CN109121454A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明获得一种能够降低输出电压的失真率，并且能减少噪声、振动的功率转换装置。在分别基于成为正弦波的三相电压指令来将直流电压转换成三相电压并进行输出的功率转换装置中，包括：第1补偿电压运算部，其在将三相电压指令按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，从最大相减去对直流电压乘以第1常数而得到的第1直流电压，由此运算第1补偿电压，并且，在第1补偿电压的符号为负时，将第1补偿电压设定为0；修正三相电压指令运算部，其从三相电压指令的各相减去第1补偿电压来输出修正三相电压指令；以及逆变器，其基于修正三相电压指令来输出三相电压。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及基于三相电压指令将直流电压转换成三相电压并输出的功率转换装置。
背景技术
以往以来，公开了具有下述第1单元和第2单元，并基于逆变器输出电压的振幅值来切换两单元的PWM逆变器装置，该第1单元生成使PWM逆变器的各相进行开关动作的三相调制的开关信号，该第2单元生成无需进行一相的开关动作的两相调制的开关信号(例如，参照专利文献1)。
此外，还公开了下述功率转换装置，即：在相对于电源电压的占空比指令信号的振幅即调制比比第1规定值要大的情况下，使用低固态两相调制或高固态两相调制，在调制比为第1规定值以下的情况下，使中性点电压成为电容器电压的大约一半，通过按此方式进行操作来减少噪声、振动(例如，参照专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第2577738号公报
专利文献2：日本专利第5354369号说明书
发明内容
发明所要解决的技术问题
使用三相调制而产生电压饱和的情况取决于逆变器输出电压的振幅值和来自电压矢量的基准方向的电压相位。因此，即使是三相调制中会发生电压饱和的振幅值的情况下，也并非始终发生电压饱和，根据电压相位的不同有时不发生电压饱和。在这样的运转条件下，根据电压相位来输出三相调制和两相调制，对降低输出电压的失真率、减少噪声、振动是有利的。
然而，在专利文献1和专利文献2中，基于各个振幅或调制比，始终切换为两相调制。即，即使在根据电压相位无需切换为两相调制就能够避免电压饱和的范围内，也使用两相调制，因此存在会导致输出电压的失真率变差、电动机的噪声、振动增大的问题。此外，在切换调制方式时，也存在因产生不连续的电压变化而导致电动机的噪声、振动增大的问题。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种能够降低输出电压的失真率，并且还能够减少噪声、振动的功率转换装置。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的功率转换装置分别基于成为正弦波的三相电压指令，将直流电压转换为三相电压并进行输出，该功率转换装置包括：第1补偿电压运算部，该第1补偿电压运算部在将三相电压指令按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，从最大相减去对直流电压乘以第1常数而得到的第1直流电压，由此来运算第1补偿电压，并且，在第1补偿电压的符号为负时，将第1补偿电压设定为0；修正三相电压指令运算部，该修正三相电压指令运算部从三相电压指令的各相减去第1补偿电压，输出修正三相电压指令；以及逆变器，该逆变器基于修正三相电压指令，输出三相电压。
发明效果
根据本发明所涉及的功率转换装置，第1补偿电压运算部在将三相电压指令按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，从最大相减去对直流电压乘以第1常数而得到的第1直流电压，由此来运算第1补偿电压，并且，在第1补偿电压的符号为负时，将第1补偿电压设定为0，修正三相电压指令运算部从三相电压指令的各相减去第1补偿电压，从而输出修正三相电压指令。
因此，能够降低输出电压的失真率，并且能减少噪声、振动。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的整体结构图。
图2是表示图1所示的第1补偿电压运算部的运算的流程图。
图3是表示图1所示的修正三相电压指令运算部的运算的流程图。
图4是表示本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图5是表示使图4中的三相电压指令的振幅值增大时的各输出波形的说明图。
图6是表示本发明实施方式2所涉及的功率转换装置的整体结构图。
图7是表示图6所示的第2补偿电压运算部的运算的流程图。
图8是表示图6所示的修正三相电压指令运算部的运算的流程图。
图9是表示本发明实施方式2所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图10是表示本发明实施方式3所涉及的功率转换装置中的第2补偿电压运算部的运算的流程图。
图11是表示本发明实施方式3所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图12是表示本发明实施方式4所涉及的功率转换装置中的第2补偿电压运算部的运算的流程图。
图13是表示本发明实施方式4所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图14是表示本发明实施方式5所涉及的功率转换装置的整体结构图。
图15是表示图14所示的输出电压检测电路的动作的说明图。
图16是表示图14所示的逆变器故障检测部的动作的流程图。
图17是表示本发明实施方式6所涉及的功率转换装置的整体结构图。
图18是表示图17所示的输出电压检测电路的结构图。
图19是表示图17所示的逆变器故障检测部的动作的流程图。
图20是表示本发明实施方式7所涉及的功率转换装置的整体结构图。
图21是表示图20所示的输出电压检测电路的结构图。
图22是表示图20所示的逆变器故障检测部的动作的流程图。
图23是表示现有的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图24是表示本发明实施方式7所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。
具体实施方式
以下，使用附图说明本发明所涉及的功率转换装置的优选实施方式，对于各图中相同或相当的部分，标注相同标号进行说明。
实施方式1.
