CN1090404C - 利用静止电机测量的磁场定向电梯电机驱动参数的自动校准 - Google Patents

Abstract

具有逻辑48的电梯控制器7，其通过计算瞬变电感Lσ，在q轴参考电流I_qREF中注入可变输入频率的正弦波，并在计算转子阻抗虚部Imag(Z_R)的同时改变输入频率，从而获得发生Imag(Z_R)的最大值的频率(F_PEAK)，然后由F_PEAK计算τ_R，来自动地计算磁场定向电机/驱动系统的电机时间常数(τ_R)，转矩常数(K_T ^*)以及激磁电流(Id)。计算K_T ^*，Id和总的电机电压V_M，并且改变Id，直到额定电机电压(Vph-RATED)对V_M的比处于1的预定允差内。

Description

利用静止电机测量的磁场定向电梯电机驱动参数的自动校准

和本发明同时申请的待审的序列号为(Otis Docket Nos.OT-3066，OT-3065，OT-3054，OT-4046，OT-4047)的美国专利包含的主题和本申请的主题相关。

本申请涉及磁场定向的电机驱动的校准，尤其涉及用于电梯电机驱动的磁场定向的(或矢量控制的)驱动参数的自动校准。

在磁场定向的(或矢量控制的)电机驱动与电机速度控制领域中，已知这种驱动和控制需要知道电机的参数，例如转子时间常数(τ_R)，转矩常数(K_T ^*)，和额定激磁电流I_dRATED。

用来确定这些电机常数的一种技术是在工程实验室分析电机，其中使用测力计和昂贵的测试设备，并由熟练技工或工程师进行费时的高技术的工作。然而，在现代化或更新的应用中，其中在现有的电梯系统中新的驱动代替旧的驱动，为进行电机计算而从电梯系统中除去电机是不方便或者成本-效果低的方法。

此外，需要根据在静止时对电机进行的测量来确定电机参数。虽然存在在电机运行时(空载或有载)确定电机参数的技术，但是在电梯应用中进行这种测试并不总是实际的。具体地说，空载实验是不实际的，因为这要求拆卸电梯或者使电机和齿轮箱脱离。此外，进行有载实验，即利用和电梯相连的电机，也是不实际的，因为需要有基本上正确的电机参数带动电梯运动，从而获得有载运行的电机的测量。此外，希望用于确定这些电机参数的技术全部被包含在驱动控制本身内，使得安装者或服务人员可以进行现场更新或现代化驱动而不需要专门的电机与驱动技术人员。

本发明的目的包括提供一种用于电梯的磁场定向驱动与/或控制的电机参数的自动的现场校准方法，其不需要从电梯系统中除去或拆下电机，并且只使用电机的静止的测量。

按照本发明，提供一种用于通过利用对电机的静止的测量，计算由磁场定向控制操作的电梯电机的至少一个参数的方法，所述电机具有电机阻抗Z_M，转子阻抗Z_R，和瞬变电感Lσ，所述方法包括以下步骤：a)提供一个足够高的高频(F_HIGH)的正弦转矩电流参考信号，使得瞬变电感(Lσ)在电机阻抗(Z_M)中占主要地位；b)测量反馈转矩电流(I_q)和反馈转矩电压(V_q)；c)利用公式Lσ＝Imag(Z_M)@F_HIGH/(2πF_HIGH)计算高频(F_HIGH)下的瞬变电感(Lσ)，其中Z_M＝V_q/I_q；d)提供具有可变的输入频率的正弦转矩电流参考信号；e)测量反馈转矩电流(I_q)和反馈转矩电压(V_q)；f)按照公式Imag(Z_R)＝Imag(Z_M)-ωLσ计算转子阻抗的虚部Imag(Z_R)，其中ω是输入频率，Z_M＝V_q/I_q；g)改变输入频率并进行步(d)-(f)，从而获得发生Imag(Z_R)的最大值时的频率(F_PEAK)；以及h)根据F_PEAK计算转子时间常数(τ_R)。

此外，按照本发明，τ_R被计算如下：τ_R＝1/(2πF_PEAK)。另外，按照本发明，还包括按下式计算激磁电感Lφ的附加步骤：Lφ＝2Imag(Z_R)/ω@ω＝1/τ_R。

