CN109863687A - 电动机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

在具备使能够切换星形接线和三角形接线的电动机运行的逆变器(30)的驱动装置中，当由检测在绕组中流过的电流的绕组电流检测元件(61u)检测出的电流变得过大时，使逆变器(30)停止。进而，在从由绕组电流检测元件(61u)检测出的绕组电流中去除三角形接线时的循环电流分量之后，计算逆变器的输出电流，使用计算出的逆变器输出电流进行逆变器的控制。根据绕组电流的检测值进行绕组的过电流保护，所以能够还考虑到循环电流来防止退磁。另外，在逆变器的控制中，能够防止受到三角形接线下的循环电流的影响。因此，能够抑制电流检测元件的数量，并且适当地进行过电流保护及控制。

Description

电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及具备逆变器的电动机驱动装置。本发明例如涉及从逆变器供给频率可变且电压可变的交流电流而使永磁型同步电动机进行可变速运行的电动机驱动装置。
背景技术
已知如下的电动机驱动装置：通过使用频率可变且电压可变的逆变器而改变电动机的转速，并且根据负载将定子绕组的接线状态在星形(Y)接线与三角形(Δ)接线之间切换，从而减少电力消耗并提高效率。
在例如空调机的压缩机用的电动机中，考虑在对全年耗电的贡献度高的中间条件(低负载条件)下以星形接线驱动，在额定条件(高负载条件)下以三角形接线驱动。由此，使中间条件下的效率提高，还能够实现额定条件下的高输出化。
由于在使用永磁铁的电动机的情况下，当定子绕组中流过的电流变得过大时，磁铁退磁，所以进行为了将在定子绕组中流过的电流抑制为容许值以下的保护。
另一方面，为了逆变器的控制，需要求出从逆变器输出的电流。
如果检测逆变器的输出电流，并且检测绕组的电流，则能够将它们分别用于逆变器的控制和过电流的探测。然而，存在如下问题：电流检测器的数量增加，用于电流检测器的空间以及成本变大。
因此，广泛实行的是，仅检测逆变器的电流，利用于逆变器控制，并且根据检测到的逆变器电流，进行绕组的过电流保护。
在该情况下，需要根据逆变器的电流来推测在绕组中流过的电流。绕组电流与逆变器的电流之比根据绕组的接线状态而变化。在为了防止绕组电流变得过大的控制中，在利用逆变器的电流的检测值的情况下，需要考虑到上述比发生变化这一点。
具体而言，在检测逆变器的电流并与阈值进行比较的情况下，由于检测到的电流与绕组电流之比根据接线状态而不同，所以需要根据接线状态而使用不同的阈值。
例如，在星形接线下，逆变器输出电流和绕组电流的大小相同，而在三角形接线下，逆变器输出电流为绕组电流的倍。
因此，在以防止退磁为目的而控制逆变器以使逆变器电流的检测值不超过一定的阈值的情况下，需要将星形接线时的阈值设为相对于三角形接线时的阈值的倍。
因此，提出了例如根据接线状态而切换阈值(基准值)的方案(专利文献1，段落0048、0070，第14图(c)、(d))。
另外，还已知如下方式：检测逆变器的母线电流(输入电流)而用于逆变器的控制，并且检测在绕组中流过的电流来进行绕组的过电流保护(专利文献1，段落0090，第4图)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-228513号公报(段落0042、0090，第4图，第14图(c)～(d))