图1是表示本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的整体结构图。图1中，交流旋转电机1是具有三相绕组U、V、W的交流旋转电机，例如是永磁体同步旋转电机、绕组励磁同步旋转电机、感应旋转电机、同步磁阻电动机等。
直流电源2向逆变器3输出直流电压Vdc。作为该直流电源，包括电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的所有设备。另外，在下述的实施方式1～7中，设为Vdc＝10V来进行说明。
逆变器3基于修正三相电压指令Vu、Vv、Vw及从直流电源2输入的直流电压Vdc，例如以50μs的载波周期Tc进行PWM调制，向交流旋转电机1的三相绕组U、V、W施加电压。
此外，作为开关Sup～Swn，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。设有与逆变器3的下侧臂元件Sun、Svn、Swn分别串联的电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw。
Ru在Sun导通的定时获取其两端电压，由此来检测流过交流旋转电机1的U相绕组的电流。Rv在Svn导通的定时获取其两端电压，由此来检测流过交流旋转电机1的V相绕组的电流。Rw在Swn导通的定时获取其两端电压，由此来检测流过交流旋转电机1的W相绕组的电流。
平滑电容器4是使直流电源2的直流电压Vdc稳定的电容器。此外，基本指令计算部5运算用于驱动交流旋转电机1的三相电压指令Vub、Vvb、Vwb。
作为三相电压指令Vub、Vvb、Vwb的运算方法，可列举出在设定了交流旋转电机1的速度(频率)指令f作为图1中的控制指令的基础上，决定三相电压指令的振幅的V/F控制。此外，还使用下述电流反馈控制等公知技术，即：设定交流旋转电机1的电流指令作为控制指令，基于该电流指令与电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw所检测到的交流旋转电机1的电流之间的偏差，通过比例积分控制来运算三相电压指令Vub、Vvb、Vwb以使该偏差为0。
第1补偿电压运算部6a基于三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，运算第1补偿电压Voffset1。图2是表示第1补偿电压运算部6a的运算的流程图。
图2中，首先，在S101中，对Vub、Vvb、Vwb中按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时的最大相Vmax进行运算。接着，在S102中，从S101中求得的Vmax中减去对直流电压Vdc乘以第1常数K1而得到的第1直流电压，从而运算出第1补偿电压Voffset1’。
接着，在S103中，判定Voffset1’的符号是否为负。若判定的结果是符号不为负，则前进至S104的处理，若为负则前进至S105的处理。在S104中，输出第1补偿电压Voffset1’以作为第1补偿电压Voffset1。另一方面，在S105中，将第1补偿电压Voffset1设为0来进行输出。
修正三相电压指令运算部7a基于三相电压指令Vub、Vvb、Vwb及第1补偿电压Voffset1来运算修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。图3是表示修正三相电压指令运算部7a的运算的流程图。
图3中，在S201中，从Vub、Vvb、Vwb中分别减去Voffset1，来运算Vu、Vv、Vw。
图4是表示本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。图4中，从上到下，第1段示出三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，第2段示出第1补偿电压Voffset1’，第3段示出第1补偿电压Voffset1，第4段示出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。
如上所述，由于将直流电压Vdc设定为10V，因此，在不饱和的情况下能够输出修正三相电压指令的电压范围是－5～5V的10V区间，－5V成为逆变器输出下限值，0V成为逆变器输出中心值，5V成为逆变器输出上限值。
此处，在将电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw检测电流所需的下侧臂开关元件Sun、Svn、Swn的通电时间的下限值设为载波周期Tc的1/10时，例如在Tc＝50μs的情况下将其设为5μs时，若修正三相电压指令Vu、Vv、Vw比逆变器能够输出的电压范围－5～5V中作为上限值的5V少10％以内，即存在于4～5V，则下侧臂开关元件的通电时间变得不充分，从而无法利用电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw来进行电流检测。
由此，为了使下侧臂开关元件的通电时间成为电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw能够进行电流检测的下限值以上，修正三相电压指令必须存在于逆变器输出下限值即－5V到电流检测上限值即4V的范围内。因此，设定第1补偿电压Voffset1’，以使三相电压指令Vub、Vvb、Vwb不超过4V。
