CN109861606B - 十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置 - Google Patents
十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN109861606B CN109861606B CN201910134231.4A CN201910134231A CN109861606B CN 109861606 B CN109861606 B CN 109861606B CN 201910134231 A CN201910134231 A CN 201910134231A CN 109861606 B CN109861606 B CN 109861606B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- value
- winding
- objective function
- twelve
- permanent magnet
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 92
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 52
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 137
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 49
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 35
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 23
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000010276 construction Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Abstract
本发明公开了一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置，方法包括：构建十二相永磁同步电机的电流预测模型；获取第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d‑q轴电流值；构建第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以得到每个开关状态组合下的d‑q轴电压值；根据电流预测模型、每个绕组在k时刻的第一d‑q轴电流值和每个开关状态组合下的d‑q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d‑q轴电流值；构建每个绕组的目标函数，并结合根据每个绕组的第二d‑q轴电流值和预设电流值得到第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。该方法实现了电机的电流高动态控制，且有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
Description
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，特别涉及一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置。
背景技术
近年来，多相电机以高效率、低转矩脉动以及高容错性能等优势逐渐得到越来越多的关注。关于多相电机的控制目前最成熟的技术是矢量控制，除此以外有关直接转矩控制以及MPC(Model Predictive Control，模型预测控制)的研究越来越多。相比于前两种控制方法，MPC具有以下优势：动态响应速度快；方法直接，可以简单地应用于多变量系统；控制的灵活度高，可以将各种非线性约束条件集成到控制方法中。然而MPC方法计算量大，对主控芯片的要求比较高，这在一段时期内限制了其发展。近年来，随着主控芯片性能的提升，MPC的优势得以充分的发挥，在储能、电机拖动等领域展现了非常好的应用前景。目前常用的MPC有FCS-MPC(Finite Control Set Model Predictive Control，有限控制集模型预测控制)和CCS-MPC(Continuous Control SetModel Predictive Control，连续控制集模型预测控制)两种，前者的离散特性使其更适合在数字控制芯片中实现。
发明内容
本申请是基于发明人对以下问题的认识和发现作出的：
本发明实施例使用FCS-MPC实现对十二相永磁同步电机的模型预测电流控制。文章“十二相逆变器有限控制集模型预测控制技术研究”介绍的是将模型预测控制应用于十二相逆变器，该文章直接将三相逆变器的技术应用于十二相。本发明实施例将模型预测电流控制应用于十二相永磁同步电机，在构建电流预测模型时考虑了十二相电机与三相电机的差异，即考虑了十二相定子绕组间的15°角度差，提出了一种新的适应于不对称十二相永磁同步电机的电流预测模型，而且提出的方法可以拓展到任意3n(n≥2)相数的多相电机模型预测电流控制中。
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的一个目的在于提出一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，该方法实现了电机的电流高动态控制，且有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
本发明的另一个目的在于提出一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置。
为达到上述目的，本发明一方面实施例提出了一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，所述十二相永磁同步电机的定子由第一至第四三相绕组构成，每个绕组的对应相之间相差15°、且中性点相互隔离，所述第一至第四三相绕组分别由第一至第四变流器驱动，其中，所述方法包括以下步骤：构建所述十二相永磁同步电机的电流预测模型；获取所述第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，其中，k为正整数；构建所述第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据所述开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值；根据所述电流预测模型、所述每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值和所述每个开关状态组合下的d-q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值；构建每个绕组的目标函数，以根据所述每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