按照本发明，还进行以下的附加步骤：i)使用公式K_T ^*＝(3/2)(P/2)LφI_d ^*计算电机的转矩常数(K_T ^*)，其中，P＝电机极数，I_d ^*＝Vph_RATED/(ωR_RATEDx Lφ)，Vph_RATED＝额定转子电压，ωR_RATED＝额定电机速度；j)使用公式V_m ^*＝(V_d ^*2+V_q ^*2)^1/2计算电机电压(V_m ^*)，其中V_d ^*＝ω_ELσI_q ^*，V_q ^*＝ω_EL_sI_d ^*，I_q ^*＝T_RATED/K_T ^*，T_RATED是电机的额定转矩，ω_E ^*＝ω_{R_RATED}+ω_S ^*，ω_S ^*＝(1/τ_R)(I_q ^*/I_d ^*)；k)计算V_{PH_}RATED对V_m ^*的比；以及l)改变I_d ^*并进行步骤(h)-(k)，直到比值处于预定的允差1的范围内。

本发明代表对现有技术的一种重大改进，其中根据对感应电机的静止测量提供了用于电梯系统的磁场定向的(或矢量控制的)感应电机控制器的自动校准。本发明可以提供电机参数，例如转子时间常数(τ_R)，转矩常数(K_T ^*)，和额定激磁电流I_dRATED，而不用从电梯系统或齿轮箱拆下电机。按照给定的应用的需要，本发明可以计算瞬变电感Lσ，激磁电感Lφ，定子电阻R_S，以及额定转矩电流I_qRATED。此外，本发明不需要专门训练的工程师利用专用的测试设备调整电机/驱动系统。因而，当新的电机驱动装置在现场安装时，本发明能够大大降低和调整电机驱动装置有关的费用。因而，在现场进行电机参数的自动校准节省时间和费用。结果，本发明对大楼拥有者更有吸引力，从而使其将其电梯系统更新为现代控制系统，这在当前在经济上是不现实的，这是因为，确定在现代化的工作场所存在的旧的电机的参数需要高额费用。

本发明的上述和其它的目的、特点和优点通过下面结合附图对其示例的实施例所作的详细说明可以更加清楚地看出。

图1是按照本发明的具有自动校准逻辑的电机控制器的原理方块图；

图2是按照本发明的电流调节器/电机驱动装置的原理方块图；

图3是按照本发明的通过磁场定向控制的感应电动机的等效电路模型原理图；

图4是按照本发明图3所示的等效电路的简化的原理图；

图5是按照本发明的图1所示的自动校准逻辑的逻辑流程图；

图6是按照本发明转子阻抗的虚部和电机阻抗的虚部对频率的曲线；

图7是按照本发明图5的自动校准逻辑的部分逻辑流程图。

参看图1，在线9的左面所示的电梯电机控制器部分包括磁场定向的(或矢量控制的)电机控制器，其具有两个控制环，每个相应于一个不同的控制轴，d轴相应于电机激磁，q轴相应于转矩。d轴环具有在线14上提供的d轴电流参考输入信号I_dREF。I_dREF被设置为预定的常数，使得根据电机磁化曲线例如I_dRATED或I_NO-LOAD在电机内提供合适的磁通，后面还要讨论。I_dREF信号被送到磁场定向的电流调节器/电机控制电路20，后面结合图2还要讨论。

q轴电流环具有在线15上的第一q轴电流参考输入信号I_qREF1，被输入到开关19的一个输入端。I_qREF1由其它的逻辑提供(未示出)，例如速度环补偿逻辑(未示出)，其使电机速度控制环闭合，例如在待审的序列号为Otis Docket No.OT-3054的美国专利申请所述的那样，当不进行自动校准时，其对控制器提供q轴电流参考信号。

开关19的其它的输入是在线17上的第二q轴电流参考输入信号I_qREF2。开关19的输出是在线18上的q轴电流环参考信号I_qREF，根据在线13上提供给开关19的MODE1信号的状态，其被设置为等于I_qREF1或I_qREF2。I_qREF信号被送到磁场定向的电流调节器/电机驱动电路20，下面结合图2还要说明。

