CN109565247A - 用于控制模块化多电平转换器的方法 - Google Patents

用于控制模块化多电平转换器的方法 Download PDF

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CN109565247A CN201780047508.9A CN201780047508A CN109565247A CN 109565247 A CN109565247 A CN 109565247A CN 201780047508 A CN201780047508 A CN 201780047508A CN 109565247 A CN109565247 A CN 109565247A
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Abstract

本发明提供了一种用于控制模块化多电平转换器(10)的方法，该方法包括适用于通过连续时间模型建模的内部调节，所述连续时间模型可以用方程组的形式表示，使用离散时间模型执行内部调节，并且通过转换方程组以便将所述方程组置于矩阵表示中的步骤和离散化放置在所述矩阵表示中的方程组的步骤来获得离散时间模型。

Description

用于控制模块化多电平转换器的方法
背景技术
本发明涉及将交流电(AC)转换成直流电(DC)并反之亦然的模块化多电平转换器(MMC)的技术领域。
MMC转换器通常用于使用直流电传输电力的高压直流(HVDC)传输网络中。在已知的方式中，它们包括用于连接到DC供电网络的DC部分和用于连接到AC供电网络的AC部分。在传统方式中，这种转换器包括多个可控的子模块，特别地用于适应DC和AC供电网络与转换器之间的功率交换。管理HVDC网络的一个重要方面是控制MMC转换器及其子模块。
本发明更具体地涉及一种用于控制这种模块化多电平转换器(MMC)的方法，该方法包括内部调节步骤，称为“快速”调节。
在工业中，已知借助模型对系统的行为进行建模，以便预测和分析这种系统的行为，从而由此推导出能够控制所述系统的控制律。
特别地，已知借助所谓的“连续时间”模型对MMC转换器的内部调节进行建模，其中内部调节可以借助内部调节级或模块来执行。术语“连续时间模型”用于表示时间可以取无穷大实际值的模型，与离散时间模型形成对比，在离散时间模型中时间由离散(即采样)变量表示。举例来说，这种连续时间模型使用比例积分型校正器。
从所述连续时间模型合成的能够对所述MMC转换器的内部调节进行调节的控制律是连续时间控制律，其需要离散化(即进行离散)，特别是对于各种数字计算装置的需要。然而，已知的是，连续时间控制律的离散化导致信息的丢失，这损害了控制律相对于实际系统的保真度。在应用所述控制律时(例如，为了控制内部调节级)会损害结果的准确性。
欧拉模型类型的离散时间模型也是已知的，其从连续时间模型获得并且使得能够直接合成离散时间控制律。然而，从那些欧拉型模型合成的控制律提供的内部调节(更具体地，对内部调节级的控制)不够精确，从而导致未能充分利用转换器的潜能。此外，这些模型是不准确的，并且不能提供足够接近转换器的实际行为的令人满意的模拟和控制性能结果，特别地采样间隔很大。
发明内容
本发明的一个目的是提出一种用于控制模块化多电平转换器的方法，解决了上述问题。
为此，本发明提供了一种用于控制模块化多电平电压转换器(用于将AC电压转换为DC电压并且反之亦然)的控制方法，该转换器包括用于连接到DC供电网络的“DC”部分和用于连接到AC供电网络的“AC”部分，该方法包括适用于通过连续时间模型建模的内部调节，该连续时间模型可以用与转换器的运行相关联的变量和参数的方程组的形式表示。
根据控制方法的一般特征，使用离散时间模型执行内部调节，并且通过以下步骤获得离散时间模型：
·转换方程组的步骤，以便将所述方程组置于矩阵表示中，其中方程组的变量以向量的形式表示，并且所述方程组的参数以矩阵的形式表示；以及
·离散化放置在所述矩阵表示中的方程组的步骤。
术语“模块化”转换器用于表示包括多个可控子模块的转换器。
优选地，但是以非限制性方式，模块化多电平转换器(MMC)具有多个支路，每个支路包括上臂和下臂。每个臂将DC供电网络的正或负端子连接到AC供电网络的端子。每个臂还包括多个子模块，这些子模块可由每个子模块专用的控制构件单独控制。每个子模块包括电容器，当子模块的控制构件被激活时，该电容器在臂中串联连接。
在不超出本发明范围的情况下，本发明的控制方法同样可以应用于其他类型的模块化多电平转换器，特别地半桥(HB)MMC转换器、全桥(FB)转换器、或具有交替臂转换器(AAC)结构的转换器。这些结构是本领域技术人员公知的。
举例来说，内部调节用于控制AC供电网络的电流和转换器产生的差动电流。
