CN109792242A - 开关元件驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供开关元件驱动电路。在停滞了对于放大开关控制信号并传递到开关元件的驱动电路的功率供给的情况下，也适当地将开关元件控制成断开状态。具备：将推挽缓冲电路(21)的输入部(IN)和输出部(OUT)连接的补偿电阻(R2)；以及将输入部(IN)和驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)侧连接的输入侧下拉电阻(R3)，补偿电阻(R2)的电阻值与输入侧下拉电阻(R3)的电阻值之和被设定为比驱动对象的开关元件(3)的控制端子(G)与开关元件(3)的发射极端子或者源极端子(S)之间的电阻(R1)的电阻值小、比下级侧电流限制电阻(R21L)的电阻值大的值，该下级侧电流限制电阻(R21L)连接在与负极(VG)相比负的第2电位(‑V2)与下级侧缓冲元件(21L)之间。

Description

开关元件驱动电路
技术领域
本发明涉及放大开关控制信号而驱动开关元件的开关元件驱动电路。
背景技术
有时为了对在直流与交流之间变换功率的变频器的开关元件进行驱动，而具备对控制电路所生成的开关控制信号的功率进行放大的驱动器电路。作为这样的驱动器电路，有时使用日本特开2004-242475号公报中记载的推挽电路(参照图1的附图标记10a、[0030]等)。然而，在变频器对输出较大的电机设备进行驱动的情况下，有时直流侧的电压为200～400[V]左右的高压。这样的高压的直流功率被从所谓的高压直流电源供给。另一方面，对于生成开关控制信号的控制电路而言，通常情况下动作电压为5V以下，多数情况下从远低于高压直流电源的低电压的低压直流电源供给功率。从驱动器电路输出的放大后的信号的振幅在多数情况下，大约为10～20V左右，驱动器电路的动作电压在多数情况下是由低压直流电源生成的。
这里，若产生无法从低压直流电源、或从由低压直流电源生成驱动器电路的动作电压的电源电路输出适当的电压这样的现象，则有时无法稳定地控制开关元件。在对变频器施加高电压的情况下，变频器的控制变得不稳定是不优选的。因此，期望至少将变频器的开关元件固定在断开状态。但是，若驱动器电路的动作电压不充分，则即使能够使开关元件处于断开状态，也有时由于噪声等而使开关元件处于接通状态。在该状态下，若将来自直流电源的功率或来自驱动对象的设备的感应电动势向变频器供给，则非常大的电流会在开关元件中流动，并不优选。
专利文献1：日本特开2004-242475号公报
发明内容
鉴于上述背景，期望提供如下的技术：即使在停滞了对于放大开关控制信号并传递到开关元件的驱动电路的功率供给的情况下，也能够适当地将开关元件控制成断开状态。
鉴于上述的开关元件驱动电路作为一个方式，是对驱动对象的开关元件进行驱动，具备对开关控制信号的功率进行放大并传递到所述驱动对象的开关元件的控制端子的推挽缓冲电路，其中，
在所述推挽缓冲电路中，极性不同的开关元件作为缓冲元件，串联连接在第1电位与比所述第1电位低电位的第2电位之间，将所述第1电位侧的上级侧缓冲元件与所述第2电位侧的下级侧缓冲元件的控制端子彼此的连接点设为输入部、将所述上级侧缓冲元件与所述下级侧缓冲元件的输入输出端子彼此的连接点设为输出部，在所述第1电位与所述上级侧缓冲元件之间具有上级侧电流限制电阻，在所述第2电位与所述下级侧缓冲元件之间具有下级侧电流限制电阻，向所述输入部输入所述开关控制信号，所述输出部与所述驱动对象的开关元件的控制端子连接，
并且，所述推挽缓冲电路具备：
补偿电阻，该补偿电阻将所述输入部和所述输出部连接；以及
输入侧下拉电阻，该输入侧下拉电阻将所述输入部和所述驱动对象的开关元件的负极侧连接，
所述补偿电阻的电阻值与所述输入侧下拉电阻的电阻值之和被设定为比所述驱动对象的开关元件的控制端子与该开关元件的发射极端子或者源极端子之间的电阻值小、比所述下级侧电流限制电阻的电阻值大的值。
若对驱动对象的开关元件的输入输出端子间(漏极-源极间、集电极-发射极间)施加电压，则有时由于控制端子(栅极端子、基极端子)的浮游电容而使控制端子的驱动电压(栅极-源极间电压、栅极-发射极间电压、基极-发射极间电压)急剧地上升。本结构中的开关元件驱动电路在控制端子与负极之间具备补偿电阻与输入侧下拉电阻的串联电路。补偿电阻的电阻值与输入侧下拉电阻的电阻值之和比控制端子与该开关元件的发射极端子或者源极端子之间的电阻值小。因此，寄生电容的电荷穿过补偿电阻以及输入侧下拉电阻而向驱动对象的开关元件的负极放电。此时，由于在补偿电阻中流动的电流而在补偿电阻的两端产生电位差，推挽缓冲电路的下级侧缓冲元件转变成接通状态。下级侧电流限制电阻的电阻值比补偿电阻的电阻值与输入侧下拉电阻的电阻值之和小。因此，若下级侧缓冲元件转变成接通状态，则浮游电容的电荷、流过驱动对象的开关元件的漏电流在下级侧缓冲元件以及下级侧电流限制电阻中流动。由此，抑制在驱动对象的开关元件的控制端子产生使该开关元件转变成接通状态的电压。这样，根据本结构，在停滞了对于放大开关控制信号并传递到开关元件的驱动电路的功率供给的情况下，也能够适当地将开关元件控制成断开状态。
根据参照附图进行说明的实施方式的以下记载，开关元件驱动电路的进一步的特征和优点变得明确。
附图说明
图1是示出旋转电机控制装置的系统结构的一例的电路框图。