此处，将第1常数K1设定为0.4，并设为Voffset1’＝Vmax-K1·Vdc＝Vmax-4[V]。此处，在通过从三相电压指令Vub、Vvb、Vwb分别减去Voffset1’，从而运算了修正三相电压指令Vu、Vv、Vw的情况下，修正三相电压指令Vu、Vv、Vw的最大的相的电压也始终被修正为4V，从而能够进行电流检测。
然而，在Voffset1’的符号为负，Vmax为4V以下的情况下，也会进行补偿。即，在图4中的A1、A2、A3、A4的区间中也进行补偿。该区间中，由于Vmax小于4V，因此即使不进行补偿，修正三相电压指令的最大相也不会超过4V，从而能够利用电流检测用电阻元件进行电流检测。
因此，在Voffset1’为负的情况下将其修正为0，并将该值设为Voffset1。接着，通过从三相电压指令Vub、Vvb、Vwb减去Voffset1，从而仅将为进行电流检测而需要进行补偿的区间B1、B2、B3的最大相的下侧臂开关元件的通电时间修正为与电流检测用电阻元件能够进行电流检测的下限值一致。
在其他的区间A1、A2、A3、A4中，直接将三相电压指令Vub、Vvb、Vwb作为修正三相电压指令Vu、Vv、Vw输出。由此，在A1、A2、A3、A4的区间中，修正三相电压Vu、Vv、Vw的平均值与逆变器输出中心值一致，中性点电压等于电容器电压的一半。由此，如专利文献2所记载的那样，在该区间中可获得减少噪声、振动的效果。
接着，进一步阐述相对于专利文献1、2的效果。专利文献1中，根据逆变器输出电压的振幅值，对三相调制和两相调制进行了切换。此处，三相电压指令的振幅值由下式(1)来表示，若代入图4的第一段所示的三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，则得到4.33V，且在图4的整个区间中为固定值。
【数学式1】
该值与图4的第一段中用黑色圆点来表示的A点、即三相电压指令的峰值相等。由此，由于振幅值超过4V，因此若考虑到在超过4V时不能进行电流检测这样的下侧臂开关元件的通电时间的下限值，则在图4所示的整个区间中只能选择两相调制，从而噪声、振动恶化。
此外，在专利文献2中，仅仅将专利文献1中的振幅值改变为调制比，对于图4的第一段所示的三相电压指令，若考虑到确保下侧臂开关元件的通电时间，则也只能选择低固态两相调制。
另一方面，在本发明中，在图2的S103中判定最大相的瞬时值超过4V从而需要进行补偿的区间，并在不需要(Voffset1’＜0)的情况下，在S105中将第1补偿电压Voffset1相对于Voffset1’(≠0)修正为0，将其设为最终的第1补偿电压。
另外，需要进行补偿的区间是指，若将三相电压指令Vub、Vvb、Vwb直接设为修正三相电压指令Vu、Vv、Vw，则下侧臂开关元件的通电时间会小于电流检测用电阻元件能够进行电流检测的下限值，从而在该情况下需要将修正三相电压指令的最大相电压设为4V以下的区间。
通过该处理，在图4的区间A1、A2、A3、A4中，能够设为第1补偿电压Voffset1＝0，从而修正三相电压Vu、Vv、Vw的平均值与逆变器输出中心值一致，中性点电压等于电容器电压的一半。
如上所述，若根据专利文献1、2的方式，则需要将图4的整个区间均设为两相调制，与此相对，在本发明中，仅对区间B1、B2、B3减去第1补偿电压，因此与专利文献1、2相比，减少了输出电压失真、噪声、振动。此外，由图4的修正三相电压指令Vu、Vv、Vw的波形可知，实施方式1中不会发生不连续的电压变化，与专利文献1、2相比，减少了输出电压失真、噪声、振动。
此外，在电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw设置为分别与逆变器3的上侧臂元件Sup、Svp、Swp串联的情况下，为了确保电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw能够进行电流检测的上侧臂开关元件的通电时间在下限值以上，修正三相电压指令必须存在于电流检测下限值即－4V到逆变器输出上限值即5V的范围内。
因此，设定第3补偿电压Voffset3’，以使得三相电压指令Vub、Vvb、Vwb不会低于电流检测用电阻元件能够进行电流检测的下限值即－4V。此处，将第4常数K4设定为0.4，并设为Voffset3’＝Vmin+K4·Vdc＝Vmin+4[V]。
接着，在Voffset3’的符号为正时将其修正为0，在为负时直接输出，将其值设为Voffset3，通过从三相电压指令Vub、Vvb、Vwb减去Voffset3，从而如上述那样，可获得与将电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw设置为分别与逆变器3的下侧臂元件Sun、Svn、Swn串联的情况相同的效果。
如上所述，根据实施方式1，第1补偿电压运算部在将三相电压指令按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，从最大相减去对直流电压乘以第1常数而得到的第1直流电压，由此运算第1补偿电压，并且，在第1补偿电压的符号为负时，将第1补偿电压设定为0，修正三相电压指令运算部从三相电压指令的各相减去第1补偿电压，从而输出修正三相电压指令。
由此，能够增大三相调制的利用范围，并且在切换调制方式时不会产生不连续的电压变化。因此，能够降低输出电压的失真率，并且减少噪声、振动。
实施方式2.