优选地，转换器可以包括用于所述转换器的控制模块，并且所述控制模块可以包括执行所述内部调节的内部调节级。可以理解，所述离散时间模型和连续时间模型用于对所述内部调节级的行为进行建模。
以非限制性方式，控制模块还可以包括外部调节级，也称为“慢速”调节级。该外部调节级特别用于控制转换器的AC功率的大小和DC电压的大小。外部调节级和内部调节级形成所谓的“高电平”控制单元。控制模块还可以包括平衡级，用于平衡转换器的子模块的电压。该平衡级形成所谓的“低电平”控制单元。
连续时间模型借助方程组说明内部调节的运行。在不超出本发明的范围的情况下，该模型可以应用于内部调节模拟(应用于转换器)的情况。特别地，它可以用于对转换器的内部调节级的行为进行建模。
包括在所述方程组中的各种方程是表示内部调节过程的状态方程。以非限制性方式，这些方程可以是线性方程，例如，与连接到转换器的三个相中的每一个相关联。
在不超出本发明的范围的情况下，所述变量和所述参数可以是与转换器、与DC供电网络或与AC供电网络相关联的变量和参数。优选地，但是以非限制性方式，这些变量是AC电流和电压变量，例如AC供电网络的电流和电压以及转换器产生的AC电压。这些变量同样可以是DC电流和电压变量，例如DC供电网络的电流和电压以及转换器产生的DC电压。
在本发明的控制方法的情况下使用的离散时间模型也可以在模拟的情况下使用，其中它使得可以再现和分析所述MMC转换器的行为，并且以此来执行MMC转换器的内部调节。以非限制性方式，该离散时间模型可以特别用于对转换器的内部调节级的行为进行建模。可以借助于计算机工具或在执行模拟的自动控制器上执行模拟。
借助于本发明，在中间变换步骤期间，将对内部调节建模的方程组放入有助于系统离散化的矩阵表示中。在该表示中，减少了确定离散时间模型所需的计算量，以便计算时间(例如，在模拟的情况下)相应地更短。以非限制性方式并且举例来说，该矩阵表示使得可以减少所述方程组中的方程的数量。
优选地，表示所述矩阵表示中的连续时间模型的方程组用以下微分方程的形式表示：
其中，t表示时间，其中和是时间变量x(t)和y(t)的向量，其中是时间变量x(t)的时间导数的向量，其中A和B是参数矩阵。一个优点是将方程组减少到单个方程，从而进一步促进连续时间模型的离散化。
以有利的方式，借助使用矩阵指数的计算来执行所述离散化方程组的步骤。特别地，可以理解，通过将指数函数应用于从变换所述方程组的步骤获得的所述参数矩阵来执行离散化步骤。
优点是，与离散时间模型(例如，欧拉模型)不同，在连续时间模型的离散化期间不执行近似或简化，该连续时间模型用于获得本发明的方法使用的离散时间模型。具体地，用于确定欧拉模型的传统离散化方法需要进行近似，特别地是采样间隔大。借助矩阵指数计算离散时间模型使得可以避免使用这种简化和近似。
因此，本发明的方法使用的离散时间模型更接近实际系统，并且它以更精确的方式对内部调节进行建模。因此，借助使用矩阵指数计算确定的离散时间模型是基本精确的模型。因此该基本精确的模型提供的内部模型更加准确。
在一个实现方式中，离散时间模型是精确模型，例如，在没有近似或简化的情况下获得(并且特别地没有欧拉近似)。
在一种实现方式中，例如，如果离散时间模型是精确模型(在没有近似或简化的情况下获得)，则通过确定所述矩阵的转移矩阵和对角矩阵来计算矩阵的指数。
发明人已经确定，这种类型的计算使得可以获得精确的离散时间模型。具体地，一旦矩阵被对角化，则其指数可以通过计算对角线上每个项的指数来获得。然后计算矩阵指数相当于对标量执行多个指数计算。
有利地，内部调节被建模为三相系统，并且使用派克(Park)或α-β变换。这些变换对于本领域技术人员来说是公知的，他们可以根据应用选择适当的变换。可以理解，当将模块化多电平转换器连接到AC供电网络时，建模为三相系统特别适合于模块化多电平转换器。具体地，转换器的臂将DC供电网络的端子连接到AC供电网络的三相。在该三相模型中，方程组可以用包括每相一个方程的方式表示。
然而，为了便于对内部调节进行建模并确定所述离散时间模型，借助派克(Park)变换或α-β变换执行参考系的变化。当α-β变换用于保存模数时，它也被称为克拉克(Clarke)变换，或者当它用于保存功率时，被称为康科迪亚(Concordia)变换。这些变换使得可以获得内部调节的两相模型。以非限制性方式，这些变换可以在预备步骤中应用于表示对内部调节建模的连续时间模型的方程组。这有助于确定离散时间模型，从而便于将其用于内部调节。派克(Park)变换将方程组置于具有标记为d和q的轴的参考系中。无论是克拉克(Clarke)还是康科迪亚(Concordia)变换，α-β变换都将方程组置于具有标记为α和β的轴的参考系中。