图2是示出驱动电路的结构例的示意性电路图。
图3是示出驱动对象的开关元件的举动的一例的时序图。
图4是示出上级侧驱动电压生成电路的结构例的示意性电路框图。
图5是示出下级侧驱动电压生成电路的结构例的示意性电路框图。
图6是示出多相驱动装置的结构例的框图。
图7是示出驱动电压生成电路的结构例的示意性电路框图。
图8是示出驱动电路之比较例的结构的示意性电路图。
图9是示出由比较例的驱动电路进行驱动的开关元件的举动的一例的时序图。
图10是示出由比较例的驱动电路进行驱动的开关元件的举动的一例的时序图
具体实施方式
以下，将应用于对旋转电机进行驱动控制的旋转电机控制装置的方式作为例子，基于附图对开关元件驱动电路的实施方式进行说明。图1的电路框图示意性地示出旋转电机控制装置1的系统结构。如图1所示，旋转电机控制装置1具备在直流功率与多相交流功率之间变换功率的变频器10。在本实施方式中，例示出如下的变频器10，该变频器10与交流的旋转电机80以及高压电池11(高压直流电源)连接，而在多相交流与直流之间变换功率。变频器10经由接触器9而与高压电池11连接，并且与交流的旋转电机80连接而在直流与多相交流(这里为3相交流)之间变换功率。变频器10具备多根(这里为3根)由上级侧开关元件3H与下级侧开关元件3L的串联电路构成的交流1相的臂3A。各个开关元件3(上级侧开关元件3H、下级侧开关元件3L)相当于开关元件驱动电路(驱动电路2(DRV))对驱动对象的开关元件。
另外，在本实施方式中，作为交流的电气设备，例示出交流的旋转电机80，但也可以是压缩机或泵等旋转电机以外的电气设备。另外，在本实施方式中，例示出如下的变频器10，该变频器10具有多根臂3A，在多相交流功率与直流功率之间变换功率，但变频器10也可以只具有1根臂3A而在单相的交流功率与直流功率之间变换功率。
旋转电机80能够作为例如混合动力汽车或电气汽车等车辆的驱动力源。另外，旋转电机80既能够作为电动机发挥功能，又能够作为发电机发挥功能。旋转电机80将经由变频器10从高压电池11供给的电力变换成对车辆的车轮进行驱动的动力(动力运行)。或者，旋转电机80将从未图示的内燃机或车轮传递的旋转驱动力变换成电力，经由变频器10对高压电池11进行充电(再生)。高压电池11例如由镍氢电池或锂离子电池等次级电池(电池)、电气二重层电容器等构成。在旋转电机80为车辆的驱动力源的情况下，高压电池11为大电压大容量的直流电源，额定的电源电压为例如200～400[V]。
以下，将变频器10的直流侧的正极电源线P与负极电源线N之间的电压称为直流环电压Vdc。在变频器10的直流侧具备使直流环电压Vdc平滑化的平滑电容器(直流环电容器4)。直流环电容器4使与旋转电机80的消耗功率的变动对应地变动的直流电压(直流环电压Vdc)稳定化。
如图1所示，在高压电池11与变频器10之间具备接触器9。具体而言，接触器9配置在直流环电容器4与高压电池11之间。接触器9能够切断旋转电机控制装置1的电气电路系统(直流环电容器4、变频器10)与高压电池11的电连接。即，变频器10与旋转电机80连接，并且在与高压电池11之间经由接触器9而连接。接触器9在连接状态(闭状态)下将高压电池11与变频器10(以及旋转电机80)电连接，接触器9在开放状态(开状态)下将高压电池11与变频器10(以及旋转电机80)的电连接切断。
在本实施方式中，该接触器9是基于来自作为车辆内的上位的控制装置之一亦即车辆ECU(VHL-ECU：Vehicle Electronic Control Unit，车辆电子控制单元)90的指令而进行开闭的机械式继电器，例如称为系统主继电器(SMR：System Main Relay)。接触器9在车辆的点火键(IG键)处于接通状态(有效状态)时继电器的接点闭合而成为导通状态(连接状态)，在IG键处于断开状态(非有效状态)时继电器的接点断开而成为非导通状态(开放状态)。
如上所述，变频器10将具有直流环电压Vdc的直流功率变换成多相(将n设为自然数，为n相，这里为3相)的交流功率而向旋转电机80供给，并且将旋转电机80所发出的交流功率变换成直流功率而向直流电源供给。变频器10构成为具有多个开关元件3。优选将IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极性晶体管)、功率MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC-MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET：碳化硅-金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC-SIT(SiC-Static Induction Transistor：碳化硅-静电感应晶体管)、GaN-MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET：氮化镓-金属氧化物半导体场效应晶体管)等能够进行高频的动作的功率半导体元件用于开关元件3。如图1和图2所示，在本实施方式中，作为开关元件3，使用MOSFET(优选为SiC-MOSFET)。