上述实施方式1中，与三相电压指令的振幅值为4.33V的图4相比，图5示出了将三相电压指令的振幅值增大为5.48V时的三相电压指令Vub、Vvb、Vwb、第1补偿电压Voffset1’、第1补偿电压Voffset1及修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。
图5中，在区间C1、C2、C3、C4中，修正三相电压指令中，最小的值低于逆变器下限值即－5V，导致发生电压饱和。若发生电压饱和，则存在输出电压失真、噪声、振动增大之类的问题。以下，对实施方式2进行阐述，但对于与实施方式1重复的部分省略说明。
图6是表示本发明实施方式2所涉及的功率转换装置的整体结构图。实施方式2与实施方式1的不同之处在于第2补偿电压运算部6b、修正三相电压指令运算部7b。
第2补偿电压运算部6b基于三相电压指令Vub、Vvb、Vwb来运算第2补偿电压Voffset2。图7是表示第2补偿电压运算部6b的运算的流程图。
图7中，首先，在S301中，对Vub、Vvb、Vwb中最大的电压即最大相Vmax进行运算。接着，在S302中，从S301中求得的Vmax中减去对直流电压Vdc乘以第2常数K2而得到的第2直流电压，从而运算出第2补偿电压Voffset2。
此处，将第2常数决定为使得K2与Vdc的相乘值与逆变器输出上限值一致。例如，若Vdc＝10V、逆变器输出上限值＝5V，则设为k2＝0.5。
修正三相电压指令运算部7b基于三相电压指令Vub、Vvb、Vwb、第1补偿电压Voffset1、以及第2补偿电压Voffset2，运算修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。图8是表示修正三相电压指令运算部7b的运算的流程图。
图8中，首先，在S401中，通过上述式(1)计算三相电压指令的振幅值Vamp。接着，在S402中，判定振幅值Vamp是否大于振幅阈值Vth。此处，Vth设定为能够避免图5所示的修正三相电压指令中最小的相低于逆变器输出下限值这一情况的值。例如，Vth设定为Vdc的0.5倍，若Vdc＝10V，则设定为5V左右。
若判定的结果是Vamp比振幅阈值Vth要大，则前进至S403的处理，若比振幅阈值Vth要小，则前进至S404的处理。在S403中，从Vub、Vvb、Vwb中分别减去Voffset2，来运算Vu、Vv、Vw。另一方面，在S404中，从Vub、Vvb、Vwb中分别减去Voffset1，来运算Vu、Vv、Vw。
图9是表示本发明实施方式2所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。图9中，从上到下，第1段示出与图5同样地将振幅值Vamp设为5.48V的三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，第2段示出第2补偿电压Voffset2，第3段示出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。其中，设为Vth＝5V，在S402的处理中选择了“是”。
由图9可知，没有出现图5中所观察到的修正三相电压指令中最小的值低于逆变器输出下限值的现象，修正三相电压指令收敛在逆变器输出范围内，在振幅较大的情况下也能够避免电压饱和。
如上所述，在本实施方式2中，构成为设置第2补偿电压运算部，通过从最大相减去对直流电压乘以第2常数而得到的第2直流电压来求得第2补偿电压，并在三相电压指令的振幅大于阈值时输出该第2补偿电压，由此，除了实施方式1的效果之外，在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够避免电压饱和，能减少输出电压失真、噪声、振动。
另外，在图5的C1、C2、C3、C4的区间中，基于第1补偿电压计算修正三相电压指令，在除此以外的区间中，基于第2补偿电压计算修正三相电压指令，由此当然也能够获得相同的效果。
此外，在电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw设置为分别与逆变器3的上侧臂元件Sup、Svp、Swp串联、且振幅值超过振幅阈值Vth的情况下，首先，从Vmax减去对直流电压Vdc乘以第5常数K5而得到的第5直流电压，由此来运算第4补偿电压Voffset4。
接着，从三相电压指令Vub、Vvb、Vwb减去第4补偿电压Voffset4来求出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw，从而在三相电压指令的振幅较大的情况下也能够避免电压饱和。此处，将第5常数决定为使得K5与Vdc的相乘值与逆变器输出上限值一致。例如，若Vdc＝10V、逆变器输出上限值＝5V，则设为K5＝0.5。
实施方式3.
以下，对实施方式3进行阐述，但对于与实施方式1、2重复的部分省略说明。实施方式3与实施方式2的不同之处在于第2补偿电压运算部6b。
第2补偿电压运算部6b基于三相电压指令Vub、Vvb、Vwb来运算第2补偿电压Voffset2。图10是表示第2补偿电压运算部6b的运算的流程图。
图10中，首先，在S501中，对Vub、Vvb、Vwb中最小的电压即最小相Vmim进行运算。接着，在S502中，对S501中求得的Vmin加上将第3常数K3与直流电压Vdc相乘而得到的第3直流电压，从而运算出第2补偿电压Voffset2。
此处，将第3常数决定为使得K3与Vdc的相乘值的符号反相值与逆变器输出下限值一致。例如，若Vdc＝10V、逆变器输出下限值＝－5V，则设为k3＝0.5。
图11是表示本发明实施方式3所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。图11中，从上到下，第1段示出与图5同样地将振幅值Vamp设为5.48V的三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，第2段示出第2补偿电压Voffset2，第3段示出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。其中，设为Vth＝5V，在图8的S402的处理中选择了“是”。
根据图11，与实施方式2所述的图9同样地，修正三相电压指令收敛在逆变器输出范围内，即使在振幅较大的情况下也能够避免电压饱和。
如上所述，在本实施方式3中，构成为利用第2补偿电压运算部，通过对最小相加上将第3常数与直流电压相乘而得到的第3直流电压来求得第2补偿电压，并在三相电压指令的振幅大于阈值时输出该第2补偿电压，由此，与实施方式2同样地，即使在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够避免电压饱和，能减少输出电压失真、噪声、振动。
另外，在图5的C1、C2、C3、C4的区间中，基于第1补偿电压计算修正三相电压指令，在除此以外的区间中，基于第2补偿电压计算修正三相电压指令，由此当然也能够获得相同的效果。
此外，在电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw设置为分别与逆变器3的上侧臂元件Sup、Svp、Swp串联、且振幅值超过振幅阈值Vth的情况下，首先，对Vmim加上将第6常数K6与直流电压Vdc相乘而得到的第6直流电压，由此来运算第4补偿电压Voffset4。
接着，从三相电压指令Vub、Vvb、Vwb减去第4补偿电压Voffset4来求出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw，从而在三相电压指令的振幅较大的情况下也能够避免电压饱和。此处，将第6常数决定为使得K6与Vdc的相乘值的符号反相值与逆变器输出下限值一致。例如，若Vdc＝10V、逆变器输出下限值＝－5V，则设为K6＝0.5。
实施方式4.