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1的第14图(c)、(d)的结构中，在一个过电流保护电路中，通过使用晶体管使电阻短路来切换阈值。在该结构中，存在如下问题：在使用低价的数字晶体管作为晶体管的情况下，数字晶体管的偏差较大，保护电平的精度降低。另外，如果考虑偏差而将阈值设定得较低(附加余量)，则存在无法使电动机运行至其能力的极限的问题。另一方面，偏差小的晶体管、电阻昂贵，如果使用这样的元件，则存在过电流保护电路变得昂贵的问题。
另外，存在如下问题：在三角形接线时在绕组中流过循环电流，但无法根据逆变器电流来推测循环电流，为了防止退磁，需要考虑循环电流而将阈值设定得较低，根据这一点也无法使电动机运行至其能力的极限。
专利文献1的第4图的结构存在如下的问题：除了检测母线电流的检测元件以外还需要检测绕组电流的检测元件。
本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于得到如下的电动机驱动装置：所需要的检测元件少，并且能够适当地进行用于防止绕组电流变得过大的保护以及逆变器的控制。
解决技术问题的技术方案
本发明的电动机驱动装置的特征在于，具备：
接线切换单元，将电动机的绕组的接线状态切换为星形接线状态或三角形接线状态；
逆变器，对所述电动机供给交流电力，使所述电动机运行；
控制装置，使所述接线切换单元进行接线的切换，控制所述逆变器；
1个或2个以上的绕组电流检测元件，与所述绕组中的1个或2个以上的绕组对应地设置，各自检测在对应的绕组中流过的电流；以及
过电流保护电路，在由所述绕组电流检测元件检测出的电流变得过大时，使所述逆变器停止，
所述控制装置在从由所述绕组电流检测元件检测出的绕组电流中去除三角形接线时的循环电流分量之后，计算所述逆变器的输出电流，使用计算出的逆变器输出电流进行所述逆变器的控制。
发明效果
根据本发明，因为根据绕组电流的检测值进行绕组的过电流保护，所以不仅能够还考虑到三角形接线时的循环电流来防止退磁，而且能够在去除上述循环电流的影响之后进行逆变器的控制，能够抑制电流检测元件的数量，并且适当地进行过电流保护以及控制。
附图说明
图1是将本发明的实施方式1的电动机驱动装置与电动机一起示出的概略布线图。
图2是更详细地示出图1的电动机的绕组和接线切换单元的布线图。
图3是示出图1的控制装置的概略结构的框图。
图4是示出图1的电流检测电路以及过电流保护电路的概略结构的框图。
图5是示出图3的逆变器电流计算部中的处理的步骤的一个例子的流程图。
图6(a)及(b)是示出图5的去除循环电流分量的处理的波形图。
图7是示出图3的逆变器电流计算部的处理的步骤的其它例子的流程图。
图8是示出图4的电流值检测电路的结构的布线图。
图9是图1的过电流保护电路70的布线图。
图10是将本发明的实施方式2的电动机驱动装置与电动机一起示出的概略布线图。
图11是将本发明的实施方式3的电动机驱动装置与电动机一起示出的概略布线图。
图12是更详细地示出本发明的实施方式4的电动机的绕组和接线切换单元的布线图。
附图标记
4：电动机；4u、4v、4w：绕组；10：逆变器基板；12：IPM；20：转换器；30：逆变器；32：逆变器驱动电路；接线切换单元；50：控制装置；52：微型机；521：接线切换控制部；522：A/D变换部；523：逆变器电流计算部；524：PWM信号生成部；525：强制切断部；60：电流检测电路；61u、61v、61w：绕组电流检测元件(变流器)；62u、62v、62w：信号变换电路；63u、63v、63w：电流值检测电路；70：过电流保护电路；71u、71v、71w：比较器；72：阈值生成电路；73：合成电路。
具体实施方式
以下，对本发明的实施方式进行说明。
在以下的实施方式中，将本发明应用于驱动空调机的压缩机的电动机的驱动装置。
实施方式1.