本发明实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，将MPCC(ModelPredictive Current Control，模型预测电流控制)应用于十二相永磁同步电机，实现了电机的电流高动态控制，使用MPCC，增加了系统的控制灵活度，通过改变MPCC的目标函数可以方便地实现自定义约束条件，采用的MPCC方法可以方便的推广到任意3n(n≥2)相数的多相电机中，从而有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
另外，根据本发明上述实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述构建所述十二相永磁同步电机的电流预测模型，进一步包括：对所述十二相永磁同步电机在自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换；将变换后的所述电压和磁链方程进行整合，并对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散得到每个绕组的电流预测模型。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述获取所述第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，进一步包括：采集所述十二相永磁同步电机在k时刻的电流值；根据所述十二相永磁同步电机在k时刻的电机转子位置信息对所述电流值进行4-dq坐标变换，以得到每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述构建所述第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据所述开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值，进一步包括：根据每个驱动器的开关状态矩阵中每个开关状态组合计算每个驱动器对应的交流侧电压值；利用4-dq坐标变换矩阵中与每个变流器对应的变换矩阵对所述每个驱动器对应的交流侧电压值进行d-q变换，以得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述构建每个绕组的目标函数，以根据所述每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号，进一步包括：根据所述第二d-q轴电流值和与所述预设电流值构建每个绕组的目标函数；将所述每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值代入每个绕组对应的目标函数得到目标函数值；判断所述目标函数值是否小于最优目标函数值，其中，所述最优目标函数值的初值设为无穷大；如果所述目标函数值小于所述最优目标函数值，则将所述目标函数值作为新的最优目标函数值；在遍历完所有开关状态后得到最终的最优目标函数值，并根据所述最终的最优目标函数值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出了一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，所述十二相永磁同步电机的定子由第一至第四三相绕组构成，每个绕组的对应相之间相差15°、且中性点相互隔离，所述第一至第四三相绕组分别由第一至第四变流器驱动，其中，所述装置包括：第一构建模块，用于构建所述十二相永磁同步电机的电流预测模型；获取模块，用于获取所述第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，其中，k为正整数；第二构建模块，用于构建所述第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据所述开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值；预测模块，用于根据所述电流预测模型、所述每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值和所述每个开关状态组合下的d-q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值；第三构建模块，用于构建每个绕组的目标函数，以根据所述每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
本发明实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，将MPCC应用于十二相永磁同步电机，实现了电机的电流高动态控制，使用MPCC，增加了系统的控制灵活度，通过改变MPCC的目标函数可以方便地实现自定义约束条件，采用的MPCC方法可以方便的推广到任意3n(n≥2)相数的多相电机中，从而有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
另外，根据本发明上述实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第一构建模块进一步用于对所述十二相永磁同步电机在自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换，并将变换后的所述电压和磁链方程进行整合，并对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散得到每个绕组的电流预测模型。