CN1098604C - 具有校准误差的控制信号检测方法及其用户单元 - Google Patents

Abstract

在控制信号检测方法中，通过获得被接收的连续(4×n)数据的平均值来获得校准误差值，和通过从被接收的数据中减去获得的校准误差值，对被接收的数据进行校准误差的补偿，和，在该被校正的被接收数据的基础上，获得相关值，以此检测控制信号。因此，用简单的构成，就能容易地补偿校准误差和有效地检测控制信号。

Description

具有校准误差的控制信号检测方法及其用户单元

本发明涉及具有校准误差的控制信号检测方法及其用户单元，它可应用于，例如，数字细胞结构电话系统，该系统被称为GSM(Groupe Speciale Mobile)细胞结构系统，并且在欧洲被加以标准化。

迄今，在GSM蜂窝结构系统中，一电路被连接在一基站和使用时分多路存取(TDMA)系统的活动终端设备之间，并传送和接收声音数据和已被编码的其它数据。

在GSM蜂窝结构系统中，124空间信道没作为物理信道。每个空间信道被TDMA系统分时为8个信道。逻辑信道被粗分为两个信道，即一信息信道和一控制信道。信息信道被用于传送编过码的声音数据等，和控制信道被用于传送各种控制信号。

该控制信道包括一广播控制信道(BCCH)，一频率校正信道(FCCH)，一同步信道(SCH)，一页式信道(PCH)，一随机存取信道(RACH)，附属控制信道，即低速联合控制信道(SACCH)，和一快速联合控制信号(FACCH)等。

在GSM蜂窝结构系统中，高斯滤波最小移动键被用于一调制系统，和每个数据被展示给GMSK调制，然后被传送。披露在申请号为5,131,008的已授权予摩托罗拉公司的美国专利的该GMSK的一举例，在该专利中，在相干载波信号的基础上完成内相信号和正交信号的补偿。

另外，为通过分时多路存取的手段完成电路的连接，在基站和活动终端设备之间必须建立同步。为此，在电源接通之后，该活性终端设备首先检测在控制信道中的FCCH，该控制信道通过基站传送，和然后，在被检测的FCCH基础上粗略实现初始同步并校准本机振荡器的振荡频率(以下称：本机振荡频率)。

现在解释FCCH，如图1所示，控制信道的每个周期包括51帧，每帧包括8条(时间段)。在该GSM蜂窝结构系统上，在每条中传送和接收脉冲串数据。在具有这种类似结构的控制信道上，在10帧内该FCCH被插入一次(1条)。该FCCH是一控制信号，它由状态位的连续个[0]组成，与其它脉冲串数据相比较，该数据并不变化到[0]或变化到[1]。因而，在FCCH被正常接收位置的情况下的被接收的数据被表示在复合平面上时，如图2所示，该信号点在同一方向分别被旋转90°。这是由于这样的事实：在GMSK调制情况中，当被传送的数据是相同值的串时，该信号点在复合平面上在同一园周内以同一方向分别旋转90°。

为检测这样的FCCH，活动终端设备进行以下述表达式表示的计算：这里 $P=\frac{\mathrm{\π}}{2}K............\left(1\right)$ 这里涉及到被接收的数据，即该I，Q数据(i_k，q_k)并获得相关值。对于它的具体解释是，该活动终端设备被提供有如图3所示的相关值计算电路1，以便于通过它获得相关值。

该被接收的I、Q数据(i_k，q_k)被首先输入到乘法器2，在此与从数值发生器3输入的e^-JP(这里P＝πK/2)相乘。该相乘的结果被输入到N级移位寄存器4并被顺序移位。从移位寄存器4输出的N数据段被分别输入到加法器5并进行加运算。加结果被送到绝对值电路6，以便获得相关值。

在被接收的数据是FCCH的情况下，这样获得的相关值变成大值，和如图4所示，在另一种情况下变成小值。因而，假如该相关值的幅度是连续被检验的，该相关值达到最大值的这样事实的基础上，该FCCH能被检测。