图1是将本发明的实施方式1的电动机驱动装置与电动机一起示出的概略布线图。
图示的电动机驱动装置2用于驱动电动机4，具有转换器20、逆变器30、逆变器驱动电路32、接线切换单元40、控制装置50、电流检测电路60以及过电流保护电路70。
逆变器30和逆变器驱动电路32的组合由IPM(intelligent power module，智能电源模块)12构成。IPM12、转换器20、接线切换单元40、控制装置50、电流检测电路60以及过电流保护电路70被安装于逆变器基板10上。
转换器20从交流电源6经由电抗器7而接受交流电力，进行整流、平滑化等而输出直流电力。转换器20作为对以下说明的逆变器30供给直流电力的直流电源而发挥作用。
逆变器30的输入端子与转换器20的输出端子连接，逆变器30的输出端子分别经由U相、V相、W相的输出线30u、30v、30w与电动机4的3相绕组4u、4v、4w连接。
在逆变器30中，根据来自逆变器驱动电路32的驱动信号Sr1～Sr6，6个支路的开关元件进行导通、截止动作，生成3相交流电流，供给至电动机4。
逆变器驱动电路32根据来自控制装置50的后述导通/截止控制信号、例如PWM信号Sm1～Sm6，生成上述驱动信号Sr1～Sr6。
电动机4能够通过接线切换单元40而切换到星形接线以及三角形接线中的任一接线。图2更详细地示出电动机的绕组和接线切换单元40。
如图所示，3相、即U相、V相、W相各自的绕组4u、4v、4w的第1端部4ua、4va、4wa及第2端部4ub、4vb、4wb与外部端子4uc、4vc、4wc、4ud、4vd、4wd连接，能够实现与电动机4的外部的连接。对外部端子4uc、4vc、4wc连接有逆变器30的输出线30u、30v、30w。
接线切换单元40在图示的例子中，包括3个切换开关41u、41v、41w。3个切换开关41u、41v、41w分别与3相对应地设置。
作为切换开关41u、41v、41w，使用电磁地驱动的机械开关。这样的开关被称为继电器、接触器等，当在未图示的励磁线圈中流过电流时和未流过电流时，取不同的状态。
切换开关41u的公共触点41uc经由引线44u与端子4ud连接，常闭触点41ub与中性点节点42连接，常开触点41ua与逆变器30的V相的输出线30v连接。
切换开关41v的公共触点41vc经由引线44v与端子4vd连接，常闭触点41vb与中性点节点42连接，常开触点41va与逆变器30的W相的输出线30w连接。
切换开关41w的公共触点41wc经由引线44w与端子4wd连接，常闭触点41wb与中性点节点42连接，常开触点41wa与逆变器30的U相的输出线30u连接。
通常，切换开关41u、41v、41w如图所示处于切换到常闭触点侧的状态，即公共触点41uc、41vc、41wc与常闭触点41ub、41vb、41wb连接的状态。在该状态下，电动机4处于星形接线状态。
在未图示的励磁线圈中流过电流时，切换开关41u、41v、41w与图示相反，处于切换到常开触点侧的状态，即公共触点41uc、41vc、41wc与常开触点41ua、41va、41wa连接的状态。在该状态下，电动机4处于三角形接线状态。
控制装置50控制接线切换单元40来控制电动机的接线状态的切换，并且对逆变器30进行导通/截止控制而对电动机4供给交流电力。为了导通/截止控制，控制装置50生成导通/截止控制信号Sm1～Sm6，供给至逆变器驱动电路32。
以下，对进行例如PWM控制作为导通/截止控制的情况进行说明。在进行PWM控制的情况下，作为控制信号，PWM信号Sm1～Sm6被供给至逆变器驱动电路32。在该情况下，能够从逆变器30产生频率可变且电压可变的3相交流电流。作为导通/截止控制的其它例子，有矩形波驱动控制。在矩形波驱动控制的情况下，供给例如用于使各相绕组各通电120度的控制信号。在该情况下，能够从逆变器30产生频率可变的3相交流电流。
控制装置50具备微型机52。
微型机52如图3所示，具有接线切换控制部521、A/D变换部522、逆变器电流计算部523、PWM信号生成部524以及强制切断部525。