如图2所示，在本实施方式中，开关元件3构成为具有n沟道型的MOSFET3F、后述的续流二极管3D。在本实施方式中，MOSFET3F的栅极端子G与源极端子S之间连接有栅极偏置电阻R1(控制端子偏置电阻)。栅极偏置电阻R1即使不存在也没有问题，在该情况下，开关元件3(MOSFET3F)的控制端子(栅极端子G)与该开关元件3(MOSFET3F)的源极端子S之间的电阻值无限大(开路)。当然，在具有栅极偏置电阻R1的情况下，开关元件3(MOSFET3F)的控制端子(栅极端子G)与该开关元件3(MOSFET3F)的源极端子S之间的电阻值与栅极偏置电阻R1的电阻值等效。虽然图示省略，在驱动对象的开关元件3为IGBT、且具有栅极偏置电阻R1的情况下，IGBT的控制端子(栅极端子)与该开关元件3(IGBT)的发射极端子之间的电阻值与栅极偏置电阻R1的电阻值等效。当然，在驱动对象的开关元件3为IGBT、且不具有栅极偏置电阻R1的情况下，IGBT的控制端子(栅极端子)与该开关元件3(IGBT)的发射极端子之间的电阻值无限大(开路)。
变频器10像公知那样，由具有与多相分别对应的数量的臂3A的桥电路构成。在本实施方式中，构成与旋转电机80的U相、V相、W相对应的定子线圈8分别与一组串联电路(臂3A)对应的桥电路。臂3A的中间点、即正极电源线P侧的开关元件3(上级侧开关元件3H)与负极电源线N侧的开关元件3(下级侧开关元件3L)的连接点与旋转电机80的3相的定子线圈8分别连接。另外，在各开关元件3中，将从负极(N)朝向正极(P)的方向(从下级侧朝向上级侧的方向)作为顺向而并联地具备续流二极管3D(参照图2)。
如图1所示，变频器10由变频器控制装置(CNTL)20控制。变频器控制装置20将微型计算机等逻辑处理器构建为核心部件。例如，变频器控制装置20基于从车辆ECU90等其他的控制装置等作为要求信号被提供的旋转电机80的目标转矩，来进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，从而经由变频器10来控制旋转电机80。在旋转电机80的各相的定子线圈8中流动的实际电流由电流传感器12进行检测，变频器控制装置20取得其检测结果。另外，旋转电机80的转子的各时刻的磁极位置由例如旋转变压器等旋转传感器13进行检测，变频器控制装置20取得其检测结果。变频器控制装置20使用电流传感器12和旋转传感器13的检测结果来执行电流反馈控制。变频器控制装置20为了进行电流反馈控制而构成为具有各种功能部，各功能部通过微型计算机等硬件与软件(程序)的配合来实现。由于电流反馈控制是公知的，因此这里省略详细的说明。
然而，构成变频器10的各个开关元件3的控制端子(例如MOSFET的栅极端子G)经由驱动电路2(开关元件驱动电路)而与变频器控制装置20连接，分别独立地进行开关控制。车辆ECU90和生成开关控制信号SW(SWorg)的变频器控制装置20将微型计算机等作为核心而构成为低压系统电路LV。低压系统电路LV与用于对变频器10等的旋转电机80进行驱动的高压系统电路HV在动作电压(电路的电源电压)上大幅不同。在多数情况下，车辆除了搭载有高压电池11之外，还搭载有与高压电池11相比作为低电压(+B：例如12～24[V])的电源的低压电池15(低压直流电源)。车辆ECU90和变频器控制装置20的动作电压为例如5[V]和3.3[V]，被从基于低压电池15的功率而生成这些电压的电压调节器等电源电路(未图示)供给功率而进行动作。
因此，旋转电机控制装置1具备如下的驱动电路2，该驱动电路2将开关控制信号SW(在MOSFET的情况下为栅极驱动信号)对于各开关元件3的驱动能力(例如电压振幅、输出电流等使后级的电路进行动作的能力)分别提高而进行中继(即，将开关控制信号SW放大)。通过低压系统电路LV的变频器控制装置20而生成的开关控制信号SW经由驱动电路2而作为高压系统电路HV的驱动信号DS供给到变频器10。与各个开关元件3对应地具备驱动电路2。在本实施方式中，变频器10具备作为驱动对象的6个开关元件3，还具备6个驱动电路2(例如参照图7)。像后述那样，在本实施方式中，驱动电路2构成为具备推挽缓冲电路21，该推挽缓冲电路21将开关控制信号SW的功率放大并传递到驱动对象的开关元件3的控制端子(栅极端子G)(参照图2)。
然而，低压系统电路LV与高压系统电路HV在多数情况下是相互绝缘的。在本实施方式中，也如图1所示，通过光电耦合器6和变压器T等绝缘元件而将低压系统电路LV与高压系统电路HV绝缘。变频器控制装置20所生成的开关控制信号SW(源信号)严格来说为“SWorg”，但在驱动电路2中观察的情况下，光电耦合器6的输出侧的信号也相当于源信号。因此，只要不需要特别地区别，在光电耦合器6前后不区别信号，将光电耦合器6的输出侧的信号(SW)作为开关控制信号SW(源信号)进行说明。
然而，为了得到开关元件3的控制所需的输出，对于驱动电路2来说，负电源是必须的。例如在开关元件3为IGBT的情况下，需要这样的负电源的情况较少，但在开关元件3为SiC-MOSFET的情况下，经常需要这样的负电源。
对于开关元件3来说，以开关元件3的负极侧的端子的电位(称为假想接地VG)为基准，在驱动信号DS的信号电平为例如15～20[V]时将该开关元件3控制为接通状态，在信号电平为0[V]时将该开关元件3控制为断开状态。开关元件3在完全的接通状态(饱和区域的动作)与断开状态之间的非饱和区域中也进行动作。若驱动信号DS的信号电平超过比15[V]低的阈值电压Vth(参照图3等)，则开关元件3开始进行从断开状态到非饱和区域中的动作。近年来，作为实用化得以推进的元件之一的SiC-MOSFET与IGBT相比，该阈值电压Vth较低。例如，IGBT的阈值电压为5～7[V]左右，SiC-MOSFET的阈值电压为1～3[V]左右。
