CN109842302A - 串联谐振变换器及其原边反馈控制电路和控制方法 - Google Patents

串联谐振变换器及其原边反馈控制电路和控制方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种串联谐振变换器及其原边反馈控制电路和控制方法，通过精确地模拟出变压器励磁电流信息，并根据原边谐振电流与励磁电流的差值以控制功率管的开关状态。本发明在任何频率范围内均可准确计算出串联谐振变换器的输出电流，实现精确的原边电流控制，且无需副边控制所需的复杂电路，控制电路简单，成本低。

Description

串联谐振变换器及其原边反馈控制电路和控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种串联谐振变换器及其原边反馈控制电路和控制方法。
背景技术
LED照明中越来越多地使用LLC谐振电路，但是由于电路的复杂性，变压器原边同时存在励磁电流与谐振电流，不能像反激电路一样，简单计算出输出电流，因此现有技术中恒流控制的方案如图1所示，以半桥串联谐振变换器为例。通常采用副边反馈控制方式，直接采样输出电流进行控制，但其需要光耦传递控制信号，以控制原边上下功率管的开关状态。该方案的成本很高，控制电路复杂。
此外，现有技术中也存在采用原边反馈控制的方案，但是现有的原边反馈控制仅是近似计算，把原边电流直接当做输出电流而忽略了变压器的励磁电流。因此只有当励磁电流的比例很小时，也就是只能工作在谐振频率以上的频率范围内，该方案才有比较高的精度。因此，其不具有通用性。
发明内容
有鉴于此,本发明提出了一种串联谐振变换器及其原边反馈控制电路和控制方法，以采用简单的控制电路解决原边反馈控制的精度问题。
根据本发明的第一方面，提出了一种串联谐振变换器的原边反馈控制电路，所述串联谐振变换器包括变压器。所述控制电路包括励磁电流模拟电路，被配置为采样所述变压器的励磁电压以获取表征所述变压器的励磁电流的第一电压；反馈控制电路，被配置为根据所述第一电压和表征所述串联谐振变换器的谐振电流的第二电压，控制所述串联谐振变换器的功率管的开关状态，其中，所述第一电压在所述变压器的副边电流为零时被设置为等于所述第二电压。
优选地，所述励磁电流模拟电路包括检测控制电路，被配置为检测表征所述励磁电压的励磁电压采样信号的变化，并输出检测信号以判断所述副边电流为零的时刻，其中所述检测信号在所述副边电流过零时为有效电平，控制所述第一电压等于所述第二电压。
优选地，所述检测信号的有效电平在所述串联谐振变换器的功率管切换期间仅产生一次。
优选地，所述检测信号在所述副边电流为零的期间内均为有效电平。
优选地，所述励磁电流模拟电路包括励磁电流产生电路，被配置为将表征所述励磁电压的励磁电压采样信号转换为电流信号，并通过所述电流信号给第一电容充放电以产生所述第一电压。
优选地，所述励磁电流模拟电路还包括采样电路，与所述变压器的原边绕组两端相连，以获取所述励磁电压采样信号。
优选地，所述励磁电流模拟电路还包括采样电路，包括与所述变压器的副边绕组耦合的辅助绕组，以在所述辅助绕组两端获取所述励磁电压采样信号。
优选地，所述励磁电流产生电路包括受控电流源，受所述励磁电压采样信号控制，输出表征励磁电流的第一电流；以及所述第一电容，与所述受控电流源并联，且在所述第一电流的控制下充放电，从而在所述第一电容的第一端产生所述第一电压。
优选地，所述检测控制电路包括检测单元，接收所述励磁电压采样信号，并在所述励磁电压采样信号的变化率保持不变时，输出无效的所述检测信号；在所述励磁电压采样信号的变化率发生变化时，输出有效的所述检测信号。
优选地，所述检测控制电路还包括信号控制单元，输入端接收所述第二电压，输出端与所述第一电容的第一端相连，其中所述信号控制单元受所述检测信号控制，以在所述检测信号有效时输出所述第二电压，从而使得所述第一电容的第一端的所述第一电压等于所述第二电压。
优选地，所述检测控制电路还包括误差调节电路，输入端接收所述第一和第二电压以及所述检测信号，当所述检测信号有效时，根据所述第一和第二电压之间的误差调节所述受控电流源的控制系数，使得所述误差为零。