优选地，所述离散时间模型具有采样周期T作为变量。优点是具有可用于使模型及其响应适应的附加自由度，例如，根据模拟的需要。
优选地，离散时间模型用以下形式表示：
其中，k给出采样时刻，其中和是变量x(k)和y(k)的向量，其中F(T)和G(T)是根据采样周期的矩阵。该离散时间模型使得可以以精确的方式对内部调节进行建模。该模型可以借助于计算机工具用于执行模拟以便预测内部调节级的行为。
在本发明的一个特别有利的方面，控制方法包括从所述离散时间模型合成离散控制律的步骤，以便执行所述内部调节。优点是合成的控制律直接采样，并且不需要继续对所述控制律执行离散化步骤。具体地，已知连续时间控制律的离散化涉及有害的信息丢失，这使得在使用所述离散时间控制律时需要使用校正器来补偿信息的丢失。
在非限制性方式中，合成的离散控制律可以应用于实际系统，例如，用于控制MMC转换器的控制模块的内部调节级。该控制律也可以用于模拟的情况下，例如，验证内部调节级的行为的确定模型的性能或验证控制律本身的性能。
如上所述，在借助使用矩阵指数的计算来执行离散化连续时间模型的方程组的步骤的非限制性实施方式，所述计算是不涉及任何近似或简化的精确计算。因此，得到的离散时间模型是基本精确的模型。在该实施方式中，因此从基本精确的离散时间模型合成的离散控制律也更精确并且使得能够执行比例如从欧拉模型合成的控制律更有效的内部调节。
优选地，所述离散控制律是所述采样周期的函数。一个优点是具有附加的输入，因此在应用控制律时具有附加的自由度。而且，以非限制性方式，当控制律用于控制内部调节级时，例如，实际转换器系统的内部调节级，对采样周期的控制提供了对所述内部调节级更好的控制。可以使采样周期适应所述内部调节级的运行限制或者减少所述受控内部调节级的响应时间。通过控制所述采样周期T，可以调整控制律的性能。举例来说，可以使由该控制律控制的内部调节级的响应或多或少地快速收敛。
还优选地，所述离散控制律用以下形式表示：
其中，G(T)-1是矩阵G(T)的逆矩阵，其中Kgain是增益的矢量。通过调整Kgain，可以调整控制速度。
有利地，所述内部调节级包括差动电流调节器，用于调节转换器产生的DC差动电流，并具有由第一连续时间子模型建模的行为，该第一连续时间子模型用涉及所述差动电流调节器使用的变量和参数的第一子方程组的形式表示。可以理解，所述第一连续时间子模型继承了所述连续时间模型的一般特征，使得所述第一连续时间子模型具有与所述连续时间模型类似的行为。同样地，所述第一子方程组具有与所述方程组类似的形式。这样，本发明的方法应用于所述调节器来调节DC差动电流包括在第一离散时间子模型的基础上调节DC差动电流，并且借助转换第一子方程组的步骤获得第一离散时间子模型，为了将所述第一子方程组置于矩阵表示中，在该矩阵表示中第一子方程组的变量以向量的形式表示并且所述第一子方程组的参数以矩阵的形式表示。获得所述第一离散时间子模型还包括离散置于所述矩阵表示中的第一子方程组的步骤。
以有利的方式，所述调节级包括AC调节器，用于调节AC供电网络的交流电并且具有由第二连续时间子模型建模的行为，该第二连续时间子模型用涉及所述AC调节器使用的变量和参数的第二子方程组的形式表示。可以理解，所述第二连续时间子模型继承了所述连续时间模型的一般特征，使得所述第二连续时间子模型具有与所述连续时间模型类似的行为。同样地，所述第二子方程组具有与所述方程组类似的形式。
这样，本发明的方法应用于所述调节器来调节AC供电网络的交流电包括调节使用第二离散时间子模型执行的AC供电网络的交流电，并且通过转换第二子方程组的步骤获得第二离散时间子模型，为了将所述第二子方程组置于矩阵表示中，在该矩阵表示中第二子方程组的变量以向量的形式表示并且所述第二子方程组的参数以矩阵的形式表示。获得所述第二离散时间子模型还包括离散放置在所述矩阵表示中的第二子方程组的步骤。
如上定义的方法可以由计算机系统执行。本发明还提供了一种模块化多电平电压转换器，用于将AC电压转换为DC电压并且反之亦然，该转换器包括用于连接到DC供电网络的“DC”部分和用于连接到AC供电网络的“AC”部分。该转换器还包括转换器控制模块，该控制模块包括执行所述内部调节的内部调节级，所述转换器执行适合于通过连续时间模型建模的内部调节，该连续时间模型可以用涉及与转换器的运行相关联的变量和参数的方程组的形式表示，转换器的特征在于，调节级被配置为使用离散时间模型，并且离散时间模型通过以下步骤获得：
·转换方程组的步骤，以便将所述方程组置于矩阵表示中，在该矩阵表示中方程组的变量以向量的形式表示，并且所述方程组的参数以矩阵的形式表示；并且
·离散化放置在所述矩阵表示中的方程组的步骤。
以非限制性方式，该转换器执行上述控制方法的所有实现方式。
