JPH11252999A - 静止モ―タ測定を使用する界磁有向性エレベ―タモ―タ駆動の自動校正 - Google Patents
静止モ―タ測定を使用する界磁有向性エレベ―タモ―タ駆動の自動校正Info
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- JPH11252999A JPH11252999A JP10360432A JP36043298A JPH11252999A JP H11252999 A JPH11252999 A JP H11252999A JP 10360432 A JP10360432 A JP 10360432A JP 36043298 A JP36043298 A JP 36043298A JP H11252999 A JPH11252999 A JP H11252999A
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータをエレベータシステムから切り離す必
要がなくかつモータの静止測定のみに使用する駆動およ
び／若しくは制御のためのモータパラメータの自動較正
を提供する。 【解決手段】 エレベータ制御装置７はロジック４８を
備え、該ロジック４８は、過渡インダクタンスＬσを計
算し、可変入力周波数正弦波をｑ−軸基準電流ＩqREFに
代入すると共に、Ｉｍａｇ（ＺR）の最大値が生じる周
波数（ＦPEAK）を得るために回転子インピーダンスＩｍ
ａｇ（ＺR）の虚部を計算し、ＦPEAKからτRを計算して
入力周波数を変えることによって、モータ時定数
（τR），トルク定数（ＫT＊）および磁化電流（Ｉd）
を計算する。ＫT＊，Ｉdおよびトータルモータ電圧ＶM
は計算され、Ｉdは、ＶMに対する定格モータ電圧（Ｖｐ
ｈ＿ＲＡＴＥＤ）の比が所定の公差内になるまで、変え
られる。処理はロックされた回転子で行われる。
要がなくかつモータの静止測定のみに使用する駆動およ
び／若しくは制御のためのモータパラメータの自動較正
を提供する。 【解決手段】 エレベータ制御装置７はロジック４８を
備え、該ロジック４８は、過渡インダクタンスＬσを計
算し、可変入力周波数正弦波をｑ−軸基準電流ＩqREFに
代入すると共に、Ｉｍａｇ（ＺR）の最大値が生じる周
波数（ＦPEAK）を得るために回転子インピーダンスＩｍ
ａｇ（ＺR）の虚部を計算し、ＦPEAKからτRを計算して
入力周波数を変えることによって、モータ時定数
（τR），トルク定数（ＫT＊）および磁化電流（Ｉd）
を計算する。ＫT＊，Ｉdおよびトータルモータ電圧ＶM
は計算され、Ｉdは、ＶMに対する定格モータ電圧（Ｖｐ
ｈ＿ＲＡＴＥＤ）の比が所定の公差内になるまで、変え
られる。処理はロックされた回転子で行われる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、界磁有向性モータ
駆動の較正に係り、特に、エレベータ駆動用の界磁有向
性（又はベクトル制御）駆動パラメータの自動較正に関
する。
駆動の較正に係り、特に、エレベータ駆動用の界磁有向
性（又はベクトル制御）駆動パラメータの自動較正に関
する。
【０００２】同時に出願中の米国特許出願Ｎｏ．８／９
９６，２３４（社内整理番号Ｎｏ．ＯＴ−３０６６）、
Ｎｏ．８／９９６，２６３（社内整理番号ＯＴ−３０６
５）、（社内整理番号ＯＴ−３０５４）、Ｎｏ．８／９
９６，２６６（社内整理番号ＯＴ−４０４６）、Ｎｏ．
８／９９６，２６４（社内整理番号ＯＴ−４０４７）
は、ここに述べられている主題を含んでいる。
９６，２３４（社内整理番号Ｎｏ．ＯＴ−３０６６）、
Ｎｏ．８／９９６，２６３（社内整理番号ＯＴ−３０６
５）、（社内整理番号ＯＴ−３０５４）、Ｎｏ．８／９
９６，２６６（社内整理番号ＯＴ−４０４６）、Ｎｏ．
８／９９６，２６４（社内整理番号ＯＴ−４０４７）
は、ここに述べられている主題を含んでいる。
【０００３】
【従来の技術】界磁有向性（又はベクトル制御）モータ
の駆動と制御が、回転子時定数（τR）、トルク定数
（ＫT＊）、および磁化電流ＩdRATEDのようなモータパ
ラメータの知識を必要とすることは、界磁有向性（又は
ベクトル制御）の分野で知られている。
の駆動と制御が、回転子時定数（τR）、トルク定数
（ＫT＊）、および磁化電流ＩdRATEDのようなモータパ
ラメータの知識を必要とすることは、界磁有向性（又は
ベクトル制御）の分野で知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】これらのモータパラメ
ータを決めるために使用される技術は、ダイナモメータ
と高価な試験設備を使用しかつ時間の浪費、技術的な仕
事を行うエンジニアリング実験室においてモータを解析
することである。しかしながら、現代化の又はレトロフ