因此，在开关元件3为SiC-MOSFET的情况下，在以开关元件3的负极侧的端子的电位(假想接地VG)为基准的驱动信号DS的信号电平为例如15～20[V]时，该开关元件3稳定地被控制为接通状态，但在信号电平为0[V]时，有时由于噪声等影响而无法将该开关元件3稳定地控制为断开状态。为了将开关元件3适当地控制为断开状态，优选使驱动信号DS的信号电平为比开关元件3的负极侧的端子的电位(假想接地VG)低的电位。例如，通过以开关元件3的负极侧的端子的电位(假想接地VG)为基准而给予“-5[V]”左右的信号电平的驱动信号DS，能够确保与IGBT相同的噪声差值(1～3[V]+5[V]＝6～8[V])。
SiC-MOSFET与IGBT相比，开关速度较快，开关损失也较小。另外，由于SiC-MOSFET还能够实现小型化，因此SiC-MOSFET取代IGBT而用作变频器10的开关元件3的例子也增加。因此，优选在作为开关元件3应用了SiC-MOSFET的情况下驱动电路2也能够适当地对开关元件3进行驱动控制。
在本实施方式中，作为构成变频器10的开关元件3，例示了该SiC-MOSFET。因此，驱动电路2构成为向假想接地VG输出信号电平为负的驱动信号DS，驱动电路2需要相对于假想接地VG的负电源(后述的第2驱动电压生成电路5L，参照图5)。这里，将开关元件3控制为接通状态的电位(相当于上述的约15～20[V]左右的电位)称为第1电位“+V1”。第1电位“+V1”是相对于开关元件3的负极侧的端子的电位(假想接地VG)为正的电位。另外，将开关元件3控制为断开状态的电位称为第2电位“-V2”。第2电位“-V2”是相对于开关元件3的负极侧的端子的电位(假想接地VG)为负的电位。驱动电压生成电路5从额定电压比高压电池11(第1直流电源)低的低压电池15(第2直流电源)生成第1电位“+V1”和第2电位“-V2”。
驱动电压生成电路5像图4和图5所示那样具有：功率变换电路52(52H、52L)，该功率变换电路52(52H、52L)使用了具备初级侧线圈L1(L11、L21)和次级侧线圈L2(L12、L22)的变压器T(T1、T2)、以及控制电路(PCNTL)51。图4例示出生成第1电位“+V1”的第1驱动电压生成电路5H，图5例示出生成第2电位“-V2”的第2驱动电压生成电路5L。第1驱动电压生成电路5H的结构与第2驱动电压生成电路5L的结构除了线圈的极性和匝数、次级侧二极管D2的极性之外是相同的。因此，只要不需要特别地区别，作为驱动电压生成电路5使用共用的附图标记来进行说明。关于控制电路51，例示出通过共用的控制电路51来控制多个功率变换电路52(52H、52L)的方式。
功率变换电路52具备：初级侧电路，该初级侧电路具备初级侧线圈L1(L11、L21)、初级侧电阻R10(R11、R21)、初级侧二极管D1(D11、D21)、初级侧电容器C1(C11、C21)、以及电源控制用开关元件S1(S1H，S1L)；以及次级侧电路，该次级侧电路具备次级侧线圈L2(L12、L22)、次级侧二极管D2(D12、D22)、以及次级侧电容器C2(C12、C22)。控制电路51对初级侧电路的电源控制用开关元件S1(S1H、S1L)进行开关而控制对初级侧线圈L1(L11、L21)的通电。利用了这样的变压器的电源电路是公知的，因此功率变换动作等的详细说明省略。另外，初级侧线圈L1(L11、L21)与低压系统电路LV连接，次级侧线圈L2(L12、L22)与高压系统电路HV连接。
驱动电压生成电路5对于将驱动信号DS传递到各个开关元件3的驱动电路2，独立地供给驱动电压。在本实施方式中，变频器10具备6个开关元件3，与其对应地设置有6个驱动电路2(参照图7)。驱动电压生成电路5基本上与各个驱动电路2对应地设置。驱动电压生成电路5的次级侧电路的接地(假想接地VG)为各个开关元件3的负极“N”侧的端子(源极端子S)的电位。如图7所示，与上级侧开关元件3H对应的假想接地VG在U、V、W相中分别为不同电位(VGUH、VGVH、VGWH)。其中，关于下级侧开关元件3L，开关元件3的负极侧的端子的电位(VGUL、VGVL、VGWL)全部为变频器10的负极“N”，假想接地VG是共用的。因此，第2驱动电压生成电路5L也可以被设置为在下级侧的全相中共用(图7中例示出该方式)。在该情况下，如图7所示，通过3个第1驱动电压生成电路5H与1个第2驱动电压生成电路5L而设置有合计4个驱动电压生成电路5。
然而，像图6中例示的那样，驱动电压生成电路5也可以是使第1驱动电压生成电路5H与第2驱动电压生成电路5L组合而构成的。图6例示出推挽型的变压器型功率变换电路。该驱动电压生成电路5(5HL)像图6所示那样具有：使用了具备初级侧线圈L1(L11、L21)和次级侧线圈L2(L12、L22)的变压器T(T3)的功率变换电路(56)、以及控制电路(55)。另外，关于功能性共用的结构，使用与图4和图5共用的附图标记来进行例示。由于这样的电源电路也是公知的，因此省略关于电路结构和功率变换动作等的详细说明。另外，在该情况下，驱动电压生成电路5(5HL)与6个开关元件3和6个驱动电路2对应地设置有6个。