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述获取模块进一步用于采集所述十二相永磁同步电机在k时刻的电流值，并根据所述十二相永磁同步电机在k时刻的电机转子位置信息对所述电流值进行4-dq坐标变换，以得到每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第二构建模块进一步用于根据每个驱动器的开关状态矩阵中每个开关状态组合计算每个驱动器对应的交流侧电压值，并利用4-dq坐标变换矩阵中与每个变流器对应的变换矩阵对所述每个驱动器对应的交流侧电压值进行d-q变换，以得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第三构建模块进一步用于根据所述第二d-q轴电流值和与所述预设电流值构建每个绕组的目标函数，并将所述每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值代入每个绕组对应的目标函数得到目标函数值，判断所述目标函数值是否小于最优目标函数值，其中，所述最优目标函数值的初值设为无穷大；如果所述目标函数值小于所述最优目标函数值，则将所述目标函数值作为新的最优目标函数值；在遍历完所有开关状态后得到最终的最优目标函数值，并根据所述最终的最优目标函数值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为根据本发明一个实施例的总体电路拓扑图；
图2为根据本发明一个实施例的十二相永磁同步电机的定子绕组连接方式图；
图3为根据本发明一个实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法的流程图；
图4为根据本发明一个具体实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法的流程图；
图5为根据本发明一个实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法的原理图；
图6为根据本发明一个实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置的结构示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在介绍十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置之前，先简单介绍一下本发明实施例涉及的飞轮储能系统，本发明实施例的方法及装置用于完成十二相永磁同步电机的电流控制。
如图1所示，飞轮储能系统主要由六部分组成：飞轮(1)、十二相永磁同步电机(2)、第一变流器(3)、第二变流器(4)、第三变流器(5)、第四变流器(6)。具体地，第一至第四变流器均为三相两电平拓扑，变流器交流输出端分别与十二相永磁同步电机(2)四套定子绕组的引出端相连，更具体地说就是第一变流器(3)的交流输出端A1、B1、C1分别与十二相永磁同步电机(2)的定子绕组a1、b1、c1相连；第二变流器(4)的交流输出端A2、B2、C2分别与十二相永磁同步电机(2)的定子绕组a2、b2、c2相连；第三变流器(5)的交流输出端A3、B3、C3分别与十二相永磁同步电机(2)的定子绕组a3、b3、c3相连；第四变流器(6)的交流输出端A4、B4、C4分别与十二相永磁同步电机(2)的定子绕组a4、b4、c4相连。十二相永磁同步电机的定子绕组连接方式图如图2所示，定子由四套三相绕组构成，四套绕组的对应相之间相差15°，且中性点相互隔离，电机a1相定子绕组与旋转坐标系d轴之间的夹角为电机转子空间位置角θm。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置，首先将参照附图描述根据本发明实施例提出的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法。
图3是本发明一个实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法的流程图。
如图3所示，该十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，十二相永磁同步电机的定子由第一至第四三相绕组构成，每个绕组的对应相之间相差15°、且中性点相互隔离，第一至第四三相绕组分别由第一至第四变流器驱动，其中，方法包括以下步骤：
在步骤S301中，构建十二相永磁同步电机的电流预测模型。
需要说明的是，MPC考虑的是离散的状态，本发明实施例以k时刻为例进行介绍，其余时刻与此相同，为避免冗余，在此不再赘述。在过程开始前，先将最优目标函数值设为无穷大。
进一步地，在本发明的一个实施例中，构建十二相永磁同步电机的电流预测模型，进一步包括：对十二相永磁同步电机在自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换；将变换后的电压和磁链方程进行整合，并对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散得到每个绕组的电流预测模型。
可以理解的是，如图4所示，构建电流预测模型：对十二相电机的自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换，将变换后的电压和磁链方程进行整合，对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散，得到各套绕组的电流预测模型。
在步骤S302中，获取第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，其中，k为正整数。
其中，在本发明的一个实施例中，获取第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，进一步包括：采集十二相永磁同步电机在k时刻的电流值；根据十二相永磁同步电机在k时刻的电机转子位置信息对电流值进行4-dq坐标变换，以得到每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值。
具体而言，如图4所示，获取四套绕组在k时刻的第一d-q轴电流实际值：在k时刻采集十二相电流值，根据此时的电机转子位置信息对采集到的电流值进行4-dq坐标变换，得到四套三相绕组各自的第一d-q轴电流值。
在步骤S303中，构建第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
其中，在本发明的一个实施例中，构建第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值，进一步包括：根据每个驱动器的开关状态矩阵中每个开关状态组合计算每个驱动器对应的交流侧电压值；利用4-dq坐标变换矩阵中与每个变流器对应的变换矩阵对每个驱动器对应的交流侧电压值进行d-q变换，以得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