ィットの使用にあたって、新しい駆動装置は現存するエ
レベータの古い駆動装置と取り替えるものであり、モー
タを評価するためにモータをエレベータシステムから取
り除くことは、不都合であり費用がかかる。
ータを決めるために使用される技術は、ダイナモメータ
と高価な試験設備を使用しかつ時間の浪費、技術的な仕
事を行うエンジニアリング実験室においてモータを解析
することである。しかしながら、現代化の又はレトロフ
ィットの使用にあたって、新しい駆動装置は現存するエ
レベータの古い駆動装置と取り替えるものであり、モー
タを評価するためにモータをエレベータシステムから取
り除くことは、不都合であり費用がかかる。
【０００５】また、静止しているモータの測定にもとづ
くモータパラメータを決めることは、望ましいことであ
る。モータを運転しながら（無負荷又は負荷状態のもと
で）モータパラメータを決める技術は存在するけれど
も、この技術は、モータに適用するにあたって、必ずし
も実用的ではない。特に、無負荷試験は、エレベータを
ロープをかけないか又はギャボックスから切り離すこと
が必要であるので、実用的でない。
くモータパラメータを決めることは、望ましいことであ
る。モータを運転しながら（無負荷又は負荷状態のもと
で）モータパラメータを決める技術は存在するけれど
も、この技術は、モータに適用するにあたって、必ずし
も実用的ではない。特に、無負荷試験は、エレベータを
ロープをかけないか又はギャボックスから切り離すこと
が必要であるので、実用的でない。
【０００６】さらに、負荷状態すなわちエレベータに接
続されたモータでテストを行うことは、負荷状態で運転
しているモータの測定を行うためにモータを始動するの
は、ほぼ正しいモータパラメータが必要であるので、実
用的でない。もちろん、そのようなモータパラメータを
決めるための技術は、既して駆動制御に含まれているこ
とが望ましく、レトロフィット又は現代の駆動装置のフ
ィールド・コミッションニングは、特別なモータ／駆動
同調技術なくして、実行される。
続されたモータでテストを行うことは、負荷状態で運転
しているモータの測定を行うためにモータを始動するの
は、ほぼ正しいモータパラメータが必要であるので、実
用的でない。もちろん、そのようなモータパラメータを
決めるための技術は、既して駆動制御に含まれているこ
とが望ましく、レトロフィット又は現代の駆動装置のフ
ィールド・コミッションニングは、特別なモータ／駆動
同調技術なくして、実行される。
【０００７】本発明の目的は、モータをエレベータシス
テムから切り離す必要がなくかつモータの静止測定のみ
に使用するエレベータ用の界磁有向性駆動および／若し
くは制御のためのモータパラメータの自動較正を提供す
る、ことである。
テムから切り離す必要がなくかつモータの静止測定のみ
に使用するエレベータ用の界磁有向性駆動および／若し
くは制御のためのモータパラメータの自動較正を提供す
る、ことである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の方法は、界磁有向性制御によって動作され
るエレベータモータの少なくとも一つのパラメータを、
モータの静止測定を使用して計算し、モータがモータイ
ンピーダンスＺM，回転子インピーダンスＺR，過渡イン
ダクタンスＬσを有する、方法であって、ａ）モータイ
ンピーダンス（ＺM）が過渡インダクタンス（Ｌσ）に
よって支配されるような充分に高い高周波数（ＦHIGH）
で正弦波トルク電流基準信号を供給するステップと、
ｂ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバッ
クトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、ｃ）式Ｌ
σ＝Ｉｍａｇ（ＺM）ａＦHIGH／（２πＦHIGH）、ここ
でＺM＝Ｖｑ／Ｉｑによって、前記高周波数（ＦHIGH）
で前記過渡インダクタンス（Ｌσ）を計算するステップ
と、ｄ）可変入力周波数を有する正弦波トルク電流信号
を供給するステップと、ｅ）フィードバックトルク電流
（Ｉｑ）とフィードバックトルク電圧（Ｖｑ）を測定す
るステップと、ｆ）Ｉｍａｇ（ＺR）＝Ｉｍａｇ（ＺM）
−ωＬσここで、ωは前記入力周波数、およびＺM＝Ｖ
ｑ／Ｉｑ、のように回転子インピーダンスＩｍａｇ（Ｚ
R）の虚部を計算するステップと、ｇ）Ｉｍａｇ（ＺR）
の最大値が生じる周波数（ＦPEAK）を得るために、前記
入力周波数を変えると共にステップ（ｄ）〜（ｆ）を行
うステップ、およびｋ）ＦPEAKに基づく回転子時定数
（τR）を計算するステップ、によって構成されてい
る。さらに本発明によれば、前記τRは、次のように、
τR＝１／２πＦPEAK）で計算されることを特徴とす