这样，驱动电压生成电路5(第2驱动电压生成电路5L)不论是图5和图6中的哪种方式，都是具有初级侧线圈L1和次级侧线圈L2的变压器电路。负电源(第2驱动电压生成电路5L)的输出侧电路具备：次级侧线圈L2；以从输出端V2out朝向次级侧线圈L2的第1端n1的方向为顺向而被连接的整流用二极管(次级侧二极管(D22))；以及在与第1端n1不同的次级侧线圈L2的第2端n2与输出端V2out之间连接的电容器(次级侧电容器(C22))。该第2端n2连接在驱动对象的开关元件3的负极(假想接地VG)侧。另外，在本实施方式中，不论驱动电压生成电路5是图5和图6中的哪种方式，都是第2电位“-V2”与比驱动对象的开关元件3的负极(假想接地VG)侧低电位的负电源(第2驱动电压生成电路5L)的输出端V2out连接。
如图7所示，开关控制信号传送用的光电耦合器6也相对于各个开关元件3独立地设置，在本实施方式中设置有6个。光电耦合器具备相互绝缘的发光二极管和光电晶体管(或者光电二极管)，通过光信号来传送信号。开关控制信号传送用的光电耦合器6的信号输入侧的发光二极管与低压系统电路LV连接，信号输出侧的光电晶体管(或者光电二极管)与高压系统电路HV连接。对信号输出侧的光电晶体管(或者光电二极管)供给例如从驱动电压生成电路5和高压电池11经由未图示的调节器电路而生成的功率。
驱动电路2与从控制变频器10的变频器控制装置20输出的开关控制信号SW的逻辑电平对应地，生成第1电位“+V1”的驱动信号DS或者第2电位“-V2”的驱动信号DS，并传递到开关元件3的控制端子。这里，从变频器控制装置20输出的开关控制信号SW是像上述那样经由开关控制信号传送用的光电耦合器6而传递来的信号。
如图2所示，驱动电路2构成为具有推挽缓冲电路21(发射极跟随器电路)，该推挽缓冲电路21(发射极跟随器电路)具有互补性地进行开关的2个开关元件(这里为晶体管(21H、21L))。具体而言，驱动电路2构成为具有NPN型的上级侧晶体管21H(上级侧缓冲元件)、PNP型的下级侧晶体管21L(下级侧缓冲元件)、补偿电阻R2、输入侧下拉电阻R3、上级侧电流限制电阻R21H、以及下级侧电流限制电阻R21L。上级侧晶体管21H的集电极端子经由上级侧电流限制电阻R21H而与第1电位“+V1”连接，下级侧晶体管21L的集电极端子经由下级侧电流限制电阻R21L而与第2电位“-V2”连接。上级侧晶体管21H的基极端子与下级侧晶体管21L的基极端子连接，都被输入开关控制信号SW(开关控制信号的源信号、放大前的开关控制信号)。
推挽缓冲电路21像上述那样构成为，极性不同的开关元件作为缓冲元件(21H、21L)，在第1电位“+V1”与比第1电位“+V1”低电位的第2电位“-V2”之间串联连接。推挽缓冲电路21将第1电位“+V1”侧的上级侧缓冲元件(上级侧晶体管21H)与第2电位“-V2”侧的下级侧缓冲元件(下级侧晶体管21L)的控制端子(基极端子B)彼此的连接点设为输入部IN、将上级侧缓冲元件(上级侧晶体管21H)与下级侧缓冲元件(下级侧晶体管21L)的输入输出端子(发射极端子E)彼此的连接点设为输出部OUT。另外，推挽缓冲电路21在第1电位“+V1”与上级侧缓冲元件(上级侧晶体管21H)之间具有上级侧电流限制电阻R21H，在第2电位“-V2”与下级侧缓冲元件(下级侧晶体管21L)之间具有下级侧电流限制电阻R21L。向输入部IN输入开关控制信号SW(开关控制信号的源信号)，输出部OUT与驱动对象的开关元件3的控制端子(栅极端子G)连接。
另外，上级侧晶体管21H的接通电阻的值与上级侧电流限制电阻R21H之和相当于输出部OUT与第1电位“+V1”之间的电阻值。假设在没有设置上级侧电流限制电阻R21H的情况下，上级侧晶体管21H的接通电阻的值为输出部OUT与第1电位“+V1”之间的电阻值。另外，在设置有上级侧电流限制电阻R21H且与上级侧电流限制电阻R21H相比上级侧晶体管21H的接通电阻的值充分小的情况下，输出部OUT与第1电位“+V1”之间的电阻值与上级侧电流限制电阻R21H的电阻值几乎等效。
同样，下级侧晶体管21L的接通电阻的值与下级侧电流限制电阻R21L之和相当于输出部OUT与第2电位“-V2”之间的电阻值。假设在没有设置下级侧电流限制电阻R21L的情况下，下级侧晶体管21L的接通电阻的值为输出部OUT与第2电位“-V2”之间的电阻值。另外，在设置有下级侧电流限制电阻R21L且与下级侧电流限制电阻R21L相比下级侧晶体管21L的接通电阻的值充分小的情况下，输出部OUT与第2电位“-V2”之间的电阻值与下级侧电流限制电阻R21L的电阻值几乎等效。
NPN型的上级侧晶体管21H和PNP型的下级侧晶体管21L与开关控制信号SW的逻辑电平对应地，互补地处于接通状态。驱动电路2在开关控制信号SW的逻辑电平为高状态时，输出第1电位“+V1”的驱动信号DS，向驱动对象的开关元件3的栅极端子G(控制端子)流出电流(排出动作)。另外，驱动电路2在开关控制信号SW的逻辑电平为低状态时，输出第2电位“-V2”的驱动信号DS，从驱动对象的开关元件3的栅极端子G(控制端子)吸入电流(吸收动作)。