具体而言，如图4，构建第一至第四变流器各自的开关状态矩阵，并得到任意开关状态组合下的d-q轴电压值：对于使用的第一至第四变流器，每套变流器都有8种开关状态，对每套变流器的8种开关状态分别构建开关状态矩阵Si(i＝1,2,3,4)，对Si中的一种开关状态组合计算其对应的交流侧电压值，然后利用4-dq坐标变换矩阵中与该套变流器对应的变换矩阵对该套得到的交流电压值进行d-q变换。
在步骤S304中，根据电流预测模型、每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值和每个开关状态组合下的d-q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值。
具体而言，如图4所示，根据步骤S301至步骤S303得到的信息，预测k+1时刻的四套绕组的第二d-q轴电流值：四套绕组分别在每种开关状态组合下应用各自的电流预测模型预测出k+1时刻的第二d-q轴电流值。
在步骤S305中，构建每个绕组的目标函数，以根据每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
其中，在本发明的一个实施例中，构建每个绕组的目标函数，以根据每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到第一至第四变流器各桥臂的驱动信号，进一步包括：根据第二d-q轴电流值与预设电流值构建每个绕组的目标函数；将每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值代入每个绕组对应的目标函数得到目标函数值；判断目标函数值是否小于最优目标函数值，其中，最优目标函数值的初值设为无穷大；如果目标函数值小于最优目标函数值，则将目标函数值作为新的最优目标函数值；在遍历完所有开关状态后得到最终的最优目标函数值，并根据最终的最优目标函数值得到第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
具体而言，如图4所示，构建目标函数：以第二d-q轴电流值及预设电流值间差值最小为目标建立四组目标函数；将该开关状态组合下得到的k+1时刻的第二d-q轴电流值与预设电流值代入各自的目标函数，再将得到的目标函数值与最优目标函数值进行比较，如果比最优值小，则将最优值替代为得到的值，否则不做改变。
得到驱动信号：将所有可能的开关状态遍历一次后，得到的最优目标函数值对应的开关状态就为k+1时刻的开关状态。进而得到了第一至第四变流器各桥臂的驱动信号，不需要调制过程。
下面将结合图4和图5对十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法进行进一步详细阐述。
首先构建十二相电机的电流预测模型，先通过一些假定条件，得到十二相电机自然坐标系下的电压和磁链方程。假定条件如下：
(1)不计制造工艺误差，电机的十二相定子绕组在空间完全对称分布；
(2)电机气隙中的磁场为空间正弦分布；
(3)电机定、转子表面光滑，没有齿槽效应影响；
(4)忽略电机定、转子铁心磁阻，不计电机的磁滞和涡流损耗。
根据假定条件得到的电机自然坐标系下的电压和磁链方程为：
式中，uS、iS、ΨS分别表示四套三相绕组相电压、相电流以及磁链组成的矩阵；RS表示定子绕组电阻；LS表示电感系数矩阵；Ψf表示永磁体磁链在每相绕组中产生的磁链幅值，λ表示各相绕组与转子磁极轴线之间的空间位置关系的磁链系数矩阵。各变量矩阵的具体方程为：
uS＝[uai ubi uci]，i＝1,2,3,4，
iS＝[iai ibi ici]，i＝1,2,3,4，
ψS＝[ψaiψbiψci]，i＝1,2,3,4，
RS＝RSI12，I12表示12维的单位方阵，
λ＝[λ1,λ2,λ3,λ4]T
i＝1,2,3,4；j＝1,2,3,4；L0、L2分别表示主自感平均值及二次谐波幅值。
Lad、Laq分别表示d-q轴主自感。
然后对电压方程以及磁链方程均进行4-dq坐标变换，变换矩阵为：
式中，
其中，θ为十二相永磁同步电机的转子位置角。
对4-dq坐标变换后得到的电压和磁链方程进行整合，整合了磁链方程后的电压方程为：
式中，ud_com,i以及uq_com,i分别表示第i套绕组dq轴的补偿量；Ld＝3/2Lad+Lk，Lq＝3/2Laq+Lk。
式中的ωe表示电机的电气角速度。
四套绕组补偿量的方程中含有微分项，然而微分项易受冲击扰动的影响，进而影响电机的动态性能，而是否含有这些微分项对稳态性能的影响不大，因此可以将这些微分项从补偿量的方程中省略掉，省略掉微分项后的补偿量用ud_com_new,i以及uq_com_new,i表示。将简化后的电压方程写成电流微分方程的形式为：
使用前向欧拉法对该方程进行离散化，得到十二相电机四套绕组各自的电流预测模型：
式中的idi(k)，iqi(k)分别表示由k时刻采集到的电机十二相电流值经4-dq变换后得到的第i套绕组各自的d-q轴电流值；udi(k)，uqi(k)分别表示k时刻由开关状态估计出的第i套变流器交流侧相电压值经各自对应的dq坐标变换矩阵Ci后得到的d-q轴电压值；TS表示控制周期；ud_com_new,i(k)及uq_com_new,i(k)是由idi(k)，iqi(k)以及ωe(k)组成，其中ωe(k)为k时刻的电机电气角速度信息；idi(k+1)、iqi(k+1)分别表示在k时刻应用电流预测模型预测的k+1时刻的第二d-q轴电流值。
针对上面提到的idi(k)、iqi(k)，udi(k)、uqi(k)，下面详细介绍：
采集k时刻电机的十二相电流，根据此时电机的转子位置信息对采集到的十二相电流值进行4-dq坐标变换，可以得到k时刻电机四套绕组各自的第一d-q轴电流值。
对于每台变流器，以定子绕组的中性点作为电压参考点，变流器交流侧电压与直流母线电压以及该变流器的开关状态有关，
式中，UAN、UBN、UCN分别为变流器交流侧A、B、C相的相电压；SA、SB、SC分别为变流器A、B、C相的开关状态，上桥臂导通时取1，下桥臂导通时取0；Udc为直流母线电压。
根据直流母线电压以及四套变流器各自的开关状态可以得到四套变流器各自的交流侧相电压。对四套变流器各自得到的电压值分别进行dq坐标变换，变换矩阵为与该套变流器编号对应的4-dq坐标变换矩阵中的相应矩阵，例如：第一变流器，则对应C1矩阵。得到四套变流器各自的d-q轴电压值。
然后，构建目标函数，使各套绕组的第二d-q轴电流值跟随预设电流值，常用的目标函数有两种形式：
gi＝|idi(k+1)-idi_ref|+|iqi(k+1)-iqi_ref|，i＝1,2,3,4，
或是
gi＝(idi(k+1)-idi_ref)2+(iqi(k+1)-iqi_ref)2，i＝1,2,3,4。