此外，可以观察到，所得到的转换器使用离散时间模型，该离散时间模型使得可以获得比使用工业中常规使用的模型(例如，欧拉模型)所获得的内部调节更精确的内部调节。具体地，转换器使用的离散时间模型是在没有近似的情况下获得的，并且更精确地表示调节级的行为。
本发明还提供了一种包括指令的计算机程序，该指令用于当处理器执行所述程序时执行如上定义的方法的步骤。
本发明还提供一种存储计算机程序的处理器可读数据介质，该计算机程序包括用于执行如上定义的方法的步骤的指令。
可以观察到，本公开中提到的计算机程序可以使用任何编程语言，并且可以是源代码、目标代码或源代码和目标代码之间的代码(例如，以部分编译的形式或任何其他理想的形式)的形式。
此外，本公开中提到的数据(或存储)介质可以是能够存储程序的任何实体或装置。例如，介质可以包括存储装置，例如只读存储器(ROM)(例如光盘(CD)ROM，或微电子电路ROM)，或者实际上是磁记录装置(例如软盘或硬盘)。
此外，数据介质可以对应于诸如电信号或光信号的可传输介质，适合于通过电缆或光缆、通过无线电或其他方式传送。特别地，本发明的程序可以从因特网类型的网络下载。
或者，数据介质可以对应于其中包含程序的集成电路，该电路适于执行或用于执行所讨论的方法。
最后，提出了一种计算机系统，包括处理器和包含如上定义的计算机程序的存储器，用于在计算机系统的处理器上执行所述方法的步骤。
附图说明
通过阅读作为非限制性示例给出的本发明实施例的以下描述并参考附图，可以更好地理解本发明，其中：
·图1示出了由本发明的控制方法控制的三相模块化多电平转换器；
·图2示出了图1的模块化多电平转换器的子模块；
·图3示出了图1的MMC转换器的控制模块；
·图4示出了第一模拟设置，试图比较图3控制模块的AC调节器行为的三种模型；
·图5示出对输入到图4的三种模型的电压设定点变化的AC供电网络的AC响应；
·图6示出了第二模拟设置，试图比较调节图3转换器产生的DC差动电流的调节器的行为的三种模型；
·图7示出了对输入到图6的三个模型的电压阶跃的转换器产生的DC差动电流响应；
·图8示出了用于验证AC调节器的控制律的第一设置，如本发明的方法所确定的；
·图9示出了对输入到图8设置的AC设定点中的阶跃的AC响应；
·图10示出了用于验证调节器的控制律的第二设置，用于调节DC差动电流，如本发明的方法所确定的；以及
·图11示出了对输入到图10设置的DC差动电流设定中的阶跃的DC差动电流响应。
具体实施方式
本发明涉及一种控制模块化多电平电压转换器的行为的方法，用于将AC电压转换为DC电压，反之亦然。
图1中示出了由本发明的控制方法使用的这种转换器的实施例。在该示例中，对于三相输入/输出(包括三个相位和)，模块化多电平转换器10包括三个转换支路，其由给予图1的各种组件的索引a、b和c引用。每个转换支路包括上臂和下臂(由索引“u”指定上臂，由索引“l”指定下臂)，每个转换支路都将DC供电网络的一个端子DC+或DC-连接到AC供电网络的端子。特别地，每个支路连接到AC供电网络的三个相线和中的一个。图1示出了子模块集合6，其中每个臂通过电流ixi(x表示臂是上臂还是下臂，并且索引i表示支路)。另外，每个臂包括可以用所需顺序控制的多个子模块SMxij(其中，x表示臂是上臂还是下臂，i表示与臂相关联的相线，并且j是该臂中串联子模块中子模块的编号)。在该示例中，每个臂仅示出三个子模块。在实践中，每个下臂或上臂可以具有N个子模块，这些子模块可位于几十到几百的范围内。每个子模块SMxij包括能量存储系统，例如至少一个电容器和控制构件，用于选择性地将电容器串联连接在子模块的端子之间或用于旁路它。子模块用选定的顺序控制，以使得在转换器10的臂中串联连接的能量存储元件的数量逐渐变化，以便输送多个电压电平。此外，在图1中，Vdc表示连接转换器和DC供电网络的连接点之间的电压，如本领域技术人员所公知的，这些点称为“PCC”，其是公共耦合点的缩写。idc表示DC供电网络的电流，而电流iga、igb和igc由三个相线和承载。此外，每个臂具有电感Larm，并且每个相线具有电感Lf和电阻Rf。
图2示出了属于图1的转换器10的子模块SMxij。该子模块SMxij在其端子两端之间具有电压vSM。在该子模块中，每个控制构件包括诸如绝缘栅双极晶体管(IGBT)的第一电子开关元件T1，其与电能存储元件，特别地电容器CSM串联连接。该第一开关元件T1和该电容器CSM与同样是IGBT的第二电子开关元件T2并联连接。该第二电子开关元件T2耦接在子模块SMxij的入口端子和出口端子之间。第一开关元件T1和第二开关元件T2中的每一个与相应的反并联二极管相关联，如图2所示。
在运行中，可以控制子模块以占据两个控制状态。