る。さらに本発明によればＬφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）／
ω，ａω＝１／τRによって、磁化インダクタンスを計
算するステップによって構成されていることを特徴とす
る。
に、本発明の方法は、界磁有向性制御によって動作され
るエレベータモータの少なくとも一つのパラメータを、
モータの静止測定を使用して計算し、モータがモータイ
ンピーダンスＺM，回転子インピーダンスＺR，過渡イン
ダクタンスＬσを有する、方法であって、ａ）モータイ
ンピーダンス（ＺM）が過渡インダクタンス（Ｌσ）に
よって支配されるような充分に高い高周波数（ＦHIGH）
で正弦波トルク電流基準信号を供給するステップと、
ｂ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバッ
クトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、ｃ）式Ｌ
σ＝Ｉｍａｇ（ＺM）ａＦHIGH／（２πＦHIGH）、ここ
でＺM＝Ｖｑ／Ｉｑによって、前記高周波数（ＦHIGH）
で前記過渡インダクタンス（Ｌσ）を計算するステップ
と、ｄ）可変入力周波数を有する正弦波トルク電流信号
を供給するステップと、ｅ）フィードバックトルク電流
（Ｉｑ）とフィードバックトルク電圧（Ｖｑ）を測定す
るステップと、ｆ）Ｉｍａｇ（ＺR）＝Ｉｍａｇ（ＺM）
−ωＬσここで、ωは前記入力周波数、およびＺM＝Ｖ
ｑ／Ｉｑ、のように回転子インピーダンスＩｍａｇ（Ｚ
R）の虚部を計算するステップと、ｇ）Ｉｍａｇ（ＺR）
の最大値が生じる周波数（ＦPEAK）を得るために、前記
入力周波数を変えると共にステップ（ｄ）〜（ｆ）を行
うステップ、およびｋ）ＦPEAKに基づく回転子時定数
（τR）を計算するステップ、によって構成されてい
る。さらに本発明によれば、前記τRは、次のように、
τR＝１／２πＦPEAK）で計算されることを特徴とす
る。さらに本発明によればＬφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）／
ω，ａω＝１／τRによって、磁化インダクタンスを計
算するステップによって構成されていることを特徴とす
る。
【０００９】さらに、本発明によれば、さらに、ｉ）式
ＫT＊＝（３／２）（Ｐ／２）ＬφＩd＊を用いて、モー
タトルク定数（ＫT＊）を計算し、ここでＰ＝モータ極
の数Ｉd＊＝Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ（ωＲ＿ＲＡＴＥＤ×
Ｌφ）、Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ電圧、ωＲ＿
ＲＡＴＥＤ＝定格モータ速度、であるステップと、 ｊ）式Ｖm＊＝（Ｖd＊2＋Ｖｑ＊2）1/2を使用して、モ
ータ電圧（Ｖm＊）を計算し、ここで、Ｖd＊＝ωEＬσ
Ｉｑ＊、Ｖｑ＊＝ωEＬsＩｄ＊、Ｉｑ＊＝Ｔ＿ＲＡＴＥ
Ｄ／ＫT＊、Ｔ＿ＲＡＴＥＤは定格モータトルク ωE＊＝ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＋ωs＊ ωｓ＊＝（１／τR）（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊） であるステップと、 ｋ）Ｖm＊に対するＶｐｈ＿ＲＡＴＥＤの比率を計算す
るステップ、および ｌ）Ｉd＊を変えるとともに、前記比率が１の所定の公
差内になるまでステップ（ｈ）〜（ｋ）を実行するステ
ップ、によって構成されていることを特徴とする。
ＫT＊＝（３／２）（Ｐ／２）ＬφＩd＊を用いて、モー
タトルク定数（ＫT＊）を計算し、ここでＰ＝モータ極
の数Ｉd＊＝Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ（ωＲ＿ＲＡＴＥＤ×
Ｌφ）、Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ電圧、ωＲ＿
ＲＡＴＥＤ＝定格モータ速度、であるステップと、 ｊ）式Ｖm＊＝（Ｖd＊2＋Ｖｑ＊2）1/2を使用して、モ
ータ電圧（Ｖm＊）を計算し、ここで、Ｖd＊＝ωEＬσ
Ｉｑ＊、Ｖｑ＊＝ωEＬsＩｄ＊、Ｉｑ＊＝Ｔ＿ＲＡＴＥ
Ｄ／ＫT＊、Ｔ＿ＲＡＴＥＤは定格モータトルク ωE＊＝ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＋ωs＊ ωｓ＊＝（１／τR）（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊） であるステップと、 ｋ）Ｖm＊に対するＶｐｈ＿ＲＡＴＥＤの比率を計算す
るステップ、および ｌ）Ｉd＊を変えるとともに、前記比率が１の所定の公