接线切换控制部521生成接线选择信号Sw。该信号Sw指定是应将电动机4设为星形接线状态还是应设为三角形接线状态。
例如，接线选择信号Sw在指定星形接线时为低(Low)，在指定三角形接线时为高(High)。
接线选择信号Sw被供给至接线切换单元40，被用于控制切换开关41u、41v、41w的状态。具体而言，在接线选择信号Sw为低时，切换开关41u、41v、41w如图2所示处于公共触点和常闭触点连接的状态，在接线选择信号Sw为高时，切换开关41u、41v、41w与图2相反，处于公共触点和常开触点连接的状态。
接线选择信号Sw还被供给至逆变器电流计算部523。
A/D变换部522如以下所述，将检测到的表示绕组电流的信号变换为数字信号。
逆变器电流计算部523根据A/D变换部522的输出0，并且参照接线选择信号Sw，求出逆变器输出电流。
PWM信号生成部524根据由逆变器电流计算部523求出的逆变器输出电流，输出用于对逆变器30进行PWM控制的PWM信号Sm1～Sm6。
PWM信号Sm1～Sm6被分别用于逆变器30的6个支路的开关元件的导通/截止控制。
PWM信号Sm1～Sm6在希望将分别对应的开关元件维持为导通状态的期间，维持高的状态，在希望将分别对应的开关元件维持为截止状态的期间，维持低的状态。
如上所述，逆变器驱动电路32分别根据PWM信号Sm1～Sm6，生成并输出用于使逆变器30的6个支路的开关元件导通/截止的驱动信号Sr1～Sr6。
驱动信号Sr1～Sr6是分别与PWM信号Sm1～Sm6对应地生成的信号，控制开关元件以使得在对应的PWM信号为高的期间中将对应的开关元件维持为导通状态，在对应的PWM信号为低的期间中将对应的开关元件维持为截止状态。
PWM信号Sm1～Sm6为逻辑电路的信号电平的大小(0～5V)，相对于此，驱动信号Sr1～Sr6具有为了控制开关元件所需的电压电平、例如15V的大小。
逆变器驱动电路32与IPM12的过电流切断端口Cin连接，当对过电流切断端口Cin输入信号时(在该信号变为高时)，使逆变器30的所有支路的开关元件截止。
强制切断部525与微型机52的逆变器输出异常切断端口POE连接，当对该端口POE输入信号时(在该信号变为高时)，使来自PWM信号生成部524的PWM信号Sm1～Sm6的输出停止。当没有供给所有PWM信号Sm1～Sm6时，逆变器驱动电路32使逆变器30的所有支路的开关元件截止。
开关元件变为截止的结果是，逆变器30停止交流电力的输出(逆变器30成为停止状态)。
强制切断部525由独立于由微型机52执行的控制程序而工作的硬件构成。
关于根据向逆变器输出异常切断端口POE的信号而停止从PWM信号生成部524输出PWM信号Sm1～Sm6的处理，在由硬件构成的强制切断部525进行，由于不经过由微型机52的软件进行的处理，所以高速地进行。
如以上所述双重地进行用于使逆变器30停止的处理的原因在于，为了更高速且更可靠地进行工作。
电流检测电路60具有绕组电流检测元件61u、61v、61w。
绕组电流检测元件61u、61v、61w分别与3相的绕组对应地设置，分别检测在对应的绕组中流过的电流。
例如，绕组电流检测元件61u、61v、61w分别由变流器构成。绕组电流检测元件61u、61v、61w例如设置于与各个相的绕组4u、4v、4w连接的引线44u、44v、44w。具体而言，设置于将各相的绕组4u、4v、4w的第2端部4ub、4vb、4wb和切换开关41u、41v、41w的公共触点41uc、41vc、41wc连结的引线44u、44v、44w。
图1所示的电流检测电路60除了绕组电流检测元件61u、61v、61w以外，如图4所示，还具有信号变换电路62u、62v、62w以及电流值检测电路63u、63v、63w。
信号变换电路62u、62v、62w分别与绕组电流检测元件61u、61v、61w对应地设置，生成与从各自对应的绕组电流检测元件输出的电流对应的模拟电压信号Vu、Vv、Vw。信号变换电路62u、62v、62w由供来自各自对应的绕组电流检测元件的电流流过的电阻构成。此外，也可以根据需要附加用于电平调整的放大电路或分压电路。