另外，为获得该相关值，首先，必须以这样一种方法完成标准调节(以下称为：校准)，该方法是，在接收开始之前，使I、Q数据的中心进入该复面的原点(0，0)位置。因为，由于接收系统的电路特性，甚至虽然它是处于非接收状态，偶尔也输出某些信号。为对此进行补偿，它需要I、Q数据中心被调节到复面的原点位置。当进行这样的校准时，从而要利用图5所示的一模拟校准电路。

在该校准电路10中，首先使其置于非接收时间，开关SW1和SW2被置于关态，和开关SW3被置于开态。因此，I分量和-I分量的差，通过差动放大器11在电容器C1中充电。

另外，当接收已经开始时，在校准电路10中，开关SW1和SW2被地开态，和开关SW3被置于关态。由此，就关于I分量和-I分量，利用非接收时间差，借助于电流源A1至A4和差动放大器12，对应于在电容器C1中已被充电的电荷进行补偿。在这种联接关系中，所进行的补偿还类似于相关于Q分量的方法。

还有，在该GSM蜂窝结构系统中，在10帧中仅存在FCCH的1条是如上所述的，从而需要长时间的连续接收运行(相应于上述11帧约需50ms)，直至FCCH被检测。在此情况，产生这样的现象，即由于上述校准电路10中的电容器C1已被充电的电荷被放电，所以补偿不能正确进行。其结果是，产生了校准误差，该校准误差是这样一种现象，即先于接收开始前已被完成的校准按图6所示的接收超前那样按比例偏移。

这样的校准误差产生了影响；FCCH的检测概率变低，当本机振荡频率的偏移(以下称本机振荡频率偏移)被校准时被估算的估算误差的产生，及其它。具体解释就是。如上所述，为检测FCCH而使用相关值，假如校准出错，那未相关值变小，那么，FCCH的检测概率变低。

当估算本机振荡频率偏移时，它是在如图7A所示的I、Q数据的相移量的基础上估算的。假如校准偏移了，那么，如图7B所示相位误差(＝Δθ′-Δθ)产生了，如此，本机振荡频率偏移的估算也就产生了误差。

通过前述，本发明的一个目的是提供一种控制信号检测方法它能有效检测控制信号并通过简单设置容易去补偿校准误差，和提供一种使用该方法的用户单元。

本发明的上述目的及其它目的利用控制信号检测方法的设置已经实现，在该方法中，通过获得被接收的连续(4×n)数据的平均值获得校准误差，通过从被接收的数据中减去该被获得的校准误差来对该被接收的数据补偿校准误差，在该校正的被收的数据的基础上获得相关值，如此来检测控制信号。

在复面上在同一方向该被接收的数据被旋转90°和没有校准误差的情况下，该被接收的连续(4×n)数据的平均值变为零。换言之，该被接收的连续(4×n)数据的中心是处在复面的原点处。然而，假如有一校准误差，被接收的连续(4×n)数据的平均值不能变为零。也就是被接收连续(4×n)数据的中心所处的位置从复面原点被偏移。同复面原点的这个差异代表校准误差。因而，通过获得被接收的连续(4×n)数据的平均值能获得校准误差。

通过从被接收的数据中减去这样获得的校准误差，参照被接收的数据，该校准误差容易被补偿。当在已被这样校正的被接收的数据基础上获得相关值时，它能避免由于通常的校准误差而降低校准值，和这样，控制信号能被有效和确定地检测。

通过以下伴随附图的详细描述，本发明的特点、原理和应用会更加明显，附图中相似的部分标有相似的序号或字母。

在附图中：

图1是控制信道结构图；

图2是FCCH接收结果图示；

图3是相关值计算电路方框图；

图4是相关值变化曲线图；

图5是校准电路连接关系图；

图6是校准误差图示；

图7A和7B是校准误差影响的图示；

图8是根据本发明的GSM蜂窝结构系统的活动终端设备的方框图；

图9是校准误差补偿电路的方框图。

参照附图描述本发明的各最佳实施例：

在图8中，序号20通常指GSM蜂窝结构系统的活动终端设备，该活动终端设备20接收从基站送出并通过天线21传送的信号，并将作为结果的接收信号输入到射频(RF)单元22的双工机23。该双工机23是一天线共用装置，它能共用该天线21进行传送和接收，并将输入的接收信号输出给一低噪声放大器24。

该低噪声放大器24放大输入的接收信号和将它输出到滤波器25。该滤波器25限制该被接收信号的频带，以便消除不必要的分量，和然后，输出该频带已被限制的被接收信号到一混频器26。利用在振荡器28中产生的并通过缓冲器27提供的本机振荡信号，该混频器26进行被接收信号的频率转换，使之变成一接收的中频信号。这意味着，由天线21进入的RF频率的900[MHZ]的接收信号被降频转换为中频信号。

在这种连接关系中，在活动终端设备20中，通过转换在振荡器28中产生的本机振荡频率能有选择地接收所希望的空间信道。

用混频器26获得的该接收的中频信号在滤波器29处经频带限制，然后由放大器30放大，并输入到解调器31。该解调器31利用由振荡器32产生的振荡信号解调该接收的中频信号，这样来获得相应正交信号分量的I信号(I_R)和Q信号(Q_R)。I信号和Q信号分别被输入到基带单元33的放大器34和35。

放大器34和放大器35分别放大被分别输入的I信号和Q信号，并将放大后的I信号和放大后的Q信号分别输出到滤波器36和滤波器37。滤波器36和滤波器37消除不必要的分量，只留下分别的I信号和Q信号的调制波分量，和将结果的I信号和Q信号分别输出给模/数(A/D)转换器38和39。A/D转换器38和39在所述采样时钟的基础上分别对输入的I信号和Q信号执行模/数转换，并分别传递结果的I数据(i)和Q数据(q)到数字信号处理器(DSP)单元40的量化器41。

量化器41对I数据和Q数据进行失真校正，以消除多路等的影响，并将I数据和Q数据传送的数据加以恢复，然后输出恢复后的数据作为传送数据。信道译码器42和声音译码器43从被从量化器41输出的传送数据中提取声音数据，和输出声音数据到数/模(D/A)转换器44。在这种连接关系中，在DSP单元40中的每个单元的处理基本上都是由安装在设备中的软件完成的。

在此方法中，是借助于D/A转换器44将声音数据转换为模拟声音信号，对应于声音信号的声音经扬声器45输出。

另外，在传输情况中，例如，在活动终端设备20(未示出)中的一声音信号，该声音信号通过模/数转换器、声音编码器、信道编码器等经受正交调制，被转换成I数据和Q数据，然后这些由数/模转换器转换成模拟信号，这样就产生了I信号(I_T)和Q信号(Q_T)。然后，产生的I信号和Q信号被输入到调制器46，和是一种载波的和由振荡器28和47、缓冲器48和混频器49产生的该振荡信号也被输入到调制器46。该调制器46对在输入的I信号和Q信号的基础上的振荡信号执行调制，并输出该结果的传输信号到滤波器50。

滤波器50限制传输信号的频带并消除不必要的分量。从滤波器50输出的传输信号由功率放大器51放大，然后由双工机23导入天线21，向空中发射。

在这种关系中，功率放大器51的操作能由功率放大器控制器52控制，这样，使得开关传送输出能受到被使用的基站的控制，在非传输时间的时刻还能停止传输。

另外，通过转换在振荡器28中产生的本机振荡信号的频率，能够在希望的空间信道中选择传输。

此外，活动终端设备20通过TDMA系统同基站通讯，因而在各种操作时间，例如传输或接收，必须与基站保持同步。因此，在加电之后，活动终端设备20首先检测由基站传送的在控制信道中的FCCH，在检测FCCH的基础粗略实现初始同步，和，还对本机振荡频率的偏移进行补偿。

具体说，在加电之后，活动终端设备20首先接收由基站传送的控制信道。然后，在结果的I数据和Q数据的基础上，该设备的通过FCCH检测部分53检测FCCH。在控制信道中检测FCCH的基础上，FCCH检测部分53输出检测结果到系统时基部分54，和，还输出从I数据和Q数据的相位移量(见图7A和7B)至本机振荡频率偏移估算/补偿部分55中。

系统时基部分54是用于执行整个系统操作的时间管理；和，对应于由FCCH检测部分53输出的检测结果，该部分54对定时器进行复位等，换言之，是该FCCH的定时，并执行整个系统的时间管理和同该基站的各种操作进行同步。

本机振荡频率偏移估算/补偿部分55，在从FCCH检测部分53输出的相移量的基础上估算本机振荡频率对基站的偏移，并对应于估算值补偿本机振荡频率的偏移。

还有，在FCCH检测部分53中，通常通过执行关于I数据和Q数据的等式(1)的计算，获得相关值并检测FCCH，并在I数据和Q数据的基础上获得相移量。在此时刻，FCCH检测部分53数字地处理产生的校准误差，并从I数据和Q数据中消除它。由此，在活动终端设备20中，象通常那样可避免校准误差的不良影响。

下面解释，以数字化方式用于消除校准误差的校正方法。

如上述，FCCH是由状态位的连续[0]组成的一控制信号，因而，该接收的I、Q数据在复面上的同一园周上的同一方向被旋转90°(图2)。相应地，当I、Q数据的连续4个采样被指明为(i_k、q_k)(这里k＝0、1、2、3)时，和假如没有校准误差，那么每个和将如下式所示变为[0]： $\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{i}_k=0,\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{q}_k=0.........\left(2\right)$ 换言之，连续4个I、Q数据的采样的中心是位于复面的原点(0，0)。在该实施例的情况下，利用这一点，以数字化的方式消除校准误差。

首先，包括有校准误差的I、Q数据被指明为(i_n、q_n)，并获得连续4个I、Q数据采样的和，然后，该被获得的和由采样数去除(换言之，求出连续4个采样的平均值)，这些如下式所示： $({\mathrm{\Δi}}_n,{\mathrm{\Δq}}_n)=\left\{\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}(i_{n+k},q_{n+k})\right\}/4...\left(3\right)$ 然后，如下式所示：

(i′_n、q′_n)＝(i_n、q_n)-(Δi_n、Δq_n)    …(4)从包括有校正误差的I、Q数据中减去由上述等式(3)获得的连续4个采样的平均值(Δi_n、Δq_n)，这样将I、Q数据(i_n、q_n)转换为I、Q数据(i′_n、q′_n)。

在此时，已被转换的I、Q数据(i′_n、q′_n)中不包括校准误差。后面对此将做出解释。

首先，不包括校准误差的I、Q数据由(i″_n、q″_n)表示，和校准误差由(e_i、e_q)表示，这里假设，在一短期内，校准值是一样的。在这样假设的基础上，包括校准误差的I、Q数据(i_n、q_n)以下式表示：

(i_n、q_n)＝(i″_n+e_i、q″_n+e_q)    …(5)上述等式(3)替等式(5)，得下式： $({\mathrm{\Δi}}_n,{\mathrm{\Δq}}_n)=\left\{\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}({i^{\′\′}}_{n+k}+e_i,{q^{\′\′}}_{n+k}+e_q)\right\}/4$ $=\left(\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\right({i^{\′\′}}_{n-k}+\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{e}_i,\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}({q^{\′\′}}_{n-k}+\underset{k=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{e}_q)/4....\left(6\right)$ 在上述等式(2)的基础上等式(6)能表示成以下等式：

(Δi_n、Δq_n)＝(e_i、e_q)                  …(7)

换言之，如从等式(7)看到的，连续4个采样的平均值变成了校准误差本身。因此可知，由上述等式(4)获得的I、Q数据(i′_n、q′_n)就是如下式所示的，不包括校准误差的数据：(i′_n、q′_n)＝(i″_n+e_i、q″_n+e_q)-(e_i、e_q)＝(i″_n、q″_n)                         …(8)

在FCCH检测部分53中，以此方法获得连续4个I、Q数据采样的平均值，和然后从I、Q数据中减去获得的校准误差，这样来消除校准误差。由此，在活动终端设备20中就能避免校准误差的不良影响。

在这种关系中，关于数据而不是FCCH，它没有同一方向上旋转90°，因此，以这样的校正方法，没有消除校准误差，然而，这不是问题，因为在该实施例中，FCCH的检测就是目的。

就此目的，在FCCH检测部分53中，实际上如图9所示提供了校准误差补偿电路，以便实现上述等式(4)。如图9所示，在该校准误差补偿电路60中，从基带单元33的A/D转换器38送出的I数据(i)被输入到4级移位寄存器61，并在此被顺序移位。因此，连续4个采样数据(i_n+3、i_n+2、i_n+1和i_n)被设置在移位寄存器61的相应的寄存器中。

这连续4个采样I数据被分别输入到平均值计算部分62，平均值计算部分62求出被输入的4个I数据的和，然由采样数除和，以此获得I数据的连续4个采样的平均值(即、校准误差)，和，然后输出该获得的平均值到加法器63。

加法器63从由移位寄存器61输出的I数据(i_n)中减去由平均值计算部分62输出的平均值，由此获得不包括校准误差的I数据(i′)，和，并将该数据输出。

相类似，在校准误差补偿电路60中，从基带单元33的A/D转换器39送出的Q数据(q)被输入到4级移位寄存器64，并在此被顺序移位。因此，连续4个Q数据的采样(q_n+3、q_n+2、q_n+1和q_n)被设置在移位寄存器64的相应寄存器中。

该连续4个Q数据的采样被分别输入到平均值计算部分65。平均值计算部分65求出被输入的4个Q数据的和，然后用采样数除求出的和，以此获得连续4个Q数据采样的平均值(即、校准误差)，然后输出所获得的平均值到加法器66。

加法器66从由移位寄存器64的输出的Q数据(q_n)中减去从由平均值计算部分65输出的平均值，从而获得不包括校准误差的Q数据(q′)，并将该数据输出。

如此，在FCCH检测部分53中，在已被消除校准误差的和通过校准补偿电路60获得的I数据(i′)和Q数据(q′)的基础上，求出用于检测FCCH的相关值，还求出在补偿本机振荡频率偏移的时刻所使用的相移量。

在上述构成中，有关活动终端设备20，在加电之后，为便于实现与基站的同步，通过基站传送的控制信道被首先接收，并通过FCCH检测部分53的使用检测控制信道中的FCCH。在那一时刻，FCCH检测部分53通过求出连续4个采样的I数据和Q数据的平均值来求出校准误差，并从被接收的I数据和Q数据中减去求出的校准误差，以校正I数据和Q数据。然后，FCCH检测部分53在校正的I数据和Q数据的基础上求出相关值，以此来检测FCCH，和还求出在补偿本机振荡频率偏移的时刻所使用的相移量。

因此，在活动终端设备20中，能够避免，由于校准误差而使相关值变低和如过去那样从而其检测FCCH的概率也变低，这样能有效检测FCCH。此外，在活动终端设备中20中，它还能避免，过去由于校准误差而造成相移量方面产生的误差，和能确保对本机振荡频率偏移的补偿。

在这种关系中，在过去，通常是利用模拟校准电路完成所取得的校准，但是要长时间维持取得校准的状态是非常困难的。然而，在本实施例的情况下，甚至，虽然取得校准的状态不能长时间维持，但由于执行了以数字化方式进行补偿这样一个事实，仍然能有效检测FCCH。此外，假如象本实施例那样从数字化方式最终补偿了校准误差，那么，模拟校准也就从此可以省略了。