上级侧电流限制电阻R21H以及下级侧电流限制电阻R21L是在排出动作以及吸收动作中以使在缓冲元件(上级侧晶体管21H、下级侧晶体管21L)中流动的电流收敛在额定内的方式限制电流的电阻。由于需要流过在额定的范围内适当地驱动开关元件3所需的充分的电流，因此上级侧电流限制电阻R21H以及下级侧电流限制电阻R21L的电阻值通常为几Ω(10[Ω]以下左右)。另一方面，为了减少通常动作时的损失，输入侧下拉电阻R3具有与上级侧电流限制电阻R21H以及下级侧电流限制电阻R21L相比较大的电阻值。作为一个方式，输入侧下拉电阻R3的电阻值被设定为上级侧电流限制电阻R21H以及下级侧电流限制电阻R21L的电阻值的100倍以上。另外，优选上级侧电流限制电阻R21H以及下级侧电流限制电阻R21L的电阻值为相同的值，但不阻止不同的情况。另外，在两电阻值不同的情况下，也优选输入侧下拉电阻R3的电阻值至少被设定为下级侧电流限制电阻R21L的电阻值的100倍以上。
补偿电阻R2补偿由于上级侧晶体管21H以及下级侧晶体管21L的基极-集电极间的二极管而引起的电压下降(0.6～0.7[V])。因此，补偿电阻R2被设定有为了通过开关控制信号SW所给予的电流将上级侧晶体管21H以及下级侧晶体管21L转变成接通状态所需的充分的电阻值。优选为，补偿电阻R2的电阻值被设定为与输入侧下拉电阻R3同等、或者比输入侧下拉电阻R3稍小的值。
也可以像上述那样，驱动对象的开关元件3的栅极偏置电阻R1没有被连接，因此，栅极偏置电阻R1的电阻值大概为100[kΩ]以上的较大的值。栅极偏置电阻R1、补偿电阻R2、输入侧下拉电阻R3、下级侧电流限制电阻R21L的电阻值的关系大概如下。
R1＞R2+R3＞R21L
如上所述，驱动电压生成电路5从低压电池15生成第1电位“+V1”和第2电位“-V2”。因此，在切断了来自低压电池15的电力的供给的情况下等，无法生成第1电位“+V1”和第2电位“-V2”。在像上述那样，开关元件3为SiC-MOSFET的情况下，如果驱动信号DS的电位不是第2电位“-V2”，则有时无法稳定地将开关元件3控制成断开状态。例如在驱动信号DS的电位与开关元件3的负极侧的电位(假想接地VG)之差为0[V]左右的情况下，有时由于噪声等而使开关元件3处于接通状态从而在源极-漏极间流过电流。在维持着高压电池11与变频器10的连接的情况(接触器9闭合的情况)下、以及即使切断该连接(接触器9开路)在直流环电容器4中也积蓄较多的电荷的情况下，若臂3A的双方的开关元件3处于接通状态，则有时由于短路而使较大的电流在臂3A中流动。另外，还有时旋转电机80旋转，从而由于感应电动势而使较大的电流在臂3A中流动。
因此，即使在切断了来自低压电池15的电力的供给的情况下等、驱动电压生成电路5无法生成第2电位“-V2”，也期望驱动电路2使开关元件3适当地处于断开状态。
图3的时序图示出驱动对象的开关元件3的举动的一例。参照图9、图10而与后述的比较例相比，在时刻t1，开关元件3的漏极-源极间电压VDS急剧上升，与其响应地栅极-源极间电压VGS上升，由于超过阈值电压Vth而引起的漏极-源极间电流IDS的产生几乎被消除。详细情况后述说明。
图8示出驱动电路2的比较例(比较电路2B)。另外，为了使比较变得容易，使用与图2相同的附图标记来例示与驱动电路2相同的结构。比较电路2B与驱动电路2相比，在不具有补偿电阻R2和输入侧下拉电阻R3的方面不同。
图9和图10的时序图示出通过比较电路2B对驱动对象的开关元件3进行驱动的情况下的开关元件3的举动的一例。若在时刻t1，开关元件3的漏极-源极间电压VDS急剧地上升，则由于栅极端子G的寄生电容(栅极-漏极间以及栅极-源极间的寄生电容)，栅极-源极间电压VGS也急剧地上升。若栅极-源极间电压VGS超过阈值电压Vth，则开关元件3转变到接通状态，漏极-源极间电流IDS流过。寄生电容的电荷(特别是栅极-漏极间的寄生电容的电荷)经由栅极偏置电阻R1而向负极侧(源极端子S侧)放电，栅极-源极间电压VGS逐渐降低。伴随着栅极-源极间电压VGS的降低，漏极-源极间电流IDS也减少，若栅极-源极间电压VGS低于阈值电压Vth，则漏极-源极间电流IDS几乎为零(时刻t3)。但是，由于施加漏极-源极间电压VDS，因此开关元件3中产生的漏电流在栅极偏置电阻R1中流动，产生栅极-源极间电压VGS。若漏电流增加，则栅极偏置电阻R1的两端电压、即栅极-源极间电压VGS上升，有时超过阈值电压Vth(时刻t5)。
如上所述，栅极偏置电阻R1的电阻值为大概100[kΩ]以上的较大的值。因此，即使在栅极偏置电阻R1中流动的电流较少，也存在栅极偏置电阻R1的两端电压变高的趋势。如上所述，作为抑制由于漏电流引起的、在时刻t3以下栅极-源极间电压VGS上升的方法，考虑有减小栅极偏置电阻R1的电阻值的情况。图10的时序图示出该情况下的开关元件3的举动的一例。通过图9与图10的比较可知，由于漏电流而引起的栅极-源极间电压VGS的上升被抑制。其中，在时刻t1所产生的现象、即由于寄生电容引起的栅极-源极间电压VGS的上升以及漏极-源极间电流IDS的产生没有被抑制。因此，作为对策并不充分。另外，若减小栅极偏置电阻R1的电阻值则在通常动作时在栅极偏置电阻R1中流动的电流增加，能量损耗增加。
这里，参照图2和图3，对应用了本实施方式的驱动电路2的情况下的开关元件3的举动进行说明。若在时刻t1，开关元件3的漏极-源极间电压VDS急剧地上升，则由于栅极端子G的寄生电容(栅极-漏极间以及栅极-源极间的寄生电容)，栅极-源极间电压VGS也急剧地上升。其中，如上所述，从栅极端子G朝向开关元件3的假想接地VG而串联连接的补偿电阻R2与输入侧下拉电阻R3的电阻值之和比栅极偏置电阻R1的电阻值小。补偿电阻R2与输入侧下拉电阻R3的电阻值之和优选为10[kΩ]左右，栅极偏置电阻R1的电阻值为100[kΩ]左右。因此，寄生电容的电荷(特别是栅极-漏极间的寄生电容的电荷)穿过补偿电阻R2以及输入侧下拉电阻R3而向假想接地VG放电。