信号变换电路62u、62v、62w的输出Vu、Vv、Vw经由微型机52的模拟端口被输入到图3所示的A/D变换部522。
A/D变换部522以时分方式依次选择信号变换电路62u、62v、62w的输出Vu、Vv、Vw，并进行A/D变换。其结果是，从A/D变换部522输出表示分别由绕组电流检测元件61u、61v、61w检测出的交流电流的采样值的数据的时间序列。
相对于从逆变器30输出的交流电流的周期，采样周期被设定得足够短。
逆变器电流计算部523根据A/D变换部522的输出，计算逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw。在该计算时，根据接线选择信号Sw而进行不同的处理。此处所说的逆变器输出电流是包含振幅分量和相位分量的矢量值。后述的绕组电流也是同样的。
逆变器电流计算部523在计算逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw时，去除循环电流的分量。该循环电流是在绕组处于三角形接线状态时产生的电流。
逆变器电流计算部523按照例如图5所示的步骤计算逆变器输出电流。
首先，判定电动机4是三角形接线状态还是星形接线状态(S101)。根据从接线切换控制部521输出的接线选择信号Sw来进行该判定。如果是三角形接线状态，则进入到步骤S102，如果是星形接线状态，则进入到步骤S105。
在步骤S102，逆变器电流计算部523从自A/D变换部522输出的数据的时间序列中去除循环电流分量。通过对A/D变换部522的输出实施带通滤波，仅剩下基波并去除谐波，从而去除该循环电流分量。在该情况下，如图3的虚线的箭头所示，基波的频率F0从PWM信号生成部524被通知给逆变器电流计算部523。
作为基于循环电流分量的谐波，特别引起问题的是3次谐波、9次谐波。
在绕组电流中包含基于循环电流的谐波的情况下，在以从A/D变换部522输出的数据的时间序列表示的电流的波形中，例如如图6(a)所示包含谐波的分量。在步骤S102中，去除谐波分量，生成表示例如图6(b)所示的波形的数据的时间序列。
在步骤S103中，逆变器电流计算部523根据由步骤S102的处理去除了循环电流分量后的数据的时间序列，计算3相各自的绕组电流Imu、Imw、Imw。在此，各相的绕组电流被定义为从该相的绕组的第1端部流向第2端部的电流。
接下来，在步骤S104，逆变器电流计算部523根据在步骤S103的处理中计算出的绕组电流Imu、Imv、Imw，计算3相的逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw。在此，各相的逆变器输出电流被定义为通过该相的输出线从逆变器30流向电动机4的电流。
利用下述的式(1u)、(1v)、(1w)的关系，进行逆变器电流的计算。
在步骤S105，逆变器电流计算部523根据A/D变换部522的输出，计算绕组电流Imu、Imv、Imw。
接下来，在步骤S106，逆变器电流计算部523根据在步骤S105计算出的绕组电流Imu、Imv、Imw，计算逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw。利用下述的式(2u)、(2v)、(2w)的关系，进行该计算。
Iiu＝Imu (2u)
Iiv＝Imu (2v)
Iiw＝Imu (2w)
式(2u)、(2v)、(2w)表示在星形接线时，绕组电流和逆变器输出电流相等。因此，能够将绕组电流原样地用作逆变器输出电流。
此外，在上述例子中，在步骤S102，通过带通滤波来去除循环电流分量，但也可以替代地，将A/D变换部522的输出变换为频域的数据，去除不需要的频率分量、例如3次谐波分量、9次谐波分量，之后，恢复为时域的数据(表示瞬时值的数据的时间序列)。向频域的变换能够通过例如FFT进行，向时域的变换能够通过例如逆FFT进行。
图7示出逆变器电流计算部523的处理的步骤的其它例子。