差内になるまでステップ（ｈ）〜（ｋ）を実行するステ
ップ、によって構成されていることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１に示すように、エレベータモ
ータ制御装置の一部は、ライン９の左側に示されてお
り、磁界有向性（又はベクトル）モータ制御を含む。こ
のモータ制御は、各々異なる制御軸、すなわちモータ磁
化に関するｄ−軸ループと、トルクに関するｑ−軸ルー
プに対応する２つの制御ループを、持っている。ｄ−軸
ループはライン１４に供給されたｄ−軸電流基準入力信
号ＩdREFを持っている。ＩdREFは、モータ磁化曲線、例
えば後述するＩdRATED又はＩNO-LOADに基づいてモータ
に適正な磁束を供給するために、所定の値にセットされ
る。ＩdREF信号は、図２で後述するように、磁界有向性
電流調整／モータ駆動回路２０に供給される。
ータ制御装置の一部は、ライン９の左側に示されてお
り、磁界有向性（又はベクトル）モータ制御を含む。こ
のモータ制御は、各々異なる制御軸、すなわちモータ磁
化に関するｄ−軸ループと、トルクに関するｑ−軸ルー
プに対応する２つの制御ループを、持っている。ｄ−軸
ループはライン１４に供給されたｄ−軸電流基準入力信
号ＩdREFを持っている。ＩdREFは、モータ磁化曲線、例
えば後述するＩdRATED又はＩNO-LOADに基づいてモータ
に適正な磁束を供給するために、所定の値にセットされ
る。ＩdREF信号は、図２で後述するように、磁界有向性
電流調整／モータ駆動回路２０に供給される。
【００１１】ｑ−軸電流ループはライン１５の第１のｑ
−軸電流基準入力信号ＩqREF1を有し、この第１のｑ−
軸電流基準入力信号は、スイッチ１９の一つの入力端子
に供給される。ＩqREF1は、他のロジック（図示せず）
例えば速度ループ補償ロジック（図示せず）によって供
給され、米国特許出願番号（社内整理番号ＯＴ−３０５
４）で述べられているような、モータ自動較正でない時
に、ｑ−軸電流基準信号を制御装置に供給する速度制御
ループを閉じる。ライン１７の第２のｑ−軸電流基準入
力信号ＩqREF2は、スイッチ１９の他の入力端子に供給
される。スイッチ１９の出力は、ライン１８のｑ−軸電
流ループ基準信号ＩqREFであって、スイッチ１９に供給
されるライン１３のＭＯＤＥ１信号の状態に基づいて、
ＩqREF1又はＩqREF2と等しくなるようにセットされる。
ＩqREF信号は、図２で後述するように、（界磁有向性）
電流調整／モータ駆動回路２０に供給される。
−軸電流基準入力信号ＩqREF1を有し、この第１のｑ−
軸電流基準入力信号は、スイッチ１９の一つの入力端子
に供給される。ＩqREF1は、他のロジック（図示せず）
例えば速度ループ補償ロジック（図示せず）によって供
給され、米国特許出願番号（社内整理番号ＯＴ−３０５
４）で述べられているような、モータ自動較正でない時
に、ｑ−軸電流基準信号を制御装置に供給する速度制御
ループを閉じる。ライン１７の第２のｑ−軸電流基準入
力信号ＩqREF2は、スイッチ１９の他の入力端子に供給
される。スイッチ１９の出力は、ライン１８のｑ−軸電
流ループ基準信号ＩqREFであって、スイッチ１９に供給
されるライン１３のＭＯＤＥ１信号の状態に基づいて、
ＩqREF1又はＩqREF2と等しくなるようにセットされる。
ＩqREF信号は、図２で後述するように、（界磁有向性）
電流調整／モータ駆動回路２０に供給される。
【００１２】本発明で使用される３相ＡＣインダクショ
ンモータの２つの例は、ギャ方式の、定格電力４５Ｋ
Ｗ，定格電圧３５５ボルト，定格速度１４８０，定格周
波数５０Ｈｚを有するロハー（Ｌｏｈｅｒ）によるモデ
ルＵＧＡ−２２５ＬＢ−４０Ａと、タッング（Ｔａｔｕ
ｎｇ）（台湾）による定格電力４０ＫＷ，定格電圧５０
０ボルト，定格速度２５１，および定格周波数１６．７
Ｈｚを有するギャレス方式のモデル１５６ＭＳＴ、であ
る。必要ならば、他の定格パラメータを有する他のモー
タを使用することもできる。
ンモータの２つの例は、ギャ方式の、定格電力４５Ｋ
Ｗ，定格電圧３５５ボルト，定格速度１４８０，定格周
波数５０Ｈｚを有するロハー（Ｌｏｈｅｒ）によるモデ
ルＵＧＡ−２２５ＬＢ−４０Ａと、タッング（Ｔａｔｕ
ｎｇ）（台湾）による定格電力４０ＫＷ，定格電圧５０
０ボルト，定格速度２５１，および定格周波数１６．７
Ｈｚを有するギャレス方式のモデル１５６ＭＳＴ、であ
る。必要ならば、他の定格パラメータを有する他のモー
タを使用することもできる。
【００１３】回路２０はライン２２の３相電圧信号Ｖ
ｘ，Ｖｙ，Ｖｚをモータ２４例えば３相インダクション
モータに供給する。モータ２４は、機械的なリンケージ
例えばシャフトおよび／若しくはギャボックスによっ
て、シーブ２８に接続されている。ロープ又はケーブル