由于在补偿电阻R2中流动的电流而在补偿电阻R2的两端产生电位差。由此，对推挽缓冲电路21的上级侧晶体管21H以及下级侧晶体管21L的基极-发射极间施加负的电压，PNP型的下级侧晶体管21L转变到接通状态。下级侧电流限制电阻R21L的电阻值为几Ω左右，与补偿电阻R2与输入侧下拉电阻R3的电阻值的和(10[kΩ]左右)、栅极偏置电阻R1的电阻值(100[kΩ]左右)相比非常小。因此，伴随着寄生电容的电流、伴随着漏电流的电流都在下级侧晶体管21L中流动(像后述那样，向假想接地VG流动。)。因此，时刻t1时的栅极-源极间电压VGS的上升也被瞬时消除，开关元件3转变到接通状态而使漏极-源极间电流IDS流动的情况也被抑制。
然而，驱动电压生成电路5从低压电池15生成第1电位“+V1”和第2电位“-V2”。因此，在切断了来自低压电池15的电力的供给的情况下等，无法生成第1电位“+V1”和第2电位“-V2”。在下级侧晶体管21L与第2电位“-V2”连接、但驱动电压生成电路5无法生成第2电位“-V2”的状态下，下级侧晶体管21L经由下级侧电流限制电阻R21L而与假想接地VG连接(详细情况参照图5而后述说明。)。因此，伴随着寄生电容的电流、伴随着漏电流的电流都经由下级侧晶体管21L和下级侧电流限制电阻R21L而向假想接地VG流动。
如图5所示，第2驱动电压生成电路5L的输出端V2out经由按照从输出端V2out朝向假想接地VG的方向顺向连接的次级侧二极管D2(D22)、以及次级侧线圈L2(L22)而与假想接地VG连接。由于下级侧晶体管21L经由下级侧电流限制电阻R21L而与第2驱动电压生成电路5L的输出端V2out(第2电位“-V2”)连接，因此还与假想接地VG连接。这对于图6中例示的驱动电压生成电路5(5HL)来说也相同。
〔实施方式的概况〕
以下，关于上述说明的开关元件驱动电路(2)的概况简单地进行说明。
开关元件驱动电路(2)作为一个方式，对所述驱动对象的开关元件(3)进行驱动，具备对开关控制信号(SW)的功率进行放大并传递到驱动对象的开关元件(3)的控制端子(G)的推挽缓冲电路(21)，
在所述推挽缓冲电路(21)中，极性不同的开关元件作为缓冲元件(21H、21L)，串联连接在第1电位(+V1)与比所述第1电位低电位的第2电位(-V2)之间，将所述第1电位(+V1)侧的上级侧缓冲元件(21H)与所述第2电位(-V2)侧的下级侧缓冲元件(21L)的控制端子(B)彼此的连接点设为输入部(IN)、将所述上级侧缓冲元件(21H)与所述下级侧缓冲元件(21L)的输入输出端子(E)彼此的连接点设为输出部(OUT)，在所述第1电位(+V1)与所述上级侧缓冲元件(21H)之间具有上级侧电流限制电阻(R21H)，在所述第2电位(-V2)与所述下级侧缓冲元件(21L)之间具有下级侧电流限制电阻(R21L)，向所述输入部(IN)输入所述开关控制信号(SW)，所述输出部(OUT)与所述驱动对象的开关元件(3)的控制端子(G)连接，
并且，所述推挽缓冲电路(21)具备：
补偿电阻(R2)，该补偿电阻(R2)将所述输入部(IN)和所述输出部(OUT)连接；以及
输入侧下拉电阻(R3)，该输入侧下拉电阻(R3)将所述输入部(IN)和所述驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)侧连接，
所述补偿电阻(R2)的电阻值与所述输入侧下拉电阻(R3)的电阻值之和被设定为比所述驱动对象的开关元件(3)的控制端子(G)与该开关元件(3)的发射极端子或者源极端子(S)之间的电阻值(R1)小、比所述下级侧电流限制电阻(R21L)的电阻值大的值。
若对驱动对象的开关元件(3)的输入输出端子间(漏极-源极间、集电极-发射极间)施加电压，则有时由于控制端子(栅极端子(G)、基极端子(B))的浮游电容而使控制端子的驱动电压(栅极-源极间电压(VGS)、栅极-发射极间电压、基极-发射极间电压)急剧地上升。开关元件驱动电路(2)在控制端子(G)与负极(VG)之间具备补偿电阻(R2)与输入侧下拉电阻(R3)的串联电路。补偿电阻(R2)的电阻值与输入侧下拉电阻(R3)的电阻值之和比控制端子(G)与该开关元件(3)的发射极端子或者源极端子(S)之间的电阻值(R1)小。因此，寄生电容的电荷穿过补偿电阻(R2)以及输入侧下拉电阻(R3)而向驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)放电。此时，由于在补偿电阻(R2)中流动的电流而在补偿电阻(R2)的两端产生电位差，推挽缓冲电路(21)的下级侧缓冲元件(21L)转变成接通状态。下级侧电流限制电阻(R21L)的电阻值比补偿电阻(R2)的电阻值与输入侧下拉电阻(R3)的电阻值之和小。因此，若下级侧缓冲元件(21L)转变成接通状态，则浮游容量的电荷、流过驱动对象的开关元件(3)的漏电流穿过下级侧缓冲元件(21L)以及下级侧电流限制电阻(R21L)而流动。由此，抑制在驱动对象的开关元件(3)的控制端子产生使该开关元件(3)转变成接通状态的电压。这样，根据本结构，在停滞了对于放大开关控制信号(SW)并传递到开关元件(3)的驱动电路(2)的功率供给的情况下，也能够适当地将开关元件(3)控制成断开状态。