以下，对实施方式4进行阐述，但对于与实施方式1～3重复的部分省略说明。实施方式4与实施方式2的不同之处在于第2补偿电压运算部6b。
第2补偿电压运算部6b基于三相电压指令Vub、Vvb、Vwb来运算第2补偿电压Voffset2。图12是表示第2补偿电压运算部6b的运算的流程图。
图12中，首先，在S601中，对Vub、Vvb、Vwb中最小的电压即最小相Vmim进行运算。接着，在S602中，对Vub、Vvb、Vwb中最大的电压即最大相Vmax进行运算。接着，在S603中，通过求取Vmin与Vmax的平均值来运算第2补偿电压Voffset2。
图13是表示本发明实施方式4所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。图13中，从上到下，第1段示出与图5同样地将振幅值Vamp设为5.48V的三相电压指令Vub、Vvb、Vwb，第2段示出第2补偿电压Voffset2，第3段示出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw。其中，设为Vth＝5V，在图8的S402的处理中选择了“是”。
根据图13，与实施方式2所述的图9同样地，修正三相电压指令收敛在逆变器输出范围内，即使在振幅较大的情况下也能够避免电压饱和。
如上所述，在本实施方式4中，构成为利用第2补偿电压运算部，通过对最小相和最大相进行平均来求取第2补偿电压，并在三相电压指令的振幅大于阈值时输出该第2补偿电压，由此，与实施方式2同样地，即使在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够避免电压饱和，能减少输出电压失真、噪声、振动。
另外，在图5的C1、C2、C3、C4的区间中，基于第1补偿电压计算修正三相电压指令，在除此以外的区间中，基于第2补偿电压计算修正三相电压指令，由此当然也能够获得相同的效果。
此外，在电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw设置为分别与逆变器3的上侧臂元件Sup、Svp、Swp串联、且振幅值超过振幅阈值Vth的情况下，首先，根据Vmin与Vmax的平均值来运算第4补偿电压Voffset4。
接着，从三相电压指令Vub、Vvb、Vwb减去第4补偿电压Voffset4来求出修正三相电压指令Vu、Vv、Vw，从而在三相电压指令的振幅较大的情况下也能够避免电压饱和。
此外，根据上述实施方式2～4，构成为基于最大相Vmax、最小相Vmin、直流电压Vdc中的至少两个来运算第2补偿电压Voffset2，在三相电压指令的振幅值Vamp大于阈值Vth的情况下从三相电压指令减去第2补偿电压，由此，即使在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够避免电压饱和，能减少输出电压失真、噪声、振动。
此外，根据上述实施方式2～4，构成为基于最大相Vmax、最小相Vmin、直流电压Vdc中的至少两个来运算第4补偿电压Voffset4，在三相电压指令的振幅值Vamp大于阈值Vth的情况下从三相电压指令减去第4补偿电压，由此，即使在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够避免电压饱和，能减少输出电压失真、噪声、振动。
实施方式5.