根据预测的k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值可以得到相应开关状态下的目标函数值，将得到的目标函数值与最优目标函数值进行对比，如果比最优值小，则将最优值替代为得到的值，否则不做改变。对每套变流器来说，将8种可能的开关状态均遍历一次后，得到的最优目标函数值对应的开关状态就为k时刻的该套变流器开关状态。进而得到k+1时刻第一至第四变流器的驱动信号，不需要调制过程。
其余的3n(n≥2)相数的多相电机都可以采用类似的方法进行模型预测电流控制。
综上，本发明实施例将MPC(特指FCS-MPC)应用于十二相永磁同步电机的电流控制环，实现对电机电流的控制。具体的MPCC的实现过程为：将十二相电机经4-dq坐标变换后获取的电流微分方程进行简化，简化后应用前向欧拉法离散得到四套绕组各自的电流预测模型，电流预测模型中包含了各相绕组间相差15°角的条件；应用电流预测模型估计第一至第四变流器分别在各自所有可能开关状态下的下一控制周期的第二d-q轴电流值；以第二d-q轴电流值与预设电流值差值最小为目标建立四组目标函数，据此选出第一至第四变流器各自最优的开关状态。本发明能够实现十二相永磁同步电机的电流高动态控制，不需要调制，而且使用的MPCC方法可以方便的推广到任意3n(n≥2)相数的多相电机中。
根据本发明实施例提出的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，将MPCC应用于十二相永磁同步电机，实现了电机的电流高动态控制，使用MPCC，增加了系统的控制灵活度，通过改变MPCC的目标函数可以方便地实现自定义约束条件，采用的MPCC方法可以方便的推广到任意3n(n≥2)相数的多相电机中，从而有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
其次参照附图描述根据本发明实施例提出的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置。
图6是本发明一个实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置的结构示意图。
如图6所示，该十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，十二相永磁同步电机的定子由第一至第四三相绕组构成，每个绕组的对应相之间相差15°、且中性点相互隔离，第一至第四三相绕组分别由第一至第四变流器驱动，其中，装置10包括：第一构建模块100、获取模块200、第二构建模块300、预测模块400和第三构建模块500。
其中，第一构建模块100用于构建十二相永磁同步电机的电流预测模型。获取模块200用于获取第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，其中，k为正整数。第二构建模块300用于构建第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。预测模块400用于根据电流预测模型、每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值和每个开关状态组合下的d-q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值。第三构建模块500用于构建每个绕组的目标函数，以根据每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。本发明实施例的装置10实现了电机的电流高动态控制，且有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第一构建模块进一步用于对十二相永磁同步电机在自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换，并将变换后的电压和磁链方程进行整合，并对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散得到每个绕组的电流预测模型。
进一步地，在本发明的一个实施例中，获取模块进一步用于采集十二相永磁同步电机在k时刻的电流值，并根据十二相永磁同步电机在k时刻的电机转子位置信息对电流值进行4-dq坐标变换，以得到每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第二构建模块进一步用于根据每个驱动器的开关状态矩阵中每个开关状态组合计算每个驱动器对应的交流侧电压值，并利用4-dq坐标变换矩阵中与每个变流器对应的变换矩阵对每个驱动器对应的交流侧电压值进行d-q变换，以得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第三构建模块进一步用于根据第二d-q轴电流值和与预设电流值构建每个绕组的目标函数，并将每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值代入每个绕组对应的目标函数得到目标函数值，判断目标函数值是否小于最优目标函数值，其中，最优目标函数值的初值设为无穷大；如果目标函数值小于最优目标函数值，则将目标函数值作为新的最优目标函数值；在遍历完所有开关状态后得到最终的最优目标函数值，并根据最终的最优目标函数值得到第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
需要说明的是，前述对十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法实施例的解释说明也适用于该实施例的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，此处不再赘述。
根据本发明实施例提出的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，将MPCC应用于十二相永磁同步电机，实现了电机的电流高动态控制，使用MPCC，增加了系统的控制灵活度，通过改变MPCC的目标函数可以方便地实现自定义约束条件，采用的MPCC方法可以方便的推广到任意3n(n≥2)相数的多相电机中，从而有效提高控制的灵活性和适用性，简单易实现。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
Claims (8)
1.一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，其特征在于，所述十二相永磁同步电机的定子由第一至第四三相绕组构成，每个绕组的对应相之间相差15°、且中性点相互隔离，所述第一至第四三相绕组分别由第一至第四变流器驱动，其中，所述方法包括以下步骤：