首先在步骤S105b，逆变器电流计算部523根据A/D变换部522的输出，计算绕组电流Imud、Imvd、Imwd。在此，使用Imud、Imvd、Imwd作为绕组电流的符号的原因在于，如后所述，为了与循环电流分量被去除后的绕组电流Imu、Imv、Imw区分。
在步骤S105b之后，判定电动机4是三角形接线状态还是星形接线状态(S101)。
如果是三角形接线状态，则进入到步骤S102b，如果是星形接线状态，则进入到步骤S106b。
在步骤S102b，从在步骤S105b计算出的绕组电流Imud、Imvd、Imwd中去除循环电流分量。通过用下述的式(3t)～(3w)表示的、对于在步骤S105b计算出的绕组电流Imud、Imvd、Imwd的运算，来去除该循环电流分量。
I0＝(Imud+Imvd+Imwd)/3 (3t)
Imu＝Imud-I0 (3u)
Imv＝Imvd-I0 (3v)
Imw＝Imwd-I0 (3w)
在上述式(3u)、(3v)、(3w)中，Imu、Imv、Imw分别表示去除了循环电流分量后的U相、V相、W相的绕组电流。
用式(3t)给出的I0表示循环电流分量。
用式(3t)～(3w)表示的运算表示如下处理：通过求出由绕组电流检测元件61u、61v、61w检测出的U相、V相、W相的绕组电流Imud、Imvd、Imwd之和(矢量和)的1/3，从而求出循环电流分量I0，并通过从U相、V相、W相的绕组电流Imud、Imvd、Imwd减去该循环电流分量I0，从而求出循环电流分量被去除后的绕组电流Imu、Imv、Imw。
在步骤S104，与图5的情况同样地，对于在步骤S102b计算出的绕组电流，与图5的步骤S104同样地，进行式(1u)、(1v)、(1w)的运算，从而计算逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw。
在步骤S106b，逆变器电流计算部523根据在步骤S105b计算出的绕组电流Imud、Imvd、Imwd，计算逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw。利用下述的式(4u)、(4v)、(4w)的关系来进行该计算。
Iiu＝Imud (4u)
Iiv＝Imud (4v)
Iiw＝Imud (4w)
式(4u)、(4v)、(4w)与式(2u)、(2v)、(2w)类似，而在使用Imud、Imvd、Imwd代替Imu、Imv、Imw这点上不同。
通过图5的处理或图7的处理计算出的逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw作为逆变器电流计算部523的计算结果，被供给至PWM信号生成部524。
PWM信号生成部524使用3相的逆变器输出电流Iiu、Iiv、Iiw，输出用于对逆变器30进行PWM控制的PWM信号Sm1～Sm6。
电流值检测电路63u、63v、63w分别与绕组电流检测元件61u、61v、61w连接，各自生成表示由绕组电流检测元件检测出的交流电流的大小的直流电压信号。
电流值检测电路63u、63v、63w各自例如如图8所示，具有二极管631、电容器632以及电阻633。
二极管631对对应的绕组电流检测元件61(图4的61u、61v、61w中的任一个)的输出进行整流，其阳极与分别对应的绕组电流检测元件61的第1输出端子(变流器的绕组的第1端部)连接。
电容器632对从二极管631输出的直流电流进行平滑化。电容器632的第1端子与二极管631的阴极连接，电容器632的第2端子与绕组电流检测元件的第2端子(变流器的绕组的第2端部)连接，并且与地连接。
电阻633连接于电容器632的两端子之间，对电容器632的电荷进行放电。
电流值检测电路63u、63v、63w各自的电容器632的两端子之间的电压Sc作为该电流值检测电路的输出(表示电流的大小的电压信号)Scu、Scv或Scw，被供给至过电流保护电路70。
过电流保护电路70如图9所示，具有比较器71u、71v、71w、阈值生成电路72以及合成电路73。
电流值检测电路63u、63v、63w的输出被分别供给至比较器71u、71v、71w的同相输入端子(+端子)。