在被称为“接通”状态的第一状态中，第一开关元件T1和第二开关元件T2被配置为将能量存储元件CSM与其他子模块串联连接。在被称为“关断”状态的第二状态中，第一开关元件T1和第二开关元件T2被配置为使能量存储元件CSM短路。
在该示例中，使用的转换器是半桥转换器。在不超出本发明的范围的情况下，本发明的控制方法同样可以应用于其他类型的模块化多电平转换器，尤其是全桥(FB)MMC转换器或具有交替臂转换器(AAC)结构的转换器。
图3示出了本发明的模块化多电平转换器10，包括转换器10的控制模块14和转换器单元12。可以看出，控制模块14呈现级联结构。在该示例中，控制模块14包括外部调节级16、内部调节级18和电压平衡级20。
外部调节级16包括第一组调节器22，被配置为调节诸如DC和AC供电网络的电压以及转换器的有源和无源AC功率的大小。外部调节级16还包括第二组调节器24，被配置为调节转换器的各种能量，特别地存储在子模块的电容器中的转换器的内部能量。外部调节级16也称为“慢”调节级。
在图3的示例中，内部调节级18具有用于调节AC供电网络的AC电流ig的调节器26、以及用于调节转换器产生的DC差动电流idiff的调节器28。内部调节级18也称为“快速”调节级。
外部调节级16和内部调节级18提供MMC转换器的高电平控制。
至于电压平衡级20，其提供转换器的低电平控制。它包括平衡模块30，用于平衡转换器臂的子模块之间的电压分布。
在现有技术中，已知的是借助从离散时间欧拉模型合成的离散时间控制律来控制外部调节级16和内部调节级18。然而，通过应用这样的控制律获得的结果，例如，在模拟的背景下，并不令人满意。具体而言，确定具有相对大的采样间隔的欧拉模型涉及对所得控制律的性能产生影响的近似和简化。因此，利用从离散时间欧拉模型合成的离散时间控制律的模拟结果表现出与实际系统相比较大的误差率，特别地由于过冲现象。而且，从这种欧拉型模型合成的控制律不能对内部调节级18并且因此外部调节级16提供足够快的控制。因此，转换器10的控制太慢。
作为非限制性示例，接下来描述控制本发明的模块化多电平转换器10的方法，并且更具体地描述转换器10的控制模块14的内部调节级18的行为。
该描述开始于获得AC供电网络的ACig的调节器26的行为的离散时间模型、以及调节器28的行为的离散时间模型，用于调节转换器产生的DC差动电流idiff。
对于一个相，通过以下等式给出了用于调节如图3所示的MMC转换器的AC供电网络的AC电流的调节器26的行为的连续时间分析模型：
其中，vv是指定MMC转换器产生的AC电压的变量，vg是指定AC供电网络的电压的变量，ig是指定通过AC供电网络的交流电流的变量，Larm和Rarm分别指定臂中的电感和电阻，Lf和Rf分别指定相线中的电感和电阻。使用以下记法：和L和R是方程组的参数。该连续时间分析模型在下面称为“连续时间AC模型”。
可以理解，对于转换器的所有三个相，该连续时间AC模型的表达式给出了三个方程组，每个方程对应于一个相位。该连续时间AC模型必须离散化以便能够使用。
根据本发明，获得所述离散时间模型之后包括变换三个方程组以便将所述三个方程组置于矩阵表示中的步骤。在该矩阵表示中，三个方程组的变量以向量的形式表示，并且方程组的参数以矩阵的形式表示。
在该非限制性示例中，为了便于计算，使用派克(Park)变换来占用dq参考系，使得dq参考系中的所述矩阵表示中的方程组如下：
其中，指定dq参考系中AC供电网络的AC矢量， 指定dq参考系中的连续时间AC模型和离散时间模型的输入向量，指定dq参考系中AC供电网络的AC电压的矢量，是转换器在dq参考系中产生的AC电压的矢量。另外，我们有和A和B是两个矩阵。此外，w表示角频率。
该矩阵表示有助于记法表示，并且可以以单个方程的形式编写方程组。从该矩阵表示开始，可以借助使用矩阵A和B的指数的计算来进行连续时间AC模型的离散化。
因此，通过写出
以及
G(T)＝A-1(eA*T-I)B,
I是单位矩阵，可以继续进行离散化连续时间AC模型的步骤。
然后可以写出用于调节AC供电网络的AC调节器的行为的离散时间模型的非限制性示例，如从上述连续时间AC模型确定的那样：
其中
借助涉及矩阵指数的计算，连续时间AC模型的该离散化的优点在于，与确定欧拉离散时间模型的传统方法不同，不执行近似或简化。
下面，术语“离散时间AC模型”是用于调节AC供电网络的AC调节器26的行为的该示例离散时间模型。
图4示出了用于验证上述确定的离散时间AC模型的第一模拟设置。该模拟试图比较所述离散时间AC模型、计算所述离散时间AC模型的连续时间AC模型和离散时间欧拉AC模型的AC响应和在图4中，第一建模装置32使用连续时间AC模型，第二建模装置34使用先前确定的离散时间AC模型，第三建模装置36使用离散时间欧拉AC模型。三个建模装置中的每一个接收电压设定点和作为输入。第一建模装置32使用的连续时间AC模型被认为是参考模型。