３０は、シーブ２８に巻装され、エレベータかご３２に
接続された一端と、カウンターウェイト３４に接続され
た他端を持っている。カウンターウェイトの重さは、一
般に、空のかごの重さにかごの最大負荷の４０〜５０％
を加えたものに等しい。
ｘ，Ｖｙ，Ｖｚをモータ２４例えば３相インダクション
モータに供給する。モータ２４は、機械的なリンケージ
例えばシャフトおよび／若しくはギャボックスによっ
て、シーブ２８に接続されている。ロープ又はケーブル
３０は、シーブ２８に巻装され、エレベータかご３２に
接続された一端と、カウンターウェイト３４に接続され
た他端を持っている。カウンターウェイトの重さは、一
般に、空のかごの重さにかごの最大負荷の４０〜５０％
を加えたものに等しい。
【００１４】必要ならば、他のエレベータシスタム構
造、すなわち、カウンターウェイトの有無、ギャボック
スの有無によるものを、モータ２４の出力トルクをエレ
ベータかご３２の動きに変換するために使用できる。当
該他のエレベータシスタム構造としては、例えば、二重
リフト、ドラムマシン等があり、二重リフトでは、２つ
のエレベータかごが単一のロープに接続され、かごは反
対方向に動き、各かごは他のかごに対してカウンターウ
ェイトとなる。また、ドラムマシンとしては、ロープが
モータによって駆動されるドラムのまわりに巻装され
る。
造、すなわち、カウンターウェイトの有無、ギャボック
スの有無によるものを、モータ２４の出力トルクをエレ
ベータかご３２の動きに変換するために使用できる。当
該他のエレベータシスタム構造としては、例えば、二重
リフト、ドラムマシン等があり、二重リフトでは、２つ
のエレベータかごが単一のロープに接続され、かごは反
対方向に動き、各かごは他のかごに対してカウンターウ
ェイトとなる。また、ドラムマシンとしては、ロープが
モータによって駆動されるドラムのまわりに巻装され
る。
【００１５】ブレーキ３７例えば電磁ディスクブレーキ
は、シャフト２６に配置され、回路２０からのライン３
８上の電気ブレーキ指令信号ＢＲＫＣＭＤによって駆動
される。ブレーキ３７は、作動され又は落とされると、
シャフト２６をクランプし、モータシャフトが回るのを
防止し、すなわち回転子をロックし、シーブ２８の動き
を防ぐ。
は、シャフト２６に配置され、回路２０からのライン３
８上の電気ブレーキ指令信号ＢＲＫＣＭＤによって駆動
される。ブレーキ３７は、作動され又は落とされると、
シャフト２６をクランプし、モータシャフトが回るのを
防止し、すなわち回転子をロックし、シーブ２８の動き
を防ぐ。
【００１６】図２に示すように、界磁有向性制御におい
て、それぞれｄおよびｑ軸に対応する電流（Ｉｄ，Ｉ
ｑ）および（Ｖｄ，Ｖｑ）パラメータを使用すること
は、周知である。周知のように、界磁有向性を使用する
と、モータ磁界（又は磁束）はＩｄによって制御され、
モータトルクはＩｑによって制御される。特に、図１の
界磁有向性電流調整／モータ駆動装置２０は２つの電流
制御ループによって構成され、一つはｄ−軸電流Ｉｄ用
であり、他の一つはｑ−軸電流Ｉｑ用である。Ｉｄルー
プはライン１４上のＩdREFを加減算器１０２で受ける。
ライン１０４の測定された又はフィードバックｄ−軸電
流信号Ｉｄは加減算器１０２の負入力に供給される。加
減算器１０２の出力はライン１０６のエラー信号ＩdERR
であり、このエラー信号は、比例一積分（Ｐ−Ｉ）電流
ループ制御のような制御補償ロジック１０８に供給され
る。必要ならば、他の電流ループ制御補償を使用しても
よい。ロジック１０８はライン１１０にｄ−軸電圧指令
信号ＶdCMDを供給する。
て、それぞれｄおよびｑ軸に対応する電流（Ｉｄ，Ｉ
ｑ）および（Ｖｄ，Ｖｑ）パラメータを使用すること
は、周知である。周知のように、界磁有向性を使用する
と、モータ磁界（又は磁束）はＩｄによって制御され、
モータトルクはＩｑによって制御される。特に、図１の
界磁有向性電流調整／モータ駆動装置２０は２つの電流
制御ループによって構成され、一つはｄ−軸電流Ｉｄ用
であり、他の一つはｑ−軸電流Ｉｑ用である。Ｉｄルー
プはライン１４上のＩdREFを加減算器１０２で受ける。
ライン１０４の測定された又はフィードバックｄ−軸電
流信号Ｉｄは加減算器１０２の負入力に供給される。加
減算器１０２の出力はライン１０６のエラー信号ＩdERR
であり、このエラー信号は、比例一積分（Ｐ−Ｉ）電流
ループ制御のような制御補償ロジック１０８に供給され
る。必要ならば、他の電流ループ制御補償を使用しても
よい。ロジック１０８はライン１１０にｄ−軸電圧指令
信号ＶdCMDを供給する。
【００１７】ｑ−軸に対して、Ｉｑループはライン１８
のＩqREF信号を加減算器１１４の正入力で受ける。ライ
ン１１６の測定された又はフィードバックｑ−軸電流信
号Ｉｑは加減算器１１４の負入力に供給される。加減算
器１１４の出力は、ライン１１８のエラー信号であり、
ロジック１０８と同様に、制御補償ロジック１２０例え
ば比例一積分ロジックに供給される。ロジック１２０の
出力は、ライン１２２のｑ−軸電圧指令信号ＶqCMDであ
る。他の制御補償たとえば比例、進み−遅れなども、ロ
ジック１０８，１２０に使用できる。使用されている補
償の形態は本発明に対しては重大なものではない。
のＩqREF信号を加減算器１１４の正入力で受ける。ライ
ン１１６の測定された又はフィードバックｑ−軸電流信
号Ｉｑは加減算器１１４の負入力に供給される。加減算
器１１４の出力は、ライン１１８のエラー信号であり、
ロジック１０８と同様に、制御補償ロジック１２０例え
ば比例一積分ロジックに供給される。ロジック１２０の
出力は、ライン１２２のｑ−軸電圧指令信号ＶqCMDであ
る。他の制御補償たとえば比例、進み−遅れなども、ロ
ジック１０８，１２０に使用できる。使用されている補
償の形態は本発明に対しては重大なものではない。
【００１８】電圧信号ＶdCMDとＶqCMDは周知の界磁有向
性３相変換ロジック１２４に供給され、３相変換ロジッ
ク１２４はｄ−軸電圧指令とｑ−軸電圧指令をライン１
２６の３相電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDに変換す
る。相電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDは周知の３相駆
動回路（又はインバータ）１２８に供給され、３相駆動
回路１２８は、それぞれ相電圧ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMD
を、ライン１３０，１３２，１３４（集約的にライン２
２）に供給して、モータ２４を駆動する。
性３相変換ロジック１２４に供給され、３相変換ロジッ
ク１２４はｄ−軸電圧指令とｑ−軸電圧指令をライン１
２６の３相電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDに変換す
る。相電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDは周知の３相駆
動回路（又はインバータ）１２８に供給され、３相駆動
回路１２８は、それぞれ相電圧ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMD
を、ライン１３０，１３２，１３４（集約的にライン２
２）に供給して、モータ２４を駆動する。
【００１９】駆動回路１２８（詳細は示されていない）
内で、ライン１２６の電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMD
は、入力電圧レベルを示すパーセント・デュティ・サイ
クルに変換される。パーセント・デュティ・サイクルは
パルス幅変調駆動信号に変換され、パルス幅変調駆動信
号によってパワートランジスタが駆動され、それぞれラ
イン１３０，１３２，１３４にパルス幅変調可変周波数
３相電圧ＶX，ＶY，ＶZが供給される。駆動装置１２８
内での変換は、電子構成要素および／若しくはモータ駆
動回路の分野で周知のソフトウェアを、使用して行われ
る。入力電圧を受け出力相電圧を供給する駆動回路は他
のタイプのものでも使用でき、相電圧はパルス幅変調で
なくてもよい。
内で、ライン１２６の電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMD
は、入力電圧レベルを示すパーセント・デュティ・サイ
クルに変換される。パーセント・デュティ・サイクルは
パルス幅変調駆動信号に変換され、パルス幅変調駆動信
号によってパワートランジスタが駆動され、それぞれラ
イン１３０，１３２，１３４にパルス幅変調可変周波数
３相電圧ＶX，ＶY，ＶZが供給される。駆動装置１２８
内での変換は、電子構成要素および／若しくはモータ駆
動回路の分野で周知のソフトウェアを、使用して行われ
る。入力電圧を受け出力相電圧を供給する駆動回路は他
のタイプのものでも使用でき、相電圧はパルス幅変調で
なくてもよい。
【００２０】それぞれ電圧ＶX，ＶY，ＶZに関連する相
電流ＩX，ＩY，ＩZは、それぞれ周知の電流センサ１３
６，１３８，１４０例えば閉ループホール効果（例えば
ＬＥＭＳ）によって測定される。相電流ＩX，ＩY，ＩZ
は界磁有向性変換ロジック１５０の３相に供給され、界
磁有向性変換ロジック１５０は相電流をライン１０４，
１１６のｄ−軸電流とｑ−軸電流に変換し、ｄ−軸電流
とｑ−軸電流は、それぞれ、加減算器１０２，１１４に
供給される。
電流ＩX，ＩY，ＩZは、それぞれ周知の電流センサ１３
６，１３８，１４０例えば閉ループホール効果（例えば