本发明使用的三相交流感应电机的两个例子是由Loher生产的型号为LUGA-225LB-04A，额定功率为45KE，额定电压为355V，额定速度为1480，额定频率为50Hz，用于齿轮结构；以及由Tatung(台湾的)生产的，型号为156MST，额定功率40KW，额定电压500V，额定速度251，额定频率16.7Hz，用于无齿轮结构中。如果需要，可以使用具有其它额定参数的电机。

电路20在线22上对电机24，例如三相感应电动机，提供三相电压信号Vx，Vy，Vz。电机24通过机械连接装置26例如轴与/或齿轮箱和滑轮28相连。缆绳或缆索30绕在滑轮28上，一端和电梯轿箱32相连，另一端和配重34相连。配重的重量一般等于空轿箱的重量加上轿箱内最大负荷的40-50％。

如果需要把电机24的输出转矩转换为电梯轿箱32的运动，也可以使用其它的电梯系统结构，有或没有配重，有或没有齿轮箱，例如双电梯(其中两个电梯轿箱和一个绳索相连，轿箱沿相反方向运动，每个轿箱作为另一个轿箱的配重)，鼓形机械(其中绳索被绕在由电机驱动的鼓上)，等。

制动器37，例如电磁致动的盘制动器被设置在轴26上，并被来自电路20的线38上的电制动指令信号BRKCMD驱动。制动器37当被致动或“落下”时，便夹在轴26上，从而阻止电机轴26转动，即锁住转子，因而阻止滑轮28运动。

参看图2，在磁场定向电机控制领域中知道，这种控制使用分别相应于d，q轴的电流(I_d，I_q)和电压(V_d，V_q)参数。使用磁场定向时，电机磁场(或磁通)将被I_d控制，电机转矩被I_q控制，这是公知的。具体地说，图1的磁场定向电流调节器/电机驱动器20包括两个电流控制环，一个用于d轴电流I_d，一个用于q轴电流I_q。I_d环接收在线14上的I_dREF信号，被送到加法器102的正输入端。在线104上的测量的或反馈的d轴电流信号I_d被送到加法器102的负输入端。加法器102的输出是在线106上的误差信号I_dERR，被送到控制补偿逻辑108，例如比例积分(P-I)电流环控制。在需要时可以使用其它电流环控制补偿办法。逻辑108在线110上提供d轴电压指令信号V_dCMD。

对于q轴，I_q环接收在线18上的I_qREF信号，被送到加法器114的正输入端。在线116上的测量的或反馈的q轴电流信号I_q被送到加法器114的负输入端。加法器114的输出是在线118上的误差信号I_qERR，被送到控制补偿逻辑120，例如类似于逻辑108的比例积分(P-I)逻辑。逻辑120的输出是在线122上的q轴电压指令信号V_qCMD。对于逻辑108，120，可以使用其它的控制补偿，例如比例，超前-滞后等。使用的补偿形式并不是本发明的关键。

电压指令V_dCMD和V_qCMD被送到公知的磁场定向的三相转换逻辑124，它把d，q轴电压指令转换为在线126上的三相电压指令V_XCMD，V_YCMD，V_ZCMD。相电压指令V_XCMD，V_YCMD，V_ZCMD被送到公知的三相驱动电路(或逆变器)128，其在线130，132，134(整体上，线22)上分别提供三相电压V_X，V_Y，V_Z，用于驱动电机24。

在驱动电路128内(未示出细节)，在线126上的每个电压指令V_XCMD，V_YCMD，V_ZCMD被转换为代表相应的输入电压值的百分比占空度指令。百分比占空度指令被转换成脉宽调制的驱动信号，其驱动功率晶体管，从而在线130，132，134上分别提供脉宽调制的可变频率的三相电压V_X，V_Y，V_Z。在驱动器128中的转换使用在电机驱动电路领域中熟知的电子元件与/或软件完成。也可以使用任何其它类型的接收输入电压指令并提供输出相电压的驱动电路，并且相电压不一定是脉宽调制的。