构建所述十二相永磁同步电机的电流预测模型，所述构建所述十二相永磁同步电机的电流预测模型，进一步包括：对所述十二相永磁同步电机在自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换；将变换后的所述电压和磁链方程进行整合，并对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散得到每个绕组的电流预测模型；
获取所述第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，其中，k为正整数；
构建所述第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据所述开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值；
根据所述电流预测模型、所述每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值和所述每个开关状态组合下的d-q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值；以及
构建每个绕组的目标函数，以根据所述每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，其特征在于，所述获取所述第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，进一步包括：
采集所述十二相永磁同步电机在k时刻的电流值；
根据所述十二相永磁同步电机在k时刻的电机转子位置信息对所述电流值进行4-dq坐标变换，以得到每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值。
3.根据权利要求1所述的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，其特征在于，所述构建所述第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据所述开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值，进一步包括：
根据每个驱动器的开关状态矩阵中每个开关状态组合计算每个驱动器对应的交流侧电压值；
利用4-dq坐标变换矩阵中与每个变流器对应的变换矩阵对所述每个驱动器对应的交流侧电压值进行d-q变换，以得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
4.根据权利要求1所述的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法，其特征在于，所述构建每个绕组的目标函数，以根据所述每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号，进一步包括：
根据所述第二d-q轴电流值和与所述预设电流值构建每个绕组的目标函数；
将所述每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值代入每个绕组对应的目标函数得到目标函数值；
判断所述目标函数值是否小于最优目标函数值，其中，所述最优目标函数值的初值设为无穷大；
如果所述目标函数值小于所述最优目标函数值，则将所述目标函数值作为新的最优目标函数值；
在遍历完所有开关状态后得到最终的最优目标函数值，并根据所述最终的最优目标函数值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
5.一种十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，其特征在于，所述十二相永磁同步电机的定子由第一至第四三相绕组构成，每个绕组的对应相之间相差15°、且中性点相互隔离，所述第一至第四三相绕组分别由第一至第四变流器驱动，其中，所述装置包括：
第一构建模块，用于构建所述十二相永磁同步电机的电流预测模型，所述第一构建模块进一步用于对所述十二相永磁同步电机在自然坐标系下的电压和磁链方程进行4-dq坐标变换，并将变换后的所述电压和磁链方程进行整合，并对整合后的方程采用前向欧拉法进行离散得到每个绕组的电流预测模型；
获取模块，用于获取所述第一至第四三相绕组中每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值，其中，k为正整数；
第二构建模块，用于构建所述第一至第四变流器中每个变流器的开关状态矩阵，以根据所述开关状态矩阵得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值；
预测模块，用于根据所述电流预测模型、所述每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值和所述每个开关状态组合下的d-q轴电压值的预测得到每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值；以及
第三构建模块，用于构建每个绕组的目标函数，以根据所述每个绕组的目标函数、每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
6.根据权利要求5所述的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，其特征在于，所述获取模块进一步用于采集所述十二相永磁同步电机在k时刻的电流值，并根据所述十二相永磁同步电机在k时刻的电机转子位置信息对所述电流值进行4-dq坐标变换，以得到每个绕组在k时刻的第一d-q轴电流值。
7.根据权利要求5所述的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，其特征在于，所述第二构建模块进一步用于根据每个驱动器的开关状态矩阵中每个开关状态组合计算每个驱动器对应的交流侧电压值，并利用4-dq坐标变换矩阵中与每个变流器对应的变换矩阵对所述每个驱动器对应的交流侧电压值进行d-q变换，以得到每个开关状态组合下的d-q轴电压值。