比较器71u、71v、71w的反相输入端子(－端子)被供给由阈值生成电路72生成的阈值Vt。
阈值生成电路72由包括电阻721、722的分压电路构成。
电阻721的第1端部与控制电源Vd连接，电阻721的第2端部与电阻722的第1端部连接，电阻722的第2端部设置于地。
从电阻721的第2端部与电阻722的第1端部的连接点、即分压节点，出现与分压电路的分压比对应的电压Vt、即由
Vt＝Vd×R722/(R721+R722) (5)
给出的电压Vt，该电压Vt作为阈值被供给至比较器71u、71v、71w的反相输入端子。
在比较器71u中，如果电流值信号Scu高于阈值Vt，则其输出为高，否则其输出为低。
同样地，在比较器71v中，如果电流值信号Scv高于阈值Vt，则其输出为高，否则其输出为低。
同样地，在比较器71w中，如果电流值信号Scw高于阈值Vt，则其输出成为高，否则其输出成为低。
合成电路73合成由比较器71u、71v、71w作出的判定结果。
在图示的例子中，合成电路73包括二极管或(OR)电路，如果比较器71u、71v、71w中的1个以上的输出为高，则合成电路73的输出为高，否则合成电路73的输出为低。
合成电路73例如具有电阻731u、731v、731w、二极管732u、732v、732w以及电阻733。
电阻731u、731v、731w各自的第1端部与控制电源Vd连接，第2端部与对应的比较器71u、71v、71w的输出端子连接。
二极管732u、732v、732w的阳极分别与对应的比较器71u、71v、71w的输出端子连接，阴极都与电阻733的第1端部连接。
电阻733的第2端部与地连接。
在电阻733的第1端部出现的信号是合成电路73的输出，从而是过电流保护电路70的输出。
过电流保护电路70的输出被供给至IPM12的过电流切断端口Cin，并且被供给至微型机52的逆变器输出异常切断端口POE。
当对IPM12的过电流切断端口Cin供给信号时(在该信号变为高时)，逆变器驱动电路32使逆变器30的所有支路的开关元件截止。
另外，当对微型机52的逆变器输出异常切断端口POE供给信号时(在该信号变为高时)，利用强制切断部525的工作，停止来自PWM信号生成部524的PWM信号Sm1～Sm6的输出，其结果是，不对逆变器驱动电路32供给PWM信号。于是，逆变器驱动电路32使逆变器30的所有支路的开关元件截止。
当逆变器30的各个支路的开关元件变为截止时，逆变器30变为不输出交流电力的状态(停止状态)。
如上所述，当合成电路73的输出变为高时，双重地进行使逆变器停止的处理。
变形例.
在上述实施方式1中，合成电路73由二极管或电路构成，但可以替代地，由通过组合晶体管、例如MOS晶体管而构成的或电路来构成。
如以上所述，在本实施方式中，因为不是检测逆变器电流，而是检测电动机的绕组电流，所以不仅在星形接线时，而且在三角形接线时，也能够正确地检测绕组电流。因此，能够在防止永磁铁的退磁的同时，使电动机工作至极限。
另外，因为在从检测出的绕组电流中去除循环电流分量之后计算逆变器输出电流，并将计算出的逆变器输出电流用于PWM控制，所以能够高精度地进行PWM控制。
实施方式2.
在实施方式1中，对3相的绕组分别设置绕组电流检测元件61u、61v、61w，但也可以仅对1相或两相设置绕组电流检测元件。图10示出该情况的结构的一个例子。在图示的例子中，仅针对3相中的1相、具体而言为U相，设置绕组电流检测元件61u。
在该情况下，通过与参照图5说明的情况同样地实施滤波，能够去除循环电流分量。或者，如上述那样，能够通过在变换到频域之后去除不需要的频率分量并恢复到时域的处理来进行。
另外，在逆变器电流计算部523中，根据一相的逆变器输出电流来推测其它相的逆变器输出电流。例如，可以将相位相对于1相的逆变器输出电流延迟2π/3的电流、延迟4π/3的电流分别推测为其它两相的电流。
另外，在过电流保护电路70中，仅根据1相的绕组电流来进行是否为过电流的判定。在该情况下，仅使用比较器71u、71v、71w中的一个，不需要合成电路73。
实施方式3.