分别和相电压V_X，V_Y，V_Z相关的相电流I_X，I_Y，I_Z利用公知的电流传感器136，138，140分别进行测量，例如公知的闭环霍耳效应电流传感器(例如LEMS)，并分别被提供在线132，134，136上。相电流I_X，I_Y，I_Z被送到公知的三相至磁场定向转换的转换逻辑142，其在线104，116上提供从相电流到分别被送到加法器102，114的d，q轴电流的公知转换。

转换器124，150提供矢量参数(d，q轴)和每相参数之间的转换，例如在D.Novotny等的“Vector Control and Dynamics of ACDrives”，Oxford University Press，1996，Ch 5，pp 203-251所述。转换器124，15也可以使用微处理器等利用软件实行这种转换。

在磁场定向驱动领域中已知，电机的转子时间常数τ_R的值需要被控制，以便完成向和从磁场定向的d，q轴的转换。具体地说，使用τ_R建立正确的转差频率ω_S，以便实现磁场定向。转子时间常数τ_R的值在线144上被提供给两个转换器124，150。

电机驱动逻辑111也包括制动驱动电路145，其接收在线146上的输入信号BRK，并在线38上提供BRKCMD信号。

参见图1，本发明包括自动校准逻辑48，其自动地计算电机参数τ_R，K_T ^*，I_dRATED，并在线144上把τ_R提供给电路20，在线14上把I_dRATED作为I_dREF提供给电路20，在线160上把K_T ^*提供给速度环补偿逻辑(未示出)，例如和本申请同时申请的待审美国专利(OT-3054)所述。逻辑48还计算其它电机参数，例如瞬变电感Lσ，激磁电感Lφ，定子电阻R_S(或R1)，以及额定转矩电流I_qRATED。逻辑48接收来自电路20的Vq，Iq。逻辑48还向开关19提供电流参考信号I_qREF2，并在线14上向电路20提供I_dREF。

逻辑48包括公知的电子元件，其中可以包括能够完成其中所述的功能的微处理器，接口电路，存储器，软件，与/或固件。

逻辑48还在线13上把MODE1信号提供给开关19。MODE1标记使来自校准逻辑48的电流参考信号I_qREF2被送到逻辑20。逻辑48还在线146上把中断请求信号BRK提供给电路20。

校准逻辑48还和服务器80通过串行链路82进行通信。服务器80包括显示器84和键垫(或键盘)86，用于对服务器80输入数据，并通过链路82向控制器7输入数据。具体地说，逻辑48通过链路82接收来自服务器80的开始指令，其控制自动校准开始的时间。逻辑66还通过链路82向服务器80提供DONE信号和FAULT信号。DONE信号表示自动校准无故障而被完成的时间，FAULT信号表示在自动校准期间检测到故障时的时间。

参见图3，感应电机的公知的等效电路和“Vector Control andDynamics of AC Drives”，Novotny and Lipo，Oxford 1996，Chapter5所述的类似。图3是在交流稳态操作时的每相的等效电路，其中电流I1和电压V1是相量。电路90包括和等效的“瞬变”电感Lσ串联的转子电阻R_s，它们和转子阻抗Z_R串联，Z_R包括和等效电阻R₂/S并联的“激磁”电感Lφ。其中：

R_s(或R₁)＝定子绕组电阻

L_s＝定子绕组电感

Lr＝转子绕组电感

Lm＝互感

Rr＝转子绕组电阻

Lσ＝Ls-Lm²/Lr＝瞬变电感

Lφ＝Lm²/Lr＝激磁电感

ω_E＝输入电流I₁的电频率

ω_R＝电机输出转速，每秒弧度，相对于电参考系统

S＝转差率＝(ω_R-ω_R)/ω_E

ω_S＝转差频率＝ω_E-ω_R＝(1/τ_R)(Iq/Id)

其中τ_R＝转子时间常数，Iq＝q轴电流(或转矩电流)，Id＝d轴电流(激磁电流)

R₂＝(Lm²/Lr²)^*Rr

此外，转子时间常数τ_R和电机转矩常数K_T ^*和电路90的参数的关系如下：

τ_R＝Lr/Rr＝Lφ/R₂

K_T ^*＝(3/2)(p/2)Lφ Id＝转矩/电流其中P＝极数

参看图4，电路92是图3的电路90的等效电路，电机阻抗Z_R变换为具有实部Real(Z_R)和等于ωLx的虚部Imag(Z_R)的串联电路阻抗。具有变换的Z_R的等效电路92对于确定转子时间常数τ_R是有用的(下面还要说明)。