ＬＥＭＳ）によって測定される。相電流ＩX，ＩY，ＩZ
は界磁有向性変換ロジック１５０の３相に供給され、界
磁有向性変換ロジック１５０は相電流をライン１０４，
１１６のｄ−軸電流とｑ−軸電流に変換し、ｄ−軸電流
とｑ−軸電流は、それぞれ、加減算器１０２，１１４に
供給される。
【００２１】コンバータ１２４，１５０は、ベクトル
（ｄ−軸およびｑ−軸）パラメータと、Ｄ．ノボトニィ
（Ｎｏｖｏｔｎｙ）による“ベクトルおよびＡＣ駆動の
ダイナミックス”、オックスフォード大学、プレス１９
９６，Ｐ２０３〜２５１で述べられているような、相パ
ラメータとの間の変換を行う。コンバータ１２４，１５
０は、そのような変換を、マイクロプロセッサなどを用
いてソフトウェアで実行される。
（ｄ−軸およびｑ−軸）パラメータと、Ｄ．ノボトニィ
（Ｎｏｖｏｔｎｙ）による“ベクトルおよびＡＣ駆動の
ダイナミックス”、オックスフォード大学、プレス１９
９６，Ｐ２０３〜２５１で述べられているような、相パ
ラメータとの間の変換を行う。コンバータ１２４，１５
０は、そのような変換を、マイクロプロセッサなどを用
いてソフトウェアで実行される。
【００２２】モータの回転子時定数τRを界磁有向性ｄ
−軸とｑ−軸まで行う必要があることは、界磁有向性駆
動の分野では知られている。特に、τRは、界磁有向性
を達成するために正しいすべり周波数ωSを確立する場
合に使用される。回転子時定数τRの値はライン１４４
上の２つのコンバータ１２４，１５０に供給される。
−軸とｑ−軸まで行う必要があることは、界磁有向性駆
動の分野では知られている。特に、τRは、界磁有向性
を達成するために正しいすべり周波数ωSを確立する場
合に使用される。回転子時定数τRの値はライン１４４
上の２つのコンバータ１２４，１５０に供給される。
【００２３】モータ駆動ロジック１１１はブレーキ駆動
回路１４５を含み、ブレーキ駆動回路１４５はライン１
４６の入力信号ＢＲＫを受け、ライン３８にＢＲＫＣＭ
Ｄ信号を供給する。
回路１４５を含み、ブレーキ駆動回路１４５はライン１
４６の入力信号ＢＲＫを受け、ライン３８にＢＲＫＣＭ
Ｄ信号を供給する。
【００２４】図１に示すように、本発明は、モータパラ
メータτR，ＫT＊，ＩdRATEDを自動的に計算する自動校
正ロジック４８によって構成され、ライン１４４にτR
を供給し、かつライン１６０のＫT＊を速度ループ補償
ロジック（図示せず）に供給する。この速度補償ロジッ
クは、例えば、本願と同時に出願され係属中の米国特許
出願（社内整理番号ＯＴ−３０５４）で述べられてい
る。ロジック４８は、もちろん、他のパラメータ例えば
過渡インピーダンスＬσ，磁化インピーダンスＺR，固
定子抵抗ＲS（又はＲ１）および定格トルク電流Ｉ
qRATEDも演算する。ロジック４８は、スイッチ１９に電
流基準信号ＩdREFを供給する。
メータτR，ＫT＊，ＩdRATEDを自動的に計算する自動校
正ロジック４８によって構成され、ライン１４４にτR
を供給し、かつライン１６０のＫT＊を速度ループ補償
ロジック（図示せず）に供給する。この速度補償ロジッ
クは、例えば、本願と同時に出願され係属中の米国特許
出願（社内整理番号ＯＴ−３０５４）で述べられてい
る。ロジック４８は、もちろん、他のパラメータ例えば
過渡インピーダンスＬσ，磁化インピーダンスＺR，固
定子抵抗ＲS（又はＲ１）および定格トルク電流Ｉ
qRATEDも演算する。ロジック４８は、スイッチ１９に電
流基準信号ＩdREFを供給する。
【００２５】ロジック４８は、マイクロプロセッサ，イ
ンタフェス回路，ソフトウェア，および／若しくはファ
ームウェアを含み、周知の電子構成要素によって構成さ
れる。
ンタフェス回路，ソフトウェア，および／若しくはファ
ームウェアを含み、周知の電子構成要素によって構成さ
れる。
【００２６】また、ロジック４８は、ライン１３のＭＯ
ＤＥ１をスイッチ１９に供給する。ＭＯＤＥ１フラグに
より、ロジック４８からの電流基準信号がロジック２０
に供給される。ロジック４８はライン１４６のブレーキ
要求信号ＢＲＫを回路２０に供給する。
ＤＥ１をスイッチ１９に供給する。ＭＯＤＥ１フラグに
より、ロジック４８からの電流基準信号がロジック２０
に供給される。ロジック４８はライン１４６のブレーキ
要求信号ＢＲＫを回路２０に供給する。
【００２７】校正ロジック４８はシリアルリンク８２を
介してサービス・ツール８０に供給する。サービス・ツ
ール８０は、ディスプレイ８４と、サービス・ツール８
０内のデータをリンク８２を介して制御装置７に入力す
るキーパッド（又はキーパッドボード８６を含んでい
る。特に、ロジック４８は、サービス・ツール８０から
リンク８２を通して始動指令信号を受け、自動校正が始
まったとき制御する。ロジック４８は、ＤＯＮＥ信号と