这里，优选为，所述第2电位(-V2)与比所述驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)侧低电位的负电源(5L)的输出端(V2out)连接，所述负电源(5)是具有初级侧线圈(L21)以及次级侧线圈(L22)的变压器电路，所述负电源(5L)的输出侧电路具备：所述次级侧线圈(L22)；以从所述输出端(V2out)朝向所述次级侧线圈(L22)的第1端(n1)的方向为顺向而连接的整流用二极管(D22)；以及在与所述第1端(n1)不同的所述次级侧线圈(L22)的第2端(n2)与所述输出端(V2out)之间连接的电容器(C22)，所述第2端(n2)与所述驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)侧连接。
根据该结构，在切断了对负电源(5L)的功率供给的情况下，负电源(5L)的输出端(V2out)也经由按照从输出端(V2out)朝向驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)的方向顺向连接的整流用二极管(D22)、以及次级侧线圈(L22)而与该负极(VG)连接。下级侧晶体管(21L)经由下级侧电流限制电阻(R21L)而与负电源(5L)的输出端(V2out(第2电位(-V2)))连接，因此也与该负极(VG)连接。因此，在负电源(5L)没有正常地发挥功能而对驱动电路(2)的功率供给停滞的情况下，也能够使电流向驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)引导，而适当地将开关元件(3)控制成断开状态。
另外，优选为，所述输入侧下拉电阻(R3)的电阻值被设定为所述下级侧电流限制电阻(R21L)的电阻值的100倍以上。
根据该结构，穿过下级侧缓冲元件(21L)而到达驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)的路径的电阻值远远小于穿过输入侧下拉电阻(R3)而到达该负极(VG)的路径的电阻值。因此，能够经由下级侧缓冲元件(21L)而将电流引导到驱动对象的开关元件(3)的负极(VG)，而适当地将开关元件(3)控制成断开状态。
附图标记的说明
2…驱动电路(开关元件驱动电路)；3…开关元件；3F…MOSFET(开关元件)；3H…上级侧开关元件(开关元件)；3L…下级侧开关元件(开关元件)；5L…第2驱动电压生成电路(负电源)；21…推挽缓冲电路；21H…上级侧晶体管(上级侧缓冲元件)；21L…下级侧晶体管(下级侧缓冲元件)；B…基极端子(控制端子)；C22…次级侧电容器；D22…次级侧二极管(整流用二极管)；E…发射极端子；G…栅极端子(控制端子)；IN…推挽缓冲电路的输入部；n1…次级侧线圈的第1端；n1…次级侧线圈的第2端；OUT…推挽缓冲电路的输出部；R1…栅极偏置电阻；R2…补偿电阻；R21H…上级侧电流限制电阻；R21L…下级侧电流限制电阻；R3…输入侧下拉电阻；S…源极端子；SW…开关控制信号；T…变压器；V2out…负电源的输出端。

Claims (3)

1.一种开关元件驱动电路，其具备对开关控制信号的功率进行放大并传递到驱动对象的开关元件的控制端子的推挽缓冲电路，并对所述驱动对象的开关元件进行驱动，其中，
在所述推挽缓冲电路中，极性不同的开关元件作为缓冲元件，串联连接在第1电位与比所述第1电位低电位的第2电位之间，将所述第1电位侧的上级侧缓冲元件与所述第2电位侧的下级侧缓冲元件的控制端子彼此的连接点设为输入部，将所述上级侧缓冲元件与所述下级侧缓冲元件的输入输出端子彼此的连接点设为输出部，在所述第1电位与所述上级侧缓冲元件之间具有上级侧电流限制电阻，在所述第2电位与所述下级侧缓冲元件之间具有下级侧电流限制电阻，向所述输入部输入所述开关控制信号，所述输出部与所述驱动对象的开关元件的控制端子连接，
并且，所述推挽缓冲电路具备：
补偿电阻，该补偿电阻将所述输入部和所述输出部连接；以及
输入侧下拉电阻，该输入侧下拉电阻将所述输入部和所述驱动对象的开关元件的负极侧连接，
所述补偿电阻的电阻值与所述输入侧下拉电阻的电阻值之和被设定为比所述驱动对象的开关元件的控制端子与该开关元件的发射极端子或者源极端子之间的电阻值小、比所述下级侧电流限制电阻的电阻值大的值。
2.根据权利要求1所述的开关元件驱动电路，其中，
所述第2电位与比所述驱动对象的开关元件的负极侧低电位的负电源的输出端连接，
所述负电源是具有初级侧线圈以及次级侧线圈的变压器电路，
所述负电源的输出侧电路具备：所述次级侧线圈；以从所述输出端朝向所述次级侧线圈的第1端的方向为顺向而连接的整流用二极管；以及在与所述第1端不同的所述次级侧线圈的第2端与所述输出端之间连接的电容器，
所述第2端与所述驱动对象的开关元件的负极侧连接。
3.根据权利要求1或2所述的开关元件驱动电路，其中，
所述输入侧下拉电阻的电阻值被设定为所述下级侧电流限制电阻的电阻值的100倍以上。
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