参看图5，逻辑48的顶级流程图在步200开始，确定是否收到来自服务器80的开始指令。如果还没有，则逻辑退出。如果收到开始指令，则步202通过链路82(图1)请求并接收来自服务器80的由维护人员输入的电机参数。接收的电机参数是额定电机轴功率(PWR_RATED)，以瓦表示；额定电机转速(RPM_RATED)，rpm；额定线电压的有效值(VLL_RATED)，单位V；额定频率(HZ_RATED)，Hz；和极数(POLES)，这些都从电机的铭牌数据获得。

然后，在步203设置MODE＝1，BRK＝1，使制动器37(图1)锁住转子，并且使I_dREF2＝0。对于这里所述的每种测试，转子保持锁住(转子速度ω_R＝0)，并且I_dREF2＝0安培。当ω_R＝0，I_dREF2＝0，转差率S＝1时，电机电流I₁等于q轴电流Iq，电机电压V₁等于q轴电压Vq。当Iq＝0时，电机工作在单相状态下，如图3，4的电路。

接着，步204测量瞬变电感Lσ，其中在线17(图1)上在q轴参考电流I_qREF2内提供频率F_HIGH足够高的正弦电流信号，例如31.25Hz，使得电机阻抗将主要由瞬变电感Lσ确定。如果需要，也可以使用其它频率，例如大于30Hz的频率。正弦波输入信号由信号处理器，例如数字信号处理器，如更新(或采样)速率为5KHz的摩托罗拉DSP 56002处理器，以数字方式产生。也可以使用其它硬件与/或软件技术或更新速率来产生正弦输入信号。

步204读出q轴反馈电流Iq和q轴输出电压Vq(分别等于电机电流I₁和电机电压V₁，如前所述)。接着，步204使用前述的数字信号处理器进行Iq和Vq的离散富氏变换(DFT)，确定一次谐波的富氏系数。来自DFT的测量信号的基波或一次谐波分量是Asin(ωt)+Bcos(ωt)，其中ω＝2πf，是输入频率(弧度/秒)。一次谐波主要用来计算阻抗，使得系统的非线性不会使计算失真。

为了计算DFT，如所公知的，在逻辑48内产生具有测试频率的单位振幅的标准正弦波和余弦波。测量的信号(Iq，Vq)乘以标准的正弦波，并把乘积在一个激磁周期内积分，从而产生信号的富氏系数A。由标准的余弦波乘以信号并进行积分而产生系数B。我们发现，在输入信号的15个周期内积分便足以滤除系统响应中的任何瞬变分量。如果需要，也可以使用其它的周期数。此外，对于这里讨论的任何DFT，如果需要，也可使用其它类型的富氏变换，例如快速富氏变换(FFT)等，只要获得所需信号的一次谐波即可。此外，代替富氏变换，可以使用任何其它的滤波或频谱分析技术来确定所需信号的一次谐波。

然后，步204通过使用上述计算的电压和电流的一次谐波分量计算电压对电流的比(V₁/I₁＝Vq/Iq)来计算电机阻抗Z_M。步204然后由富氏系数计算Z_M的实部和虚部。电机阻抗Z_M在F_HIGHHz下的虚部被瞬变电感项ωLσ占主要地位。因而，瞬变电感Lσ等于输入频率F_HIGH下的瞬变电抗(或Z_M的虚部)除以用弧度/秒(2πF_HIGH)表示的频率ω，或：

Lσ＝Imag(Z_M)@F_HIGH/(2πF_HIGH)

接着，选择的步骤206测量电路阻抗的总电阻(R_TOT＝R_S+R₂)，即转子和定子电阻之和，作为在步204中确定的电机阻抗Z_M的实部。这样：

R_TOT＝Real(Zm)@F_HIGH

具体地说，在步204中使用的相当高的频率F_HIGH下，电路90中的电感Lφ是大的，并且Z_M的实部将等于R_TOT。R_TOT的值被保留用于以后计算R_S(见步212)。