8.根据权利要求5所述的十二相永磁同步电机的模型预测电流控制装置，其特征在于，所述第三构建模块进一步用于根据所述第二d-q轴电流值与所述预设电流值构建每个绕组的目标函数，并将所述每个绕组在k+1时刻的第二d-q轴电流值和预设电流值代入每个绕组对应的目标函数得到目标函数值，判断所述目标函数值是否小于最优目标函数值，其中，所述最优目标函数值的初值设为无穷大；如果所述目标函数值小于所述最优目标函数值，则将所述目标函数值作为新的最优目标函数值；在遍历完所有开关状态后得到最终的最优目标函数值，并根据所述最终的最优目标函数值得到所述第一至第四变流器各桥臂的驱动信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910134231.4A CN109861606B (zh) | 2019-02-22 | 2019-02-22 | 十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910134231.4A CN109861606B (zh) | 2019-02-22 | 2019-02-22 | 十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN109861606A CN109861606A (zh) | 2019-06-07 |
| CN109861606B true CN109861606B (zh) | 2021-04-06 |
Family
ID=66898648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910134231.4A Active CN109861606B (zh) | 2019-02-22 | 2019-02-22 | 十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN109861606B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113093542B (zh) * | 2021-03-31 | 2022-08-12 | 吉林大学 | 一种电机转矩优化有限集预测控制并行计算方法 |
| CN113867179B (zh) * | 2021-11-24 | 2023-11-24 | 中车大连电力牵引研发中心有限公司 | 一种电力机车故障诊断方法及其半实物仿真测试平台 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5146478B2 (ja) * | 2010-03-18 | 2013-02-20 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| US10459472B2 (en) * | 2015-12-07 | 2019-10-29 | Hamilton Sundstrand Corporation | Model predictive control optimization for power electronics |
| CN106788027B (zh) * | 2016-12-16 | 2018-11-30 | 华中科技大学 | 一种基于最优二矢量组合的模型预测控制方法及系统 |
| CN207166388U (zh) * | 2017-04-24 | 2018-03-30 | 东南大学盐城新能源汽车研究院 | 矢量筛选和占空比结合的电机模型预测控制系统 |
-
2019
- 2019-02-22 CN CN201910134231.4A patent/CN109861606B/zh active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN109861606A (zh) | 2019-06-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR102565333B1 (ko) | 모터 구동 시스템을 이용한 충전 시스템의 제어 장치 | |
| Echenique et al. | Sensorless control for a switched reluctance wind generator, based on current slopes and neural networks | |
| CN110086383B (zh) | 十二相驱动系统的模型预测控制方法及装置 | |
| CN110297182B (zh) | 一种模拟开绕组永磁同步电机的电力电子负载系统 | |
| CN109660160B (zh) | 一种开关占空比预测转矩控制方法 | |
| CN103107761B (zh) | 基于四相五线拓扑的三维svpwm方法 | |
| CN109713976B (zh) | 十二相永磁同步电机无速度传感器控制方法及装置 | |
| CN109728756B (zh) | 双参考电压单矢量开绕组永磁电机预测控制方法和设备 | |
| CN114584040B (zh) | 基于离散空间矢量调制的永磁同步电机预测转矩控制方法 | |
| CN109861606B (zh) | 十二相永磁同步电机的模型预测电流控制方法及装置 | |
| CN111817627B (zh) | 一种低开关频率下双三相感应电机的离散建模与控制方法 | |
| CN110929448A (zh) | 一种永磁同步电机空载电流一致性仿真分析方法 | |
| CN112564567A (zh) | 三电平逆变器驱动永磁同步电机系统有限集预测控制方法 | |
| CN113098348B (zh) | 一种双三相永磁同步电机预测转矩控制方法 | |
| CN112821816B (zh) | 基于npc型三电平逆变器pmsm模型预测电流控制方法 | |
| CN110504881A (zh) | 一种基于tnpc逆变器的永磁同步电机无传感器控制方法 | |
| CN110212836B (zh) | 基于扇区分配的十二相驱动系统模型预测控制方法及装置 | |
| CN111711397B (zh) | 半集中式开绕组永磁同步电机系统的预测电流控制方法 | |
| CN111162714A (zh) | 考虑参数失配的多相储能永磁电机鲁棒预测转矩控制方法、系统及介质 | |
| CN109802615A (zh) | 双矢量绕组开路永磁同步电机电流预测控制方法和设备 | |
| CN113422554B (zh) | 十二相永磁同步电机飞轮储能系统的矢量控制方法及装置 | |
| Zhu | The key technologies for powertrain system of intelligent vehicles based on switched reluctance motors | |
| CN114244223A (zh) | 计及矢量分区筛选的三电平电摩电机预测控制方法 | |
| JP2022165651A (ja) | モータ制御装置 | |
| CN112803858A (zh) | 一种基于h桥逆变器的永磁容错电机改进电流滞环控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |