DSP数字控制器；

DSP数字控制器用于接收转换后的数字信号，并对输入侧逆变网络进行闭环控制以及计算出负荷功率P_o和所对应的谐振腔电感比值k_j，继而用于输出相应的控制信号给驱动电路；

所述驱动电路用于接收DSP的控制信号并驱动高频变压器控制开关作出相应投切动作以将当前谐振腔电感比值k调整为k_j。

有益效果：

由以上技术方案可知，本发明的技术方案提供了一种LLC谐振变换器结构及控制方法。采用切换控制策略灵活改变LLC谐振参数，通过在轻负荷区增大励磁电感比值k，降低谐振腔损耗，提高轻载效率，可使全负载范围内的变换器效率维持在较高水平。

另外本发明的技术方案通过采用多个高频变压器一次侧直接并联，二次侧整流后并联的拓扑结构，减小了大功率开关电源变换器高频变压器环节的设计难度，且二次侧整流后并联的结构恰好还能阻断环流回路。变压器并联结构的主要优点有：有利于分散热点、提高磁性元件寿命；有利于减小变换器体积、增大功率密度；.有利于提高隔离型功率变换器变压器环节功率上限，适用于任何变压器隔离型功率变换器场合。

应当理解，前述构思以及在下面更加详细地描述的额外构思的所有组合只要在这样的构思不相互矛盾的情况下都可以被视为本公开的发明主题的一部分。

结合附图从下面的描述中可以更加全面地理解本发明教导的前述和其他方面、实施例和特征。本发明的其他附加方面例如示例性实施方式的特征和/或有益效果将在下面的描述中显见，或通过根据本发明教导的具体实施方式的实践中得知。

附图说明

附图不意在按比例绘制。在附图中，在各个图中示出的每个相同或近似相同的组成部分可以用相同的标号表示。为了清晰起见，在每个图中，并非每个组成部分均被标记。现在，将通过例子并参考附图来描述本发明的各个方面的实施例，其中：

图1为本发明所提变压器复合联接的高效LLC谐振变换器整体结构图。

图2为采用基波分析法(FHA)得到的交流等效电路图。

图3为本发明所提变压器切换控制方法逻辑流程图。

图4为所提变压器复合联接的高效LLC谐振变换器闭环控制框图。

图5为所提变压器复合联接的高效LLC谐振变换器直流增益曲线图。

图6为传统模式与本发明所提模式下变换器实测效率曲线对比图。

图中各标记部分具体意义为：

主电路1，输入侧逆变网络2，LLC谐振网络3，高频变压器组4，二次侧整流滤波网络5，输出端6，变压器控制开关7，控制电路8，输出电压电流采样电路9，DSP数字控制器10，驱动电路11。

具体实施方式

为了更了解本发明的技术内容，特举具体实施例并配合所附图式说明如下。

在本公开中参照附图来描述本发明的各方面，附图中示出了许多说明的实施例。本公开的实施例不必定意在包括本发明的所有方面。应当理解，上面介绍的多种构思和实施例，以及下面更加详细地描述的那些构思和实施方式可以以很多方式中任意一种来实施，这是因为本发明所公开的构思和实施例并不限于任何实施方式。另外，本发明公开的一些方面可以单独使用，或者与本发明公开的其他方面的任何适当组合来使用。

如图1本实施例中的LLC谐振变换器结构，包括主电路1和控制电路8两大部分。

主电路1部分依次包括：输入侧逆变网络2、LLC谐振网络3、高频变压器组4、二次侧整流滤波网络5、输出端6以及变压器控制开关7。

控制电路8部分依次包括：输出电压电流采样电路9、DSP数字控制器10以及驱动电路11。

所述LLC谐振网络包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及J个相互并联的励磁电感L_mj。

所述高频变压器组由多个高频变压器并联复合而成，且并联复合的方式为一次侧直接并联，二次侧整流后并联；所述每个高频变压器的一次侧分别与上述一个励磁电感L_mj并联；上述高频变压器中至少有J-1个高频变压器的一次回路中设置有控制开关，所述控制开关受控于控制电路并用于投切对应的高频变压器及励磁电感L_mj。

所述LLC谐振网络的励磁电感L_m由投入运行的高频变压器对应的励磁电感L_mj并联复合而成。

为了实现不同数量的高频变压器接入电路，所述高频变压器中至少有J-1个高频变压器的一次回路中设置有控制开关，所述控制开关受控于控制电路并用于投切对应的高频变压器及励磁电感L_mj。如图1，为本实施例中以两个高频变压器并联为例的示意图。