接着，步208测量转子时间常数τ_R如下。步208按由后面讨论的搜索算法限定的增量产生从0.1到8.0Hz的低频正弦输入q轴参考电流I_qREF2的序列。正弦波输入被以数字方式产生，如前在步204所述。在每个频率，电机电流Iq和电压Vq(分别等于电机电流I₁和电压V₁，如前所述)被测量，并且独立地计算电机电流信号I₁以及电压信号V₁的DFT。如前在步204讨论的那样，获得基波或一次谐波富氏系数。

然后，步208通过计算电压和电流的比(V₁/I₁)计算每个频率下的电机阻抗Z_M。步208然后由富氏系数计算Z_M的实部和虚部。然后，步208通过从电机阻抗Z_M的虚部中减去瞬变电抗(ωLσ)计算转子阻抗的虚部Imag(Z_R)＝ωLx，其中Lσ由上面步204算出，ω是输入频率，公式如下：

Imag(Z_R)＝ωLx＝Imag(Z_M)-ωLσ

参看图6，曲线250表示电机阻抗的虚部Imag(Z_M)＝ω(Lσ+Lx)，曲线252表示电机阻抗的虚部Imag(Z_R)＝ωLx。曲线252的最大值254发生处的频率ω(弧度/秒)是转子时间常数的倒数，即ω＝1/τ_R。一种已知的搜索算法，例如“黄金分割线段搜索”算法，改变输入频率，并确定发生ωLx的最大值时的频率Fpeak。使用的搜索算法的类型对于本发明并不重要，因而可以使用任何改变输入参数并确定输出参数的最大值的搜索算法。然后，转子时间常数τ_R被计算如下：

τ_R＝1/ωpeak＝1/(2πF_PEAK)

下一步210计算激磁电感Lφ。具体地说，在转子时间常数的频率下(ω＝1/τ_R)，该频率也是电机传递函数的转折频率，转子阻抗Z_R的实部和虚部彼此相等，即ωLx＝Rx。此外，在同一频率下，可以示出(下面)ωLx也等于1/2ωLφ(激磁电抗)。具体地说，转子阻抗Z_R等于和R₂并联的ωLφ，如下式所示：

Z_R＝jωLφR₂/(R₂+jωLφ)

由分母的共轭复数(R₂-jωLφ)乘以分子和分母，给出

Z_R＝ω²Lφ²R₂/(R₂ ²+ω²Lφ²)+jωLφR₂ ²/(R₂ ²+ω²Lφ²)        式1

其具有阻抗的串联组合的形式，或者实部和虚部如下式所示：

ZR＝Rx+jωLx

Z_R＝Real+jImaginary

在Imag(Z_R)的曲线252的峰值254，实部和虚部相等，这给出：

ω²Lφ²R₂/(R₂ ²+ω²Lφ²)＝ωLφR₂ ²/(R₂ ²+ω²Lφ²)              式2

化简式2得到：

ωLφ＝R₂

将R₂＝ωLφ代入Z_R的虚部，并设等于ωLx，给出：

Imag(Z_R)＝(ωLφ)(ω²Lφ²)/(ω²Lφ²+ω²Lφ²)＝ωLx     式3

化简式3得到：

ωLx＝ωLφ/2                                                    式4

这样，激磁电感Lφ计算如下：

Lφ＝2Imag(Z_R)/ω@ω＝1/τ_R

接着，选择的步骤212利用首先计算的R₂的值计算定子电阻R_S。可以看出(下面)在ω＝1/τ_R处的转子阻抗的实部Real(Z_R)等于R₂/2。具体地说，式1的实部是：

Real(Z_R)＝Rx＝Lφ²R₂/(R₂ ²+ω²Lφ²)

代入R₂＝ωLφ，并简化，则给出：

Rx＝R₂/2

因而，

R₂＝2Real(Z_R)@ω＝1/τ_R

此外，可以使用下式计算R₂：

R₂＝Lφ/τ_R

其中Lφ和τ_R是在前面步204，208分别算出的。然后，在每种情况下，通过从步206计算的总电阻(R_TOT＝R_S+R₂)中减去R₂确定定子电阻R_S。因而，