优选地，所述反馈控制电路包括反馈生成电路，根据所述第一电压和所述第二电压差值的绝对值产生反馈信号；比较电路，比较所述反馈信号和基准信号，并输出控制信号，其中所述基准信号表征所述串联谐振变换器期望的输出电流；以及驱动控制电路，根据所述控制信号控制所述功率管的开关状态。
根据本发明的第二方面，提出了一种串联谐振变换器，包括变压器；谐振电感和谐振电容，与所述变换器的原边电路串联；以及如上所述的原边反馈控制电路。
根据本发明的第三方面，提出了一种串联谐振变换器的原边反馈控制方法，串联谐振变换器包括变压器。原边反馈控制方法包括采样所述变压器的励磁电压以获取表征所述变压器的励磁电流的第一电压；采样所述串联谐振变换器的谐振电流以获取第二电压；以及根据所述第一电压和所述第二电压控制功率管的开关状态，其中所述第一电压在所述变压器的副边电流为零时被设置为等于所述第二电压。
优选地，所述第一电压在所述变压器的副边电流为零时被设置为等于所述第二电压包括检测表征所述励磁电压的励磁电压采样信号的变化并输出检测信号，以判断所述副边电流为零的时刻，其中所述检测信号在所述副边电流为零时为有效电平，以控制所述第一电压等于所述第二电压。
优选地，所述检测信号的有效电平在所述串联谐振变换器的功率管切换期间仅产生一次。
优选地，所述检测信号在所述副边电流为零的期间内均为有效电平。
优选地，所述控制方法还包括接收所述第一电压、第二电压以及检测信号；以及在所述检测信号有效时，根据所述第一和第二电压之间的误差调节受控电流源的控制系数，使得所述误差为零，其中所述受控电流源受所述励磁电压采样信号控制而产生电流以生成所述第一电压。
优选地，根据所述第一电压和所述第二电压控制功率管的开关状态包括根据所述第一电压和所述第二电压的差值的绝对值产生反馈信号；比较所述反馈信号与表征输出电流期望值的基准信号，以产生控制信号；以及根据所述控制信号以产生驱动信号从而控制所述功率管的开关状态。
综上所述，本发明通过采样变压器的励磁电压模拟出励磁电流信息，并根据原边谐振电流与励磁电流的差值以控制功率管的开关状态，从而使得电路任何频率范围内均可准确计算出串联谐振变换器的输出电流，实现精确的原边电流控制，且无需副边反馈控制所需的复杂电路，控制电路简单，成本低。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术中串联谐振变换器的副边反馈控制电路图；
图2为本发明实施例的串联谐振变换器的一种原边反馈控制电路的电路框图；
图3为本发明实施例的串联谐振变换器的一种原边反馈控制电路的具体电路图；
图4为本发明实施例的串联谐振变换器的工作波形图；
图5为本发明实施例的串联谐振变换器的另一种原边反馈控制电路的具体电路图；以及
图6为本发明实施例的原边反馈控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2为本发明实施例的串联谐振变换器的一种原边反馈控制电路的电路框图。以半桥串联谐振变换器为例进行说明。如图2所示，原边反馈控制电路包括励磁电流模拟电路1和反馈控制电路2。励磁电流模拟电路1获取变压器的励磁电压，经处理后输出表征励磁电流ILM的第一电压VILM，同时通过采样获取表征谐振电流ILr的第二电压VILr。应理解，第二电压VILr的获取方式可以采用现有技术中的任何方式采样得到。反馈控制电路2接收第一电压VILM和第二电压VILr，根据两者差值的绝对值得到反馈信号，从而与表征期望的输出电流的基准信号比较以改变开关频率，从而产生相应的驱动信号控制开关管的开关状态。
在本发明实施例中，通过模拟出励磁电流信息，可以精确地计算出输出电流，从而在任何频率范围内均能够实现精确地原边反馈控制。
具体地，图3示出了本发明实施例的串联谐振变换器的一种原边反馈控制电路的具体电路图。如图3所示，励磁电流模拟电路1包括励磁电流产生电路11、采样电路12以及检测控制电路。励磁电流产生电路11接收采样电路12得到的励磁电压采样信号VAUX，将其转换为电流IAUX，并通过电流IAUX给第一电容CILM充放电而得到表征励磁电流ILM的第一电压VILM。检测电路接收励磁电压采样信号VAUX，当谐振电流ILr等于励磁电流ILM时，变压器不向副边传递能量，副边电流I2为零。此时变压器由于电路中寄生电容的存在而发生谐振，使得励磁电压VLM发生谐振变化，而不再维持高低电平。而检测控制电路此时便能够检测到励磁电压采样信号VAUX的变化，从而判断出副边电流I2为零的时刻。同时在副边电流I2过零时控制第一电压VILM等于第二电压VILr，从而防止误差累积。
在本实施例中，采样电路12包括辅助绕组TAUX以及并联在辅助绕组TAUX两端的分压电阻R1和R2，其中辅助绕组TAUX与变压器副边绕组紧密耦合，因此通过分压电阻R1和R2采样的励磁电压采样信号VAUX可以表征变压器的励磁电压VLM。当然，也可以通过直接采样原边绕组两端的电压来实现。
优选地，励磁电流产生电路11包括受控电流源，其受励磁电压采样信号VAUX控制，根据预设的控制系数产生相应的电流IAUX。第一电容CAUX并联在受控电流源两端，电流IAUX在励磁电压采样信号VAUX为正时给第一电容CAUX充电，在励磁电压采样信号VAUX为负时给第一电容CAUX放电，从而在第一电容的第一端产生第一电压VILM。其中第一电压VILM具有与励磁电流ILM相同的变化形状，可以表征励磁电流ILM的信息。
在本实施例中，检测控制电路包括检测单元13和信号控制单元14。检测单元13被配置为检测励磁电压采样信号VAUX发生跳变的时刻以判断副边电流I2过零的时刻，从而控制第一电压VILM等于第二电压VILr。优选地，检测单元13可以包括dv/dt检测电路131和单脉冲触发器132。在功率管S1导通时，谐振电感Lr和谐振电容C一起谐振，副边二极管D1导通，向负载提供能量。变压器原边被箝位至NVo，其中N为变压器原副边匝比，因此励磁电流ILM线性上升。此时励磁电压采样信号VAUX的变化率为零，因此检测单元13输出的脉冲信号Vg无效(例如，为低电平)，开关Q关断。
当谐振电流ILr谐振到等于励磁电流ILM时，原边绕组电流I1为零，即变压器不向副边传递能量，副边电流I2为零。此时由于功率管S1仍导通，这时励磁电感LM与谐振电感Lr和谐振电容C一起串联谐振，由于时间较短，且励磁电感LM很大，可以认为谐振电流ILr等于励磁电流ILM。由于励磁电压采样信号VAUX根据预设的控制系数产生相应的电流IAUX，继而产生第一电压VILM以表征励磁电流ILM，而采样的第二电压VILr表征谐振电流ILr，不能确保两者系数恰好合适，使得在副边电流I2过零的时刻第一电压VILM等于第二电压VILr，若其不相等，则每一个谐振周期，反馈生成电路21中误差都会累积，从而无法准确地控制电路。因此，需要检测单元13判断出副边电流过零的时刻，从而在该时刻控制第一电压VILM与第二电压VILr相等，避免误差累积。
在副边电流I2为零时，由于电路中寄生电路的存在，与励磁电感发生高频谐振，此时dv/dt检测电路131检测到励磁电压采样信号VAUX的变化，产生有效的信号(例如，高电平)，经过单脉冲触发器132后输出具有一定宽度的脉冲信号Vg，以控制开关Q闭合，使得第一电压VILM等于第二电压VILr。脉冲信号Vg仅在每个谐振半周产生一次，即在功率管S1和S2切换的期间仅产生一次。在本实施例中，脉冲信号Vg的宽度很窄，此后开关Q断开，由于该期间与整个谐振周期相比很短，因此在该期间第一电压VILM与第二电压VILr相差很小，仍近似相等。
此外，在另一种实现方式中，检测单元13仅包括dv/dt检测电路131。如上所述，在功率管S1关断前，副边电流I2均为零，此阶段励磁电压VLM一直处于高频谐振状态，其变化率不断变化，因此dv/dt检测电路131在该阶段内均输出高电平，使得开关Q保持闭合，从而第一电压VILM在该阶段内维持在第二电压VILr。当开关管S1关断后，变压器原边电压上负下正，副边二极管D2开始导通，向负载传递能量，从而原边电压被箝位至-NVo，励磁电流ILM线性下降。因此，dv/dt检测电路131此时检测到励磁电压采样信号VAUX保持不变，从而输出无效的信号(例如，低电平)，使得开关Q关断。也即，在本实施例中，脉冲信号Vg在励磁电感参与谐振期间基本均有效(例如，为高电平)。尽管高频谐振过程中存在瞬时变化率为零使得脉冲信号Vg置低的瞬间，但由于其时间极短，在此忽略不计。
应理解，控制第一电压VILM在副边电流为零时等于第二电压VILr的方式不限于上述所描述的实施例，其他可以实现相同功能的电路同样在本发明的保护范围内，例如可以不检测变化率，而检测励磁电压大小、频率的变化等从而同样可以判断出副边电流为零的时刻。
反馈控制电路2包括反馈生成电路21、比较电路22以及驱动控制电路23。其中反馈生成电路21接收第一电压VILM和第二电压VILr，将两者差值的绝对值输出，作为串联谐振变换器的反馈信号VFB。本领域技术人员应理解，现有技术中任何可以获得两者差值的绝对值的电路均可以应用在本实施例中，以获得反馈信号VFB，在此不作详细说明。
比较电路22包括比较器cmpr，其第一端(例如，同相输入端)接收表征期望的输出电流的基准信号VREF，第二端(例如，反相输入端)接收反馈信号VFB，输出端将控制信号输出到驱动控制电路23，从而驱动控制电路23输出驱动信号Vgs1和Vgs2以控制串联谐振变换器的开关管S1和S2的开关状态。
应理解，上述反馈控制电路仅为其中一种控制串联谐振变换器的实现方式，现有技术中任何能够根据基准和反馈信号产生控制信号以控制开关管的开关状态的控制电路均可以应用在本实施例中。
图4给出了本发明实施例的串联谐振变换器的工作波形图。图中横坐标为时间t，纵坐标依次为谐振电流ILr和励磁电流ILM、驱动信号Vgs1和Vgs2、励磁电压采样信号VAUX、脉冲信号Vg、第一电压VILM和第二电压VILr以及反馈信号VFB和基准信号VREF。如图4所示，t0-t1期间，功率管S1导通，谐振电流ILr流经功率管S1，即图中第二电压VILr谐振上升。副边二极管D1导通，向负载提供能量。同时，变压器原边电压被箝位至NVo，即图中励磁电压采样信号VAUX保持为正电压，因此励磁电流ILM线性上升，即图中第一电压VILM线性上升。而反馈信号VFB为第一电压VILM和第二电压VILr的差值的绝对值，如图中阴影所示，其值先增大后减小，与反馈信号VFB的波形一致。
在t1时刻，谐振电流ILr谐振到等于励磁电流ILM，代表副边电流I2为零。此时励磁电压采样信号VAUX产生高频谐振，检测单元13检测到其变化率发生了突变，从而产生脉冲信号Vg。在图4中脉冲信号Vg具有很窄的宽度，从而使得信号控制单元14中开关Q闭合一段时间后断开，强制第一电压VLM等于第二电压VILr，以避免误差的累积。在t1-t2期间，尽管励磁电压采样信号VAUX的变化率仍在变，但该脉冲信号Vg仅产生一次。同样，在另一种实现方式中，脉冲信号Vg在t1-t2期间均有效，使得开关Q在该期间始终闭合维持第一电压VILM等于VILr，直至t2时刻关断(图中未示出)。
在t2-t3期间，功率管S1关断，第二电压VILr为正，即此时谐振电流ILr将流过功率管S2的寄生二极管续流，第二电压VILr谐振下降。此后功率管S2零电压开通。副边二极管D2导通，此阶段向负载传递能量。原边电压被箝位至-NVo，即图中励磁电压采样信号VAUX为负电压，第一电压VILM线性下降。反馈信号VFB为第一电压VILM和第二电压VILr的差值的绝对值，其值先增大后减小，与反馈信号VFB的波形一致。在t3时刻，谐振电流ILr谐振到等于励磁电流ILM，副边电流为零。由于寄生电容的存在，变压器发生高频谐振，检测单元13检测到励磁电压采样信号VAUX的变化率发生了突变，即输出脉冲信号Vg，控制开关Q闭合，强制第一电压VILM等于第二电压。图中脉冲信号Vg经很短的时间后无效，使得开关Q断开。但同样，脉冲信号Vg也可以在t3-t4期间均有效，使得开关Q在该期间始终闭合维持第一电压VILM等于VILr，直至t4时刻关断(图中未示出)。
图5给出了本发明实施例的串联谐振变换器的另一种原边反馈控制电路的具体电路图。与图3相比，区别之处仅在于检测控制电路还包括误差调节电路15。图3所示的实施例中，先采样励磁电压VLM，再将励磁电压采样信号VAUX转化为电流信号IAUX，从而在电容CILM上产生第一电压VILM，这之中存在多个变换系数，无法确保第一电压VILM与第二电压VILr的对应关系与实际的励磁电流ILM和谐振电流ILr相一致，仅在副边电流为零的时候强制两者相等，避免误差累积，但误差仍存在。而在本实施例中，误差调节电路15接收第一电压VILM、第二电压VILr以及脉冲信号Vg。当脉冲信号Vg有效时，根据第一电压VILM和第二电压VILr之间的误差对受控电流源的控制系数进行调节，达到闭环控制的效果，从而实现在副边电流为零的时候，两者自动相等。该方案使得控制更加准确。此外，在本实施例中，信号控制单元15在初始阶段起作用，确保副边电流为零时，第一电压VILM等于第二电压VILr，之后也仅起到保障作用。因此，信号控制单元15也可以被省掉。
本领域技术人员应理解，误差调节电路15可以是本领域内任何形式的电路实现，且不限于模拟电路或数字控制方式，只要能够在脉冲信号有效时，根据第一电压和第二电压的误差调节受控电流源的系数的电路均在本发明保护范围内。
图6给出了本发明实施例的原边反馈控制方法的流程图。
步骤一：采样所述变压器的励磁电压以获取表征励磁电流的第一电压。
通过采样与变压器副边紧密耦合的辅助绕组两端的电压或变压器原边电压，以采样励磁电压，从而获取励磁电压采样信号以表征励磁电压。利用励磁电压采样信号控制一受控电流源，从而生成相应的电流给一电容充放电而产生表征励磁电流的第一电压。
步骤二：采样所述串联谐振变换器的谐振电流以获取第二电压。
步骤三：根据第一电压和第二电压控制串联谐振变换器的功率管的开关状态，其中第一电压在变压器的副边电流为零时被设置为等于第二电压。
通过检测励磁电压采样信号的变化并输出检测信号，以判断副边电流为零的时刻，其中检测信号在副边电流为零时为有效电平，以控制第一电压等于第二电压。
在一种实施方式中，检测信号的有效电平在所述串联谐振变换器的功率管切换期间仅产生一次。
在另一种实施方式中，检测信号也可以在副边电流为零的期间内均为有效电平。
此外，控制第一电压在副边电流为零时等于第二电压还可以由以下步骤实现：
接收第一电压、第二电压以及检测信号；以及在检测信号有效时，根据第一和第二电压之间的误差调节受控电流源的控制系数，使得两者误差为零。
步骤三进一步包括：
根据第一电压和第二电压的差值的绝对值产生反馈信号；比较反馈信号与表征输出电流期望值的基准信号，以产生控制信号；以及根据控制信号以产生驱动信号从而控制功率管的开关状态。
本发明通过采样变压器励磁电压模拟出励磁电流信息，并根据原边谐振电流与励磁电流的差值以控制功率管的开关状态，从而使得电路任何频率范围内均可准确计算出串联谐振变换器的输出电流，实现精确的原边电流控制，且无需副边反馈控制所需的复杂电路，控制电路简单，成本低。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种串联谐振变换器的原边反馈控制电路，所述串联谐振变换器包括变压器，其特征在于，所述控制电路包括：
励磁电流模拟电路，被配置为采样所述变压器的励磁电压以获取表征所述变压器的励磁电流的第一电压；
反馈控制电路，被配置为根据所述第一电压和表征所述串联谐振变换器的谐振电流的第二电压，控制所述串联谐振变换器的功率管的开关状态，
其中，所述第一电压在所述变压器的副边电流为零时被设置为等于所述第二电压。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述励磁电流模拟电路包括：
检测控制电路，被配置为检测表征所述励磁电压的励磁电压采样信号的变化，并输出检测信号以判断所述副边电流为零的时刻，其中所述检测信号在所述副边电流过零时为有效电平，控制所述第一电压等于所述第二电压。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述检测信号的有效电平在所述串联谐振变换器的功率管切换期间仅产生一次。
4.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述检测信号在所述副边电流为零的期间内均为有效电平。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述励磁电流模拟电路包括：
励磁电流产生电路，被配置为将表征所述励磁电压的励磁电压采样信号转换为电流信号，并通过所述电流信号给第一电容充放电以产生所述第一电压。
6.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述励磁电流模拟电路还包括：
采样电路，与所述变压器的原边绕组两端相连，以获取所述励磁电压采样信号。
7.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述励磁电流模拟电路还包括：
采样电路，包括与所述变压器的副边绕组耦合的辅助绕组，以在所述辅助绕组两端获取所述励磁电压采样信号。