依据上述构成，提供了在连续4个采样的I数据和Q数据的平均值的基础上求出校准误差的FCCH检测部分53，在校正的I数据和Q数据的基础上检测FCCH，其结果是，利用简单构成就能容易地补偿校准误差并能有效检测FCCH。

在上述实施例中，在连续4个I、 Q数据采样的平均值的基础上求出校准误差，然而，在其它实施例中，在连续(4×n)的I、Q数据采样的平均值的基础上求出校准误差的情况下，也能获得上述相同的效果。这里n是自然数(即，n＝0、1、2、…)。另外，在本发明中，在连续采样(4×n)输出的只有偶数I、Q数据或只有奇数I、Q数据的平均值的基础上也能获得校准误差。简言之，也可以通过利用相关于复面原点(0，0)处于对称位置的I、Q数据所获得的校准误差来获得校准误差。

在上述实施例中，由FCCH检测部分53求出的相移量，和由本机振荡频率偏移估算和补偿部分55估算和补偿的本机振荡频率的偏移，然而，本发明并不限于此，在下述情况中也能获得如上所述的相同效果：在求出相移量的基础上，也能求出相移量和估算出本机振荡频率的偏移，在由FCCH检测部分53校正的I、Q数据的基础上，在本机振荡频率偏移估算和补偿部分55中进行补偿。

进而，在上述实施例中，本发明提供了在GSM结构系统中对FCCH的检测，然而，本发明并不限于此，而是可以广泛应用于，在接收时刻，在复面的同一园周上的同一方向被接收的数据被旋转90°的控制信号的检测。

通过本发明最佳实施例的描述，对本技术领域的技术人员是明显的，它可以作出各种改变和变型，因而，所附权利要求复盖了所有这种改变和变型，这些都在本发明的精神和范围内。

Claims (8)

1.一种用于检测(53，60)被接收数据中的FCCH控制信号的控制信号检测方法，所述控制信号在复平面上的同一圆周上的同一方向上被旋转90°，包括步骤如下：

获得(62，65)在所述复平面上存在的四个连续被接收的数据的平均值，以便获得用于数据解调的校准误差值；

在获得的校准误差值的基础上，通过减去校准误差值对所述被接收的数据进行误差校准(63，66)，以便对所述被接收的数据的误差进行补偿；和

在误差补偿过的被接收数据的基础上获得(53)相关值，以便检测所述控制信号。

2.根据权利要求1的控制信号检测方法，其特征在于：

利用所述四个连续被接收的数据的平均值去获得所述的校准误差值。

3.根据权利要求1或2的控制信号检测方法，其特征在于：

利用所述被接收的连续数据中的偶数数据或奇数数据去获得所述平均值。

4.一种用于接收从基站传送的数据和检测在所述被接收数据中的FCCH控制信号的用户单元，所述控制信号在复平面上的同一圆周上的同一方向上被旋转90°，包括：

一校准误差值操作装置(61，62；64，65)，用于获得在所述复平面上存在的四个连续被接收的数据的平均值，以便获得用于数据解调的校准误差值；

一误差补偿装置(63，66)，用于在获得的校准误差值的基础上，通过减去校准误差值对所述被接收的数据进行误差校准，以便对所述被接收数据的误差进行补偿；和

一控制信号检测装置(53)，用于在误差校正过的被接收数据的基础上获得相关值，以便检测所述控制信号。

5.根据权利要求4的用户单元，其特征在于：

利用所述四个连续被接收的数据去获得所述校准误差值。

6.根据权利要求4或5的用户单元，其特征在于：

通过利用在所述被接收连续数据中的偶数数据或奇数数据去获得所述的平均值。

7.根据权利要求4、5或6的用户单元，其特征在于：

在通过控制信号检测装置已被检测过的所述控制信号的定时的基础上，对所述用户单元进行时基调节。

8.根据权利要求4、5、6或7的用户单元，其特征在于：

在通过误差校正装置已经误差校正过的被接收数据的基础上，对在所述用户单元中配备的本机振荡器的振荡频率进行补偿。

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