R_S＝R_TOT-R₂

如果电机的R_S的值已知，例如从数据单中，则可以通过链路82提供给控制系统，然后，在步212还可以检查R_S的范围，确保其处于期望值的预定的百分数之内。如果R_S不在所需的范围之内，在步212设故障标记FAULT1＝1。此外，可以计算R_S的值，并提供给服务器，用于帮助维护人员确定在其系统中安装的电机的类型。

接着，步214使用Lφ和τ_R以及在步202获得的输入参数PWR_RATED，RPM_RATED，VLL_RATED，HZ_RATED和POLES，模拟电机参数，并通过迭代计算额定的激磁电流I_dRATED，以及转矩常数K_T ^*，如图7所示。

参看图7，模拟的电机参数加星号(*)表示，以便避免和上面讨论的实际测量的电机参数混淆。具体地说，步300计算相对于电参考帧的电机额定转速ω_R_RATED。接着，步302把额定线电压(VLL_RATED)转换为额定相电压Vph_RATED。接着，步303根据额定功率和额定RPM计算额定转矩T_RATED。然后，步304计算定子电感L_S，其是瞬变电感Lσ和激磁电感Lφ之和。接着，步306使用额定电压和速度根据Id的一阶近似计算模拟的d轴电流Id^*的初始值。接着，步308设变量COUNT＝0。

接着，310-322的一系列步骤使用各种电机参数，根据在步210计算的(图5)Lφ值，在上面步300-308计算的参数，并使用磁场定向电机控制的已知关系，这些在上面已经讨论过，计算K_T ^*和模拟的电机电压V_M ^*。具体地说，步310根据在步210计算的Lφ(图5)和激磁电流I_d ^*的电流值计算转矩常数K_T ^*。接着，步312计算转矩电流Iq^*。接着，步314计算模拟的转差频率ω_S ^*，其在下一步316用于计算模拟的电流频率ω_E ^*，其等于电机的旋转频率(或速度)(作为额定速度的模拟)ω_R_RATED加上转差频率ω_S ^*。

接着，步318根据激磁电流Id^*计算模拟的q轴输出电压Vq^*，步320根据转矩电流Iq^*计算模拟d轴输出电压Vd^*。然后，步322计算等于d，q轴输出电压Vd^*，Vq^*分别平方后的和的方根的模拟的矢量和即总的电机电压Vm^*。

接着，步324计算等于额定相电压Vph_RATED和模拟的每相电机电压Vm^*之比的传动比参数。逻辑进行迭代，直到传动比在所需的允差范围内，例如0.001，趋向于1。当传动比等于1时，Id^*的值将产生在额定RPM和额定转矩下的额定电压。

接着，步326计算等于传动比乘以Id^*的当前值的Id^*的下一个值。接着，步328检查传动比(Ratio)是否在预定的允差例如0.001的范围内。如果不是，步330就检查COUNT是否大于或等于10(即循环是否已经迭代至少10次)。如果循环已经迭代至少10次，便在步332设置FAULT标记等于1，并通过链路82(图1)输出到服务器80，并且逻辑退出。如果迭代次数小于10次，步334使COUNT增加1，逻辑214进行步310，再进行迭代。

如果在步328传动比在所需的允差之内，逻辑则被认为已经收敛，并且在收敛时的Id^*，Iq^*值分别等于额定的d轴电流I_dRATED和额定的q轴电流I_qRATED。因而步340设置d轴电流参考I_dREF为等于I_dRATED的Id^*，并且步344设置I_qRATED等于Iq^*。然后，逻辑退出并返回图5的逻辑48。

参看图5，步216确定在以上步骤202-214的任何一步中是否检测到误差(即是否FAULT＝1)。如果检测到故障，步218则设FAULT＝1，通过串行链路82把其送到服务器80(图1)，并且步220设MODE1＝0，BRK＝0，然后逻辑退出。如果没有发生故障，则步222设DONE标记等于1，并通过串行链路82将其送到服务器80。接着，在步224通过串行链路82把一些或全部电机参数τ_R，K_T ^*，I_dRATED，Lσ，Lφ，R_S，和I_qRATED传递到服务器80。服务器80则显示这些参数供维护人员使用，然后，逻辑48退出。