所述控制电路通过实时判断负荷功率大小来调节谐振腔电感比值k的大小，这里k＝L_m/L_r，L_m为LLC谐振网络的励磁电感，L_r为LLC谐振网络的谐振电感。控制电路通过对不同数量的高频变压器进行投切来改变LLC谐振网络的励磁电感L_m，进而调节谐振腔电感比值k的大小。

图2为图1所示变压器复合联接的高效LLC谐振变换器主电路运用基波分析法所得交流等效电路，输入输出侧电压均采用相应方波电压的基频分量，谐振电感L_r，谐振电容C_r以及两高频变压器励磁电感L_m1、L_m2共同形成LLC谐振网络，R_ac为等效至一次侧的交流等效电阻。

由图2所示交流等效电路得出LLC归一化直流电压增益公式如下：

其中，Q为品质因数，f_n为归一化频率。

图2中各附图标记说明如下：—谐振腔输入电压基波分量、—谐振腔输出电压基波分量、I_r——谐振电感电流、L_r——谐振电感、L_m1，L_m2——变压器励磁电感、Cr——谐振电容、Q——变压器控制开关、I_p——变压器一次侧电流、R_ac——交流等效负载电阻。

在本实施例中两个高频变压器参数相同，其励磁电感L_m1、L_m2均为L，当两个高频变压器都投入时L_m＝L/2，其对应的谐振腔电感比值当只有一个高频变压器都投入时L_m＝L，其对应的谐振腔电感比值此时有k₁＝2k₂。

所述控制电路通过实时判断负荷功率大小来调节谐振腔电感比值k的大小的方法如下：

根据上述在本实施例中使用了两个参数相同高频变压器并联，其k值可取k₁或k₂，两个k值对应于两个负荷功率区间，则在本实施例中负荷功率分段值只有一个，用P_switch-1表示。

上述负荷功率区间的划分包括如下步骤：

步骤一，根据需求合理选定负荷区间j电感比值k_j，并以额定工作点确定LLC谐振变换器相关参数：变压器变比n，所需最大电压增益G_max，品质因数最大值Q_max，谐振电感L_r，谐振电容C_r。

在本实施例中，以额定工作点(重载区)确定合适的重载区k值为k_min，即k₂＝k_min，则k₁＝2k₂＝2k_min。

步骤二：将负荷区间j电感比值k＝k_j代入如下最大品质因数计算公式，得出相应的最大品质因数Q_max-j。

在本实施例中，将负荷区间1(轻载区)电感比值k＝k₁＝2k_min代入如下最大品质因数计算公式得出相应的最大品质因数Q_max-1：

步骤三：将上述Q_max-1代入如下品质因数与输出功率P_o和输出电压V_o的关系式确定区间1(轻载区)对应最大功率点P₁，

考虑基波分析法自身误差，可取5％～10％下降裕度，即得P_switch-1＝(90％～95％)P₁。

如图1所示，控制电路8部分依次包括：输出电压电流采样电路9、DSP数字控制器10以及驱动电路11。

在重载区域内，LLC谐振变换器对电压增益要求较高，该区域内变换器效率处于较高水平，因此以小k值投入运行。

在轻载区域内，LLC谐振变换器对电压增益要求降低，而该区域内变换器效率水平较低，因此以大k值投入运行。

如图4和图1所示，控制电路对主电路控制步骤为：

步骤一：输出电压电流采样电路对主电路输出端的输出电压V_o、输出电流I_o采样并进行模数转换后送给DSP数字控制器10；

步骤二：DSP数字控制器10将输出电压V_o、电流I_o作为内部数字闭环控制程序的输入信号，对主电路进行闭环控制，同时根据输出电压V_o、输出电流I_o计算出输出端的负荷功率P_o对当前负荷区间进行实时判断；

步骤三：根据步骤二中数字闭环控制器计算结果输出相应频率的对称PWM控制信号至驱动电路11驱动逆变网络开关管导通与关断，从而调整输出侧直流电压；同时根据负荷区域实时判断结果输出相应的切换控制信号给驱动电路11，驱动电路11驱动变压器控制开关7作出相应开关动作。

图1中各附图标记说明如下：V_in——输入直流电压源、C_in——输入稳压电容、Q₁，Q₂——MOS管、Q₃——变压器控制开关、V_mid——半桥中点电压、I_r——谐振电感电流、I_r1，I_r2——谐振电感电流分量、L_r——谐振电感、C_r——谐振电容、L_m1，L_m2——变压器励磁电感、I_p1，I_p2——变压器一次侧电流、V_p1，V_p2——变压器一次侧电压、T₁，T₂——高频变压器、I_s1，I_s2——变压器二次侧电流、V_s1，V_s2——变压器二次侧电压、D₁～D₈——整流二极管、C_f——滤波电容、R₁，R₂——输出电压采样电阻、R₃——输出电流采样电阻、I_o——输出电流、V_o——输出电压、PGND——一次侧地、SGND——二次侧地、R₅～R₉——电流采样电路电阻、C₁——电流采样电路电容、R₄，R₁₀——电压采样电路电阻、C₂——电压采样电路电容、A/D——模数转换器、PWM-H——Q1管驱动电压、PWM-L——Q₂管驱动电压、AGND——采样电路地。