以下，对实施方式5进行阐述，但对于与实施方式1重复的部分省略说明。图14是表示本发明实施方式5所涉及的功率转换装置的整体结构图。实施方式5与实施方式1的不同之处在于输出电压检测电路501、502、503及逆变器故障检测部504。
输出电压检测电路501是输入从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的Vu_real，并输出Vu_real的导通时间Tu的电路。输出电压检测电路502是输入从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的Vv_real，并输出Vv_real的导通时间Tv的电路。
输出电压检测电路503是输入从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的Vw_real，并输出Vw_real的导通时间Tw的电路。其中，导通时间是与上侧臂开关元件连接的时间，截止时间是与下侧臂元件连接的时间。
以下，使用图15对输出电压检测电路501的动作进行说明。图15是表示图14所示的输出电压检测电路的动作的说明图。另外，输出电压检测电路502、503的动作与输出电压检测电路501相同，因此省略。
图15中上段的波形是Vu_real的波形。Vu_real是载波周期Tc的PWM波形，在截止期间与开关Sun连接从而输出0V，在导通期间与开关Sup连接从而输出Vdc[V]。
对输出电压检测电路501设定0＜Vth2＜Vdc的阈值Vth2，在Vu_real比Vth2要大时向上计数，在Vu_real比Vth2要小时保持计数不变。图15中，对导通时间Tu进行计数，并输出至逆变器故障检测部504。
接着，使用图16来说明逆变器故障检测部504的动作。图16是表示逆变器故障检测部504的动作的流程图。
图16中，首先，在S701中，使用从输出电压检测电路501输出的导通时间Tu、载波周期Tc、直流电压Vdc，通过Tu÷Tc×Vdc－0.5Vdc来计算U相输出电压Vu_real2。接着，在S702中，从S701中求出的Vu_real2减去从修正三相电压指令运算部7a输出的Vu，由此来运算U相电压误差Vu_err。
接着，在S703中，判别S702中求出的U相电压误差Vu_err的绝对值|Vu_err|是否大于误差基准值V_err_th。此处，误差基准值V_err_th设定为在修正三相电压指令与从逆变器3实际输出的电压之间考虑到包含由死区时间等产生的误差的情况而具有若干裕量的值。
S703中，在选择了大于误差基准值V_err_th(是)的情况下，输出ERR信号，并使逆变器3停止。另一方面，在选择了不大于误差基准值V_err_th(否)的情况下，不输出ERR信号。
以上，对U相的情况进行了阐述，对于V相、W相，也分别基于V相导通时间Tv、W相导通时间Tw来运算V相电压误差的绝对值|Vv_err|、W相电压误差的绝对值|Vw_err|，将它们与误差基准值V_err_th进行比较，在大于误差基准值V_err_th的情况下，输出使逆变器3停止的信号。
接着，对实施方式5的效果进行阐述。在专利文献1、2的方式中，在三相电压指令超过电流检测上限值的情况下，需要切换为两相调制，因此，修正三相电压指令中最大的相与逆变器输出上限值一致。因此，三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的一相始终与Vdc一致，从而无法与下述电源短路故障区分开，即：无论修正三相电压指令的值如何，三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real均跟随于Vdc。
另一方面，在实施方式1(图4)中，在三相电流指令超过电流检测上限值的情况下，设定了第1补偿电压Voffset1，以使修正三相电压指令的最大的相与电流检测上限值一致。由于第1补偿电压Voffset1是比逆变器输出上限值要小的值，因此，在图15的载波周期Tc中必然会产生Vu_real＝0的截止区间，从而Tu、Tv、Tw为比Tc要小的值。由此，即使在三相电压指令的最大相超过电流检测上限值的情况下，也能够进行与电源短路故障的判别。
此外，在电流检测用电阻元件Ru、Rv、Rw设置为分别与逆变器3的上侧臂元件Sup、Svp、Swp串联、且三相电压指令低于电流检测下限值的情况下，设定了第3补偿电压Voffset3，以使修正三相电压指令的最小的相与电流检测下限值一致。
由于第3补偿电压Voffset3是比逆变器输出下限值要大的值，因此，在图15的载波周期Tc中必然会产生Vu_real＝Vdc的导通区间，从而Tu、Tv、Tw为比0要大的值。由此，即使在三相电压指令的振幅值的最小相低于电流检测下限值的情况下，也能够进行与下述接地故障的判别，即：无论修正三相电压指令的值如何，三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real均跟随于0。
如上所述，通过采用实施方式5的结构，可起到以往所不具有的下述显著效果，即：即使在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够判别电源短路、接地故障。
实施方式6.
以下，对实施方式6进行阐述，但对于与实施方式1重复的部分省略说明。图17是表示本发明实施方式6所涉及的功率转换装置的整体结构图。实施方式6与实施方式1的不同之处在于输出电压检测电路601、602、603及逆变器故障检测部604。
以下，边参照图18，边对输出电压检测电路601、602、603的动作进行说明。图18是表示图17所示的输出电压检测电路的结构图。图18中，输出电压检测电路601、602、603是低通滤波器(LPF)。
输出电压检测电路601输入从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的Vu_real，并输出从Vu_real中去除了其载波频率分量后的电压Vu_LPF。此处，载波频率分量是载波分量，是载波周期Tc的倒数。
输出电压检测电路602输入从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的Vv_real，并输出从Vv_real中去除了其载波频率分量后的电压Vv_LPF。
输出电压检测电路603输入从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的Vw_real，并输出从Vw_real中去除了其载波频率分量后的电压Vw_LPF。
接着，使用图19来说明逆变器故障检测部604的动作。图19是表示逆变器故障检测部604的动作的流程图。
图19中，首先，在S801中，从输出电压检测电路601所求出的Vu_LPF中减去从修正三相电压指令运算部7a输出的Vu及0.5×Vdc，由此来运算U相电压误差Vu_err。接着，在S802中，判别S801中求出的U相电压误差Vu_err的绝对值|Vu_err|是否大于误差基准值V_err_th。
S802中，在选择了大于误差基准值V_err_th(是)的情况下，输出ERR信号，并使逆变器3停止。另一方面，在选择了不大于误差基准值V_err_th(否)的情况下，不输出ERR信号。
以上，对U相的情况进行了阐述，但对于V相、W相，也分别基于Vv_LPF、Vw_LPF运算V相电压误差的绝对值|Vv_err|、W相电压误差的绝对值|Vw_err|，并将它们与误差基准值V_err_th进行比较，在大于误差基准值V_err_th的情况下，输出使逆变器3停止的信号。
接着，对实施方式6的效果进行阐述。在专利文献1、2的方式中，在三相电压指令超过电流检测上限值的情况下，需要切换为两相调制，因此，修正三相电压指令中最大的相与逆变器输出上限值一致。因此，三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real中的一相始终与Vdc一致，从而无法与下述电源短路故障区分开，即：无论修正三相电压指令的值如何，三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real均跟随于Vdc。
另一方面，在实施方式1(图4)中，在三相电流指令超过电流检测上限值的情况下，设定了第1补偿电压Voffset1，以使修正三相电压指令的最大的相与电流检测上限值一致。由此，由于Vu_LPF、Vw_LPF、Vw_LPF是比直流电压Vdc要小的值，从而能够进行与电源短路故障的判别。
如上所述，通过采用实施方式6的结构，可起到以往所不具有的下述显著效果，即：即使在三相电压指令的振幅较大的情况下，也能够判别电源短路故障。
实施方式7.