虽然参照示例的实施例对本发明进行了说明，但是本领域的技术人员应该理解，不脱离本发明的构思可以作出各种其它的改变、省略和增加。

Claims (10)

1.一种用于通过使用电机的静止的测量，计算由磁场定向控制操作的电梯电机的至少一个参数的方法，所述电机具有电机阻抗Z_M，转子阻抗Z_R，和瞬变电感Lσ，所述方法包括以下步骤：

a)提供一个足够高的高频(F_HIGH)的正弦转矩电流参考信号，使得瞬变电感(Lσ)在电机阻抗(Z_M)中占主要地位；

b)测量反馈转矩电流(I_q)和反馈转矩电压(V_q)；

c)利用公式

Lσ＝Imag(Z_M)@F_HIGH/(2πF_HIGH)

计算所述高频(F_HIGH)下的所述瞬变电感(Lσ)，

其中Z_M＝V_q/I_q；

d)提供具有可变的输入频率的正弦转矩电流参考信号；

e)测量反馈转矩电流(I_q)和反馈转矩电压(V_q)；

f)按照公式

Imag(Z_R)＝Imag(Z_M)-ωLσ

计算转子阻抗的虚部Imag(Z_R)，

其中ω是所述输入频率，Z_M＝V_q/I_q；

g)改变所述输入频率并进行步(d)-(f)，从而获得转子阻抗的虚部Imag(Z_R)的最大值所在处的频率(F_PEAK)；以及

h)根据频率F_PEAK计算转子时间常数(τ_R)。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述时间常数τ_R被计算如下：

τ_R＝1/(2πF_PEAK)。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述计算电机阻抗Z_M的步骤包括计算反馈转矩电压Vq的一次谐波和反馈转矩电流Iq的一次谐波的步骤。

4.如权利要求3所述的方法，其中所述计算反馈转矩电流Iq，反馈转矩电压Vq的一次谐波的步骤包括计算反馈转矩电流Iq和反馈转矩电压Vq的富氏变换的步骤。

5.如权利要求2所述的方法，还包括按下式计算激磁电感Lφ的步骤：

Lφ＝2Imag(Z_R)/ω@ω＝1/τ_R。

6.如权利要求5所述的方法，还进行以下的步骤：

i)使用公式

K_T ^*＝(3/2)(P/2)LφI_d ^*

计算电机转矩常数(K_T ^*)，其中，

P＝电机极数；

I_d ^*＝Vph_RATED/(ωR_RATEDx Lφ)；

Vph_RATED＝额定转子电压；

ωR_RATED＝额定电机速度；

j)使用公式

V_m ^*＝(V_d ^*2+V_q ^*2)^1/2

计算电机电压(V_m ^*)，其中

V_d ^*＝ωELσI_q ^*；

V_q ^*＝ω_EL_sI_d ^*；

I_q ^*＝T_RATED/K_T ^*，

T_RATED是电机的额定转矩；

ω_E ^*＝ω_{R_RATED}+ω_S ^*；并且

ω_S ^*＝(1/τ_R)(I_q ^*/I_d ^*)；

k)计算额定转子电压V_{Ph_}RATED对电机电压V_m ^*的比；以及

l)改变I_d ^*并进行步骤(h)-(k)，直到比值处于预定1的允差的范围内。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述改变I_d ^*的步骤包括计算作为I_d ^*乘以比值的I_d ^*的下一个值的步骤。

8.如权利要求5所述的方法，还包括以下步骤：

m)按下式计算在所述高频下的总电阻(R_TOT)：

R_TOT＝Real(Zm)@F_HIGH

n)按下式计算定子电阻(Rs)：

Rs＝R_TOT-R₂

其中R₂＝Lφ/τ_R；以及

o)在步(b)和(d)之间进行步(m)。

9.如权利要求1所述的方法，其中所述步(a)-(h)在收到来自服务器的指令时被自动地进行。

10.如权利要求6所述的方法，其中所述步(a)-(l)在收到来自服务器的指令时被自动地进行。

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