在该示例中，如在工业中通常使用的离散时间欧拉AC模型是离散时间模型，也是从连续时间AC模型确定的。该模型同样表示调节AC供电网络的AC调节器26的行为。确定该欧拉AC模型涉及计算中的近似和简化。
图5示出了图4所示的第一设置的模拟结果，特别地当电压设定点变化在时刻t0应用于(作为建模装置32、34和36的输入)时所述图4的三个模型中的每一个的AC响应使用100μs的长采样周期T进行模拟。在该图中，曲线a表示在第一建模装置32的输出处用作参考的连续时间AC模型的AC响应在该示例中，曲线b表示在第二建模装置34的输出处，由本发明的方法使用的先前确定的离散时间AC模型的AC响应以及曲线c示出了在第三建模装置36的输出处的欧拉AC模型的AC响应
可以看出，曲线a和b重合，从而离散时间AC模型的响应基本上与参考模型的响应相同。这揭示了所述离散时间AC模型的高度精确性，其忠实地对AC供电网络的AC调节器26的行为进行建模，即使具有长采样周期T。相反，可以看出，欧拉AC模型的响应远离参考模型的响应。该模型的响应不够准确。
该模拟用于验证先前确定的离散时间AC模型。该离散时间AC模型被认为是基本准确的。尽管这里未示出，但是对于AC电流响应可以观察到基本相同的结果。
可以应用类似的方法来获得用于调节转换器产生的DC差动电流idiff的调节器28的行为的离散时间模型，例如图3中所示。这样的模型在下面称为离散时间DC模型。
对于一个相，通过以下等式给出了调节器28的行为的连续时间分析模型(在下文中称为连续时间DC模型)：
其中vdiff是给出MMC转换器产生的DC差动电压的变量，vdc是给出DC供电网络的电压的变量，并且idiff是给出转换器产生的DC差动电流的变量。
再一次，转换器的所有三个相位的该连续时间DC模型的表达式给出了三个方程组，每个方程对应于一个相位。该连续时间DC模型必须离散化以便能够使用。在该非限制性示例中，使用ABC参考系以便保存三相模型。
在本发明中，所述三个方程组被置于矩阵表示中并写为
其中，给出转换器产生的DC差动电流矢量；
给出连续时间DC模型和离散时间DC模型的矢量输入，vdc给出DC供电网络的电压，并且是转换器产生的DC差动电压矢量。并且，我们有以及 C和D以矩阵的形式写成。
从该矩阵表示开始，离散时间DC模型借助使用矩阵C和D的指数的计算进行离散化。
因此，通过写：
以及
可以继续进行连续时间DC模型的离散化。
然后可以写出调节转换器产生的DC差动电流的调节器的行为的离散时间DC模型的非限制性示例，如从上述连续时间DC模型确定的那样：
图6示出了为了调节的目的而执行的第二模拟设置以验证上述离散时间DC模型。该模拟试图比较计算离散时间DC模型的连续时间DC模型和离散时间欧拉DC模型的DC差动电流响应和在图6中，第四建模装置38使用连续时间DC模型，并且第五建模装置40使用先前确定的离散时间DC模型。第六建模装置42使用离散时间欧拉DC模型。三个建模装置的每一个接收电压设定点和作为输入。连续时间DC模型被认为是参考模型。
在该示例中，如在工业中通常使用的离散时间欧拉DC模型是离散时间模型，其也是从连续时间DC模型确定的。该模型同样表示调节转换器产生的DC差动电流idiff的调节器28的行为。确定该欧拉DC模型涉及计算中的近似和简化。
图7示出了图6所示的第二设置的模拟结果。特别地，图7示出了所述图6的三个模型中的每一个的一个相的DC差动电流响应在时刻t1对施加电压阶跃作为所述三个建模装置30、40和42的输入。在该图中，曲线d、e和f分别表示对于作为参考的连续时间DC模型、对于本发明方法使用的离散时间DC模型、以及对于欧拉DC模型的DC差动电流响应
可以看出，三条曲线d、e和f重合，从而实现本发明方法的先前确定的离散时间DC模型的响应基本上与参考模型的响应和欧拉DC模型的响应一样。这表示所述离散时间DC模型的高度精确性，其忠实地对用于DC差动电流的调节器28的行为进行建模。该模拟用于验证先前确定的离散时间DC模型。该离散时间DC模型被认为是基本精确的。尽管这里未示出，但对于与其他两相对应的DC差动电流和的响应，观察到基本相同的结果。
下面，在本发明的控制方法的该示例中，对于模块化多电平转换器，调节器26和28的控制律是从先前确定的离散时间AC和DC模型合成的。这些控制律执行转换器的内部调节。
为了确保状态变量收敛于其参考，AC调节器26需要满足以下等式：
其中，Kgain1是值在-1到1的范围内的增益矢量。
通过使用极点配置方法(pole placement method)获得AC调节器26的示例控制律。该控制律在下面称为AC控制律，并写成：