图4中各附图标记说明如下：V_ref——电压参考、I_ref——电流参考、V_o-sen——输出电压V_o采样值、I_o-sen——输出电流I_o采样值、V_o-FB——输出电压V_o反馈值、I_o-FB——输出电流I_o反馈值。

如图3所示，为变压器切换控制方法逻辑流程图，DSP数字控制器10接收输出电压电流采样电路9采集并进行模数转换后的输出电压V_o、输出电流I_o，并根据输出电压V_o、输出电流I_o计算出负荷功率P_o，再用P_o与负荷功率区间分段点P_switch进行比较，在本实施例中P_switch即为P_switch-1。当P_o≤P_switch时则DSP数字控制器10不发出切换信号Switching signal,主电路将不投切高频变压器，k值保持为k₁,电路继续运行在轻载区；当P_o>P_switch时则DSP数字控制器10发出切换信号Switching signal,主电路将投入第二个高频变压器，k值切换为k₂,电路切换到重载区。

图5为不同运行状态下由上述直流电压增益公式所对应的LLC谐振变换器直流增益曲线图，图中k＝3时所对应的直流增益曲线相当于两台变压器并联运行状态，实际应用于重载区域，从图中可以看出该曲线能够满足最大增益需求，使其工作于感性区域，能够实现MOS管零电压开通，进一步合理配置工作区间还能实现二次侧整流管零电流关断。k＝6时所对应的直流增益曲线相当于单台变压器运行状态，实际应用于轻负荷区域，为保证切换至大k值状态下变换器仍然能够满足最大增益需求。

图5中各附图标记说明如下：G_max——所需最大电压增益、G_min——所需最小电压增益、f_n——归一化电压增益、Q_max——k＝3对应最大品质因数、Q’_max——k＝6对应最大品质因数。

图6为所述变换器1kW样机在不同运行模式下实测效率曲线对比图，从图中可以看出，传统模式保持k值不变运行时，LLC谐振变换器效率曲线随着负荷减小下降较快，整体效率水平较差，半载500W处实测效率为89.91％，低于90％。采用本发明所述一种基于变压器复合联接的高效LLC谐振变换器拓扑结构及控制方法，以500W作为轻载区与重载区分界功率点，所得效率曲线在180W时便能达到90.35％。因此，本发明所述的一种基于变压器复合联接的高效LLC谐振变换器拓扑结构及控制方法能够在较宽负载范围内有效提升LLC谐振变换器轻载效率水平。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims

1.一种LLC谐振变换器结构的控制方法，其特征在于：通过实时判断负荷功率P_o大小来调节谐振腔电感比值k的大小，使谐振腔电感比值k与当前负荷功率区间适配；其中，k＝L_m/L_r，这里L_m为LLC谐振网络的励磁电感，L_r为LLC谐振网络的谐振电感；

具体适配方法如下：

2.根据权利要求1所述的一种LLC谐振变换器结构的控制方法，其特征在于：所述负荷功率区间分段点P_switch-j的值为：

3.一种LLC谐振变换器结构，包括主电路和控制电路两大部分，所述主电路部分依次包括：输入侧逆变网络、LLC谐振网络、高频变压器组、二次侧整流滤波网络和输出端，其特征在于：

4.根据权利要求3所述的一种LLC谐振变换器结构，其特征在于：

所述控制电路中预设有控制程序，所述控制程序按照如下方式进行控制：根据负荷功率的大小，通过J-1个负荷功率区间分段点将负荷功率划分为J个区间，其中J为不小于2的正整数，区间1到区间J的负荷功率值递增；

5.根据权利要求4所述的一种LLC谐振变换器结构，其特征在于：

所述负荷功率区间分段点P_switch-j的值为：

6.根据权利要求3、4、5中任意一项所述的一种LLC谐振变换器结构，其特征在于：所述控制电路部分依次包括：输出电压电流采样电路、DSP数字控制器以及驱动电路；

7.根据权利要求3、4、5任意一项所述的一种LLC谐振变换器结构，其特征在于：所述各个高频变压器的电气参数一致。

8.根据权利要求3、4、5任意一项所述的一种LLC谐振变换器结构，其特征在于：所述高频变压器组由两个高频变压器并联复合而成。