8.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述励磁电流产生电路包括：
受控电流源，受所述励磁电压采样信号控制，输出表征励磁电流的第一电流；以及
所述第一电容，与所述受控电流源并联，且在所述第一电流的控制下充放电，从而在所述第一电容的第一端产生所述第一电压。
9.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述检测控制电路包括：
检测单元，接收所述励磁电压采样信号，并在所述励磁电压采样信号的变化率保持不变时，输出无效的所述检测信号；在所述励磁电压采样信号的变化率发生变化时，输出有效的所述检测信号。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述检测控制电路还包括：
信号控制单元，输入端接收所述第二电压，输出端与所述第一电容的第一端相连，其中所述信号控制单元受所述检测信号控制，以在所述检测信号有效时输出所述第二电压，从而使得所述第一电容的第一端的所述第一电压等于所述第二电压。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述检测控制电路还包括：
误差调节电路，输入端接收所述第一和第二电压以及所述检测信号，当所述检测信号有效时，根据所述第一和第二电压之间的误差调节所述受控电流源的控制系数，使得所述误差为零。
12.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述反馈控制电路包括：
反馈生成电路，根据所述第一电压和所述第二电压差值的绝对值产生反馈信号；
比较电路，比较所述反馈信号和基准信号，并输出控制信号，其中所述基准信号表征所述串联谐振变换器期望的输出电流；以及
驱动控制电路，根据所述控制信号控制所述功率管的开关状态。
13.一种串联谐振变换器，其特征在于，包括：
变压器；
谐振电感和谐振电容，与所述变换器的原边电路串联；以及
权利要求1-12任一项所述的原边反馈控制电路。
14.一种串联谐振变换器的原边反馈控制方法，所述串联谐振变换器包括变压器，其特征在于，包括：
采样所述变压器的励磁电压以获取表征所述变压器的励磁电流的第一电压；
采样所述串联谐振变换器的谐振电流以获取第二电压；以及
根据所述第一电压和所述第二电压控制所述串联谐振变换器的功率管的开关状态，
其中所述第一电压在所述变压器的副边电流为零时被设置为等于所述第二电压。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，所述第一电压在所述变压器的副边电流为零时被设置为等于所述第二电压包括：
检测表征所述励磁电压的励磁电压采样信号的变化并输出检测信号，以判断所述副边电流为零的时刻，其中所述检测信号在所述副边电流为零时为有效电平，以控制所述第一电压等于所述第二电压。
16.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述检测信号的有效电平在所述串联谐振变换器的功率管切换期间仅产生一次。
17.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述检测信号在所述副边电流为零的期间内均为有效电平。
18.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，还包括：
接收所述第一电压、所述第二电压以及所述检测信号；以及
在所述检测信号有效时，根据所述第一电压和所述第二电压之间的误差调节受控电流源的控制系数，使得所述误差为零，其中所述受控电流源受所述励磁电压采样信号控制而产生电流以生成所述第一电压。
19.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，根据所述第一电压和所述第二电压控制所述串联谐振变换器的功率管的开关状态包括：
根据所述第一电压和所述第二电压的差值的绝对值产生反馈信号；
比较所述反馈信号与表征输出电流期望值的基准信号，以产生控制信号；以及
根据所述控制信号以产生驱动信号从而控制所述功率管的开关状态。
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