因此，AC控制律是从AC离散时间模型合成的，AC离散时间模型本身是从调节AC供电网络的交流电的调节器26的行为的连续时间模型确定的。可以看出，该AC控制律是离散控制律，并且取决于采样周期T。采样周期T表示附加输入变量，因此构成附加的自由度。通过改变所述采样周期T，可以调整控制律的性能。举例来说，可以使该控制律控制的调节器的响应或多或少地快速收敛。
然后通过使用第一验证设置的模拟来执行验证该AC控制律的步骤，如图8所示。在图8中，可以看出AC控制律的性能在表示调节器26的行为的连续时间AC模型上进行测试，该调节器26用于调节第一建模装置32使用的AC供电网络的交流电流。在该非限制性示例中，连续时间AC模型用作验证目的的参考。因此，连续时间AC模型不是该模拟的主题。特别地，还可以使用先前确定的离散时间AC模型作为参考模型。
第一控制装置44使用AC控制律。第一控制装置44提供电压设定点和作为第一建模装置32的输入。控制律用于从由连续时间AC模型确定并且由第一建模装置32提供的AC设定点和和AC电流值和确定这些电压设定点。
该模拟的结果如图9所示。特别地，图9示出了AC控制律控制的连续时间参考模型确定的交流电流如何响应于在时刻t3的AC设定点中的阶跃而变化。换句话说，图9示出了第一建模装置32输出的交流电流如何响应于输入到第一控制装置44的电流阶跃而变化。在该图中，曲线g、h、i和j示出交流电流如何针对采样周期T变化，采样周期T分别等于100μs、200μs、500μs和1ms。曲线k表示对应于电流设定点阶跃的参考交流电流。
在图9中，可以看出，在上述确定的AC控制律的控制下由参考模型输出的交流电流跟踪参考交流电流的动态行为。特别地，即使对应于曲线j的长采样周期，跟踪过冲和误差基本上为零。因此，先前确定的AC控制律确保连续时间AC模型提供精确控制。因此，该控制律可以有效地控制调节AC供电网络的交流电流的调节器26。
而且，对于100μs量级的采样周期，在上述方法确定的AC控制律的控制下的参考模型的响应时间是1ms至5ms的量级。这些响应时间短于如由从欧拉AC模型合成的控制律常规控制的工业系统中使用的交流电流调节器的响应时间。因此，该模拟用于验证先前确定的AC控制律的性能。该AC控制律可以应用于调节MMC转换器的控制模块的AC供电网络的交流电流的实际调节器系统。
可以执行类似的方法以确定和验证用于调节DC差动电流的调节器28的控制律。
通过使用极点配置方法获得DC差动电流调节器28的控制律。该控制律在下面称为DC控制律，并写成：
其中，Kgain2是值在-1到1的范围内的增益矢量。再一次，DC控制律是从DC离散时间模型合成的，DC离散时间模型本身是从调节由转换器10产生的DC差动电流的调节器28的行为的连续时间分析模型确定的。可以看出，该DC控制律是离散控制律，并且取决于采样周期T。
然后通过使用第二验证设置的模拟来执行验证该DC控制律的步骤，如图10所示。在图10中，可以看出DC控制律的性能在第四建模装置32使用的连续时间DC模型上测试。在该非限制性示例中，连续时间DC模型用作验证目的的参考。因此，连续时间DC模型不是该模拟的主题。特别地，还可以使用先前确定的离散时间DC模型作为参考模型。
第二控制装置46使用DC控制律。第二控制装置46提供电压设定点和作为第四建模装置38的输入。DC控制律可以从DC差动电流设定点和和DC差动电流值和确定这些电压设定点，这些DC差动电流的设定点和值由连续时间决定DC模型确定并由第四建模装置38提供。
该模拟的结果如图11所示。特别地，图11示出了在DC控制律的控制下连续时间参考模型确定的DC差动电流如何响应于在时刻t4的电流阶跃而变化。换句话说，图11示出了第四建模装置38输出的DC差动电流如何响应于输入到第二控制装置46的DC差动电流设定点而变化。在该图中，曲线l、m、n和o示出DC差动电流针对采样周期T如何变化，采样周期T分别等于100μs、200μs、500μs和1ms。曲线p表示对应于电流设定点阶跃的参考DC差动电流。
在图11中，可以看出，在先前确定的DC控制律的控制下由参考模型输出的DC差动电流跟踪参考DC差动电流的动态行为。特别地，即使对应于曲线o的长采样周期，跟踪过冲和误差基本上为零。因此，先前确定的DC控制律可以对连续时间DC模型提供精确控制。因此，该控制律可以有效地控制调节转换器产生的DC差动电流的调节器28。
而且，对于100μs量级的采样周期，在上述方法确定的DC控制律的控制下的参考模型的响应时间是1ms至5ms的量级。这些响应时间短于如由从欧拉DC模型合成的控制律常规控制的工业系统中使用的DC差动电流调节器的响应时间。因此，该模拟用于验证先前确定的DC控制律的性能。该DC控制律可以应用于调节MMC转换器的DC差动电流的实际系统.