以下，对实施方式7进行阐述，但对于与实施方式1重复的部分省略说明。图20是表示本发明实施方式7所涉及的功率转换装置的整体结构图。实施方式7与实施方式1的不同之处在于输出电压检测电路701及逆变器故障检测部702。
以下，边参照图21，边对输出电压检测电路701的动作进行说明。图21是表示图20所示的输出电压检测电路的结构图。图21中，输出电压检测电路701包含有低通滤波器(LPF)711。
输出电压检测电路701在检测出从逆变器3输出的三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real之后，对全相进行加法运算，并使用低通滤波器(LPF)711从加法运算得到的结果中去除其载波频率分量，输出由此得到的电压Vadd_LPF。此处，载波频率分量是载波分量，是载波周期Tc的倒数。
接着，使用图22来说明逆变器故障检测部702的动作。图22是表示逆变器故障检测部702的动作的流程图。
图22中，首先，在S901中，通过上述式(1)计算三相电压指令的振幅值Vamp。接着，在S902中，判定振幅值Vamp是否大于振幅阈值Vthx。此处，Vthx设定为即使将三相电压指令直接作为修正三相电压指令输出，也使得最大相为电流检测条件值以下。
接着，在S902中选择了是的情况下，从S901中求得的Vadd_LPF中减去1.5×Vdc，将由此得到的值设为加法运算值误差Vadd_err。接着，在S904中，判别S903中求出的加法运算值误差Vadd_err的绝对值|Vadd_err|是否大于加法运算值误差基准值Vadd_err_th。
S904中，在选择了大于加法运算值误差基准值Vadd_err_th(是)的情况下，输出ERR信号，并使逆变器3停止。另一方面，在选择了不大于加法运算值误差基准值Vadd_err_th(否)的情况下，不输出ERR信号。
此处，边参照图23，边阐述将输出电压检测电路701和逆变器故障检测部702应用于专利文献1、2的方式的情况下的问题。图23是表示现有的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图23中，上段是三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real的波形，在时刻t2之前为两相调制。并且，下段是Vadd_LPF的波形。
此外，在调制方法切换点(t2)的左侧，振幅值Vamp比Vthx要大，设为在图22的S902的处理中选择了否的区域。另一方面，在t2的右侧，振幅值Vamp比Vthx要小，设为在图22的S902的处理中选择了是的区域。
在时刻t2，若振幅值Vamp呈阶梯状地变小，则S902的处理呈阶梯状地从否切换为是，来执行S903～S906的处理，但Vadd_LPF会因图21所示的低通滤波处理而产生响应延迟，从而在时刻t2不会瞬时变成1.5Vdc，而会在时刻t2～t3的区间超过1.5Vdc+Vadd_err_th。
由此，根据图22的S903、S904，|Vadd_err|超过Vadd_err_th，从而导致在S905的处理中向逆变器3输出ERR信号，逆变器3即使实际没有发生故障也会停止。
接着，边参照图24，边对实施方式7的效果进行阐述。图24是表示本发明实施方式7所涉及的功率转换装置的各输出波形的说明图。
图24中，上段是三相电压Vu_real、Vv_real、Vw_real的波形，且振幅设为与图23的上段相同。并且，在时刻t1之前，三相电压指令Vub、Vvb、Vwb的最大相超过电流检测上限值，并在t1之后低于电流检测上限值。
此处，在实施方式1(图4)中，在三相电流指令超过电流检测上限值的情况下，设定了第1补偿电压Voffset1，以使修正三相电压指令的最大的相与电流检测上限值一致。因此，在时刻t1之前，Vadd_LPF的变动也比图23的时刻t2之前要小，处于1.5Vdc－Vadd_err_th～1.5Vdc+Vadd_err_th的范围内。
因此，即使在时刻t1振幅值呈阶梯状地变化，Vadd_LPF也不会脱离1.5Vdc－Vadd_err_th～1.5Vdc+Vadd_err_th的范围，|Vadd_err|比Vadd_err_th要小，从而始终进行S906的处理，因此，不会输出停止逆变器3的信号。
如上所述，通过采用实施方式7的结构，可起到以往所不具有的下述显著效果，即：即使在三相电压指令的振幅急剧地从大到小进行了变动的情况下，也不会对逆变器的故障发生误检测。
此外，本发明可以在该发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或对各实施方式进行适当的变形、省略。

Claims (18)

1.一种功率转换装置，分别基于成为正弦波的三相电压指令，将直流电压转换为三相电压并进行输出，该功率转换装置的特征在于，包括：
第1补偿电压运算部，该第1补偿电压运算部在将所述三相电压指令按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，从所述最大相减去对所述直流电压乘以第1常数而得到的第1直流电压，由此来运算第1补偿电压，并且，在所述第1补偿电压的符号为负时，将所述第1补偿电压设定为0；
修正三相电压指令运算部，该修正三相电压指令运算部从所述三相电压指令的各相减去所述第1补偿电压，输出修正三相电压指令；以及
逆变器，该逆变器基于所述修正三相电压指令，输出所述三相电压。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述逆变器具备电流检测部，该电流检测部根据与下侧臂开关元件串联连接的电流检测用电阻元件的电压降，来检测流过逆变器的各相的电流，
所述第1补偿电压运算部设定所述第1常数，以使得所述下侧臂开关元件的通电时间成为所述电流检测用电阻元件能够进行所述电流的检测的下限值。