在实施方式1中，在图1的结构中，检测绕组电流，进行绕组的过电流保护，但也可以如图11所示还检测逆变器30的输入电流(母线电流)。
能够通过测定插入于母线的电阻R65的电压降，来检测母线电流。
在该情况下，能够将检测到的母线电流的值也用于过电流保护。
检测到的母线电流的值进而还能够用于逆变器30的支路短路保护。通过还进行母线电流的检测，能够实现可靠性高的系统。
实施方式4.
在图1、图10、图11的结构中，使用切换开关作为接线切换单元40。替代地，可以用常闭开关和常开开关的组合来构成接线切换单元。图12示出该情况的接线切换单元的结构例。
在图12的结构中，代替切换开关41u而使用常闭开关46u和常开开关47u的组合，代替切换开关41v而使用常闭开关46v和常开开关47v的组合，代替切换开关41w而使用常闭开关46w和常开开关47w的组合。
如图所示，在常闭开关46u、46v、46w闭合(导通)、常开开关47u、47v、47w打开(截止)的状态下，电动机为星形接线，与图示相反，在常闭开关46u、46v、46w打开、常开开关47u、47v、47w闭合的状态下，电动机为三角形接线。
作为在接线切换单元40中使用的开关，优选导通时的导通损耗小的开关，优选为继电器、接触器等机械开关。
然而，如图12所示，在使用常闭开关和常开开关的组合的情况下，也可以使用SiC、GaN这样的WBG半导体。它们的导通电阻小，并且低损耗且元件发热也少。另外，它们能够高速地进行切换动作。因此，在电动机的驱动中，为了切换接线状态，优选用半导体构成。
另外，在电动机用于空调机的压缩机的驱动的情况、且如图12所示使用常闭开关和常开开关的组合的情况下，作为在选择用于压缩机的负载小时的接线状态(例如星形接线状态)时成为导通的开关，最好使用常导通型半导体开关。这样做的原因在于，能够降低轻负载时的损耗，在应用于运行时间中轻负载下的运行所占的比例高的空调机的压缩机的驱动中使用的电动机的情况下，综合效率变高。

Claims (10)

1.一种电动机驱动装置，具备：
接线切换单元，将电动机的绕组的接线状态切换为星形接线状态或三角形接线状态；
逆变器，对所述电动机供给交流电力，使所述电动机运行；
控制装置，使所述接线切换单元进行接线的切换，控制所述逆变器；
1个或2个以上的绕组电流检测元件，与所述绕组中的1个或2个以上的绕组对应地设置，各自检测在对应的绕组中流过的电流；以及
过电流保护电路，在由所述绕组电流检测元件检测出的电流变得过大时，使所述逆变器停止，
所述控制装置在从由所述绕组电流检测元件检测出的绕组电流中去除三角形接线时的循环电流分量之后，计算所述逆变器的输出电流，使用计算出的逆变器输出电流进行所述逆变器的控制。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制装置通过对由所述绕组电流检测元件检测出的电流实施带通滤波，进行所述循环电流分量的去除。
3.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述绕组电流检测元件是针对3相的绕组分别设置的，
所述控制装置通过从所述3个绕组的电流分别减去由针对所述3相分别设置的绕组电流检测元件检测出的3个绕组的电流的矢量和的1/3，进行所述循环电流分量的去除。
4.根据权利要求3所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述过电流保护电路具备：
第1至第3比较器，分别与所述绕组对应地设置，分别判定由所述绕组电流检测元件检测出的电流是否超过阈值；以及
合成电路，合成所述第1至第3比较器的判定结果。
5.根据权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述合成电路包括求出所述第1至第3比较器的判定结果的逻辑或的或电路。
6.根据权利要求4或5所述的电动机驱动装置，其特征在于，
在星形接线时和三角形接线时，都使用相同的值作为所述阈值。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
还具有母线电流检测元件，该母线电流检测元件检测所述逆变器的输入侧的电流。
8.根据权利要求7所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制装置根据由所述母线电流检测元件检测出的母线电流，进行防止逆变器的支路短路的保护。
9.根据权利要求1至8中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述接线切换单元的开关元件由半导体元件构成。
10.根据权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于，
作为所述半导体元件使用WBG半导体元件。
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