在上述实施例和实现方式中，可以观察到离散时间模型可以是在没有任何近似或简化(例如，没有欧拉近似)的情况下获得的精确模型。然后可以通过确定所述矩阵的转移矩阵和对角矩阵来计算矩阵的指数。
例如，返回上述公式：
为了确定指数形式，例如，F的形式，以下适用
F(T)＝eAT
该表达式是要确定的精确表达式。在现有技术中，使用以下公式：
其中是与欧拉近似相对应的项(其余项被忽略)。
在该示例中，可以通过确定转移矩阵P和对角矩阵D来获得精确计算，以便如下写出F：
F(T)＝PeDTP-1
这使得更容易确定矩阵指数，因为对于对角矩阵，它由对角线上的每个项的指数给出。
这使得可以获得精确的离散时间模型。

Claims (17)

1.一种用于控制模块化多电平电压转换器(10)的控制方法，所述转换器用于将AC电压转换为DC电压并且反之亦然；所述转换器包括用于连接到DC供电网络的DC部分和用于连接到AC供电网络的AC部分，所述方法包括适用于通过连续时间模型建模的内部调节，所述连续时间模型能用与转换器的运行相关联的变量和参数的方程组的形式表示；
所述控制方法的特征在于，使用离散时间模型执行内部调节，并且通过以下步骤获得离散时间模型：
·转换方程组的步骤，以便将所述方程组置于矩阵表示中，在所述矩阵表示中，方程组的变量以向量的形式表示，并且所述方程组的参数以矩阵的形式表示；以及
·离散化置于所述矩阵表示中的方程组的步骤，该步骤通过涉及矩阵指数的计算来执行。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其中，所述转换器包括用于转换器的控制模块，所述控制模块包括执行所述内部调节的内部调节级。
3.根据权利要求1或2所述的控制方法，其中，在所述矩阵表示中表示连续时间模型的所述方程组用以下微分方程的形式表示：
其中，t表示时间，其中和是时间变量x(t)和y(t)的向量，其中是时间变量x(t)的时间导数的向量，其中A和B是参数矩阵。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的控制方法，其中，所述内部调节被建模为三相系统，并且其中使用派克或α-β变换。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的控制方法，其中，所述离散时间模型具有采样周期T作为变量。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其中，所述离散时间模型用以下形式表示：
其中，k给出采样时刻，其中和是变量x(k)和y(k)的向量，其中F(T)和G(T)是采样周期的函数的矩阵。
7.根据权利要求5或6所述的控制方法，包括从所述离散时间模型合成离散控制律的步骤，以便执行所述内部调节。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其中，所述离散控制律是所述采样周期的函数。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的控制方法，其中，所述离散控制律用以下形式表示：
其中，G(T)-1是矩阵G(T)的逆矩阵，其中Kgain是增益的矢量。
10.根据权利要求2至9中任一项所述的控制方法，其中，所述内部调节级包括差动电流调节器，用于调节转换器产生的DC差动电流，并具有由第一连续时间子模型建模的行为，该第一连续时间子模型用涉及所述差动电流调节器使用的变量和参数的第一子方程组的形式表示。
11.根据权利要求2至9中任一项所述的控制方法，其中，所述内部调节级包括AC调节器，用于调节AC供电网络的交流电并且具有由第二连续时间子模型建模的行为，该第二连续时间子模型用涉及所述AC调节器使用的变量和参数的第二子方程组的形式表示。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的方法，其中，所述离散时间模型是精确模型。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的方法，其中，矩阵的指数通过确定所述矩阵的转移矩阵和对角矩阵来计算。
14.一种模块化多电平电压转换器，用于将AC电压转换为DC电压并且反之亦然，所述转换器包括用于连接到DC供电网络的DC部分和用于连接到AC供电网络的AC部分，所述转换器还包括转换器控制模块，所述控制模块包括执行适合于通过连续时间模型建模的内部调节的内部调节级，所述连续时间模型能够用涉及与转换器的运行相关联的变量和参数的方程组的形式表示，转换器的特征在于，调节级被配置为使用离散时间模型，并且离散时间模型通过以下步骤获得：
·转换方程组的步骤，以便将所述方程组置于矩阵表示中，在所述矩阵表示中，方程组的变量以向量的形式表示，并且所述方程组的参数以矩阵的形式表示；并且
·离散化放置在所述矩阵表示中的方程组的步骤。
15.一种计算机程序，包括在所述程序被处理器执行时用于执行根据权利要求1至13中任一项所述的方法的步骤的指令。
16.一种处理器可读数据介质，存储有计算机程序，所述计算机程序包括用于执行根据权利要求1至13中任一项所述的方法的步骤的指令。
17.一种计算机系统，包括处理器和存储器，所述存储器包含根据权利要求15的计算机程序，用于在计算机系统的处理器上执行所述方法的步骤。
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