3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置具备第2补偿电压运算部，该第2补偿电压运算部基于所述最大相、所述最小相、所述直流电压中的至少两个，来运算第2补偿电压，
所述修正三相电压指令部在所述三相电压指令的振幅大于预先设定的阈值的情况下，通过从所述三相电压指令减去所述第2补偿电压，来输出所述修正三相电压指令。
4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第2补偿电压运算部通过从所述最大相减去对所述直流电压乘以第2常数而得到的第2直流电压，来运算所述第2补偿电压，所述第2常数被设定为使得从所述逆变器输出的电压中的最大的相的电压成为预先设定的上限值。
5.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第2补偿电压运算部通过对所述最小相加上将第3常数与所述直流电压相乘而得到的第3直流电压，来运算所述第2补偿电压，所述第3常数被设定为使得从所述逆变器输出的电压中的最小的相的电压成为预先设定的下限值。
6.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第2补偿电压运算部将所述最大相与所述最小相的平均值设为第2补偿电压。
7.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置在各相具备对从所述逆变器输出的所述三相电压进行检测的输出电压检测电路，基于所述三相电压来判定所述逆变器的故障。
8.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置基于从由所述输出电压检测电路检测得到的所述三相电压中去除了其载波分量后的所述三相电压，来判定所述逆变器的故障。
9.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置在从由所述输出电压检测电路检测得到的所述三相电压中去除了其载波分量后的所述三相电压的各相的加法运算值脱离了预先设定的阈值的情况下，判定所述逆变器的故障。
10.一种功率转换装置，分别基于成为正弦波的三相电压指令，将直流电压转换为三相电压并进行输出，该功率转换装置的特征在于，包括：
第3补偿电压运算部，该第3补偿电压运算部在将所述三相电压指令按从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，对所述最小相加上将第4常数与所述直流电压相乘而得到的第4直流电压，由此来运算第3补偿电压，并且，在所述第3补偿电压的符号为正时，将所述第3补偿电压修正为0；
修正三相电压指令运算部，该修正三相电压指令运算部从所述三相电压指令的各相减去所述第3补偿电压，输出修正三相电压指令；以及
逆变器，该逆变器基于所述修正三相电压指令，输出所述三相电压。
11.如权利要求10所述的功率转换装置，其特征在于，
所述逆变器具备电流检测部，该电流检测部根据与上侧臂开关元件串联连接的电流检测用电阻元件的电压降，来检测流过逆变器的各相的电流，
所述第3补偿电压运算部设定所述第4常数，以使得所述上侧臂开关元件的通电时间成为所述电流检测用电阻元件能够进行所述电流的检测的下限值。
12.如权利要求10或11所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置具备第4补偿电压运算部，该第4补偿电压运算部基于所述最大相、所述最小相、所述直流电压中的至少两个，来运算第4补偿电压，
所述修正三相电压指令部在所述三相电压指令的振幅大于预先设定的阈值的情况下，通过从所述三相电压指令减去所述第4补偿电压，来输出所述修正三相电压指令。
13.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第4补偿电压运算部通过从所述最大相减去对所述直流电压乘以第5常数而得到的第5直流电压，来运算所述第4补偿电压，所述第5常数被设定为使得从所述逆变器输出的电压中的最大的相的电压成为预先设定的上限值。
14.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第4补偿电压运算部通过对所述最小相加上将第6常数与所述直流电压相乘而得到的第6直流电压，来运算所述第4补偿电压，所述第6常数被设定为使得从所述逆变器输出的电压中的最小的相的电压成为预先设定的下限值。
15.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第4补偿电压运算部将所述最大相与所述最小相的平均值设为第2补偿电压。
16.如权利要求10至15的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置在各相具备对从所述逆变器输出的所述三相电压进行检测的输出电压检测电路，基于所述三相电压来判定所述逆变器的故障。
17.如权利要求16所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置基于从由所述输出电压检测电路检测得到的所述三相电压中去除了其载波分量后的所述三相电压，来判定所述逆变器的故障。
18.如权利要求16所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置在从由所述输出电压检测电路检测得到的所述三相电压中去除了其载波分量后的所述三相电压的各相的加法运算值脱离了预先设定的阈值的情况下，判定所述逆变器的故障。
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