ＦＡＵＬＴ信号を、リンク８２を通してサービス・ツー
ル８０に供給する。ＤＯＮＥ信号は故障がなく自動校正
が完了した時点を示し、ＦＡＵＬＴ信号は故障が自動校
正中に検出されたことを示す。
介してサービス・ツール８０に供給する。サービス・ツ
ール８０は、ディスプレイ８４と、サービス・ツール８
０内のデータをリンク８２を介して制御装置７に入力す
るキーパッド（又はキーパッドボード８６を含んでい
る。特に、ロジック４８は、サービス・ツール８０から
リンク８２を通して始動指令信号を受け、自動校正が始
まったとき制御する。ロジック４８は、ＤＯＮＥ信号と
ＦＡＵＬＴ信号を、リンク８２を通してサービス・ツー
ル８０に供給する。ＤＯＮＥ信号は故障がなく自動校正
が完了した時点を示し、ＦＡＵＬＴ信号は故障が自動校
正中に検出されたことを示す。
【００２８】図３に示すインダクションモータの周知の
等価回路９０は、ノボットニイ（Ｎｏｖｏｔｎｙ）とリ
ポ（Ｌｉｐｏ）による、オックスフォード１９９６、第
５章の“ベクトル制御およびＡＣ駆動のダイナミック
ス”で述べられているものと同じである。図３はＡＣ定
常状態動作用の１相分の等価回路であり、ここで電流Ｉ
１と電圧Ｖ１はフェイサー量である。回路９０は、直列
接続された抵抗Ｒs，等価過渡インダクタンスＬσ、お
よび回転子インピーダンスＺRによって構成され、回転
子インピーダンスＺRは磁化インダクタＬφと等価抵抗
Ｒ2／Ｓの並列回路によって構成される。ここで、 ＲS（又はＲ1）＝固定子巻線抵抗 ＬS＝固定子巻線インダクタンス Ｌｍ＝相互インダクタンス Ｒｒ＝回転子巻線インダクタンス Ｌσ＝Ｌs−Ｌm 2／Ｌｒ＝過渡インダクタンス Ｌφ＝Ｌm 2／Ｌr＝磁化インダクタンス ωE＝入力電流Ｉ1の電気周波数 ωR＝電気基準フレームについてのモータ出力回転速度
ラジアン／秒 Ｓ＝すべり＝（ωE−ωR）／ωE ωS＝すべり周波数＝ωE−ωR＝（１／τR）（Ｉq／
Ｉd） ここで、τR＝回転子時定数、Ｉｑ＝ｑ−軸（又はトル
ク）電流、Ｉｄ＝ｄ−軸（又は磁化）電流、 Ｒ2＝（Ｌm 2／Ｌr 2）＊Ｒr である。
等価回路９０は、ノボットニイ（Ｎｏｖｏｔｎｙ）とリ
ポ（Ｌｉｐｏ）による、オックスフォード１９９６、第
５章の“ベクトル制御およびＡＣ駆動のダイナミック
ス”で述べられているものと同じである。図３はＡＣ定
常状態動作用の１相分の等価回路であり、ここで電流Ｉ
１と電圧Ｖ１はフェイサー量である。回路９０は、直列
接続された抵抗Ｒs，等価過渡インダクタンスＬσ、お
よび回転子インピーダンスＺRによって構成され、回転
子インピーダンスＺRは磁化インダクタＬφと等価抵抗
Ｒ2／Ｓの並列回路によって構成される。ここで、 ＲS（又はＲ1）＝固定子巻線抵抗 ＬS＝固定子巻線インダクタンス Ｌｍ＝相互インダクタンス Ｒｒ＝回転子巻線インダクタンス Ｌσ＝Ｌs−Ｌm 2／Ｌｒ＝過渡インダクタンス Ｌφ＝Ｌm 2／Ｌr＝磁化インダクタンス ωE＝入力電流Ｉ1の電気周波数 ωR＝電気基準フレームについてのモータ出力回転速度
ラジアン／秒 Ｓ＝すべり＝（ωE−ωR）／ωE ωS＝すべり周波数＝ωE−ωR＝（１／τR）（Ｉq／
Ｉd） ここで、τR＝回転子時定数、Ｉｑ＝ｑ−軸（又はトル
ク）電流、Ｉｄ＝ｄ−軸（又は磁化）電流、 Ｒ2＝（Ｌm 2／Ｌr 2）＊Ｒr である。
【００２９】もちろん、回転子時定数τRとモータトル
ク定数ＫT＊は、次のように回路９０のパラメータに関
連する。
ク定数ＫT＊は、次のように回路９０のパラメータに関
連する。
【００３０】τR＝Ｌr／Ｒr＝Ｌφ／Ｒ2 ＫT＊＝（３／２）（Ｐ／２）ＬφＩd ここで、Ｐ＝極数である。
【００３１】図４を参照すると、回路９２は回転子イン
ピーダンスＺRを有する図３の回路に等価であり、回転
子インピーダンスＺRはωLXに等しい実数部Ｒｅａｌ
（ＺR）と虚部Ｉｍａｇ（ＺR）を有する等価回路９２は
回転子時定数τRを決めるのに有用である（以下に論ず
る）。
ピーダンスＺRを有する図３の回路に等価であり、回転
子インピーダンスＺRはωLXに等しい実数部Ｒｅａｌ
（ＺR）と虚部Ｉｍａｇ（ＺR）を有する等価回路９２は
回転子時定数τRを決めるのに有用である（以下に論ず
る）。
【００３２】図５に示すように、ロジック４８のトップ
レベルフローチャートはステップ２００で始まる。ステ
ップ２００では、始動指令がサービ・スツール８０から
受けられているか否かを決める。始動指令が受けられて
いなければ、ロジックは終わる。始動指令が受けられて
いれば、ステップ２０２でパラメータを要求してリンク
８２を介してサービ・スツール８０からモータパラメー
タを受ける。モータパラメータは勤務員によって入力さ
れる。受けられたモータパラメータは、ワット（ＰＷＲ
＿ＲＡＴＥＤ）の定格モータシャフトパワー，定格モー
タ速度ｒｐｍ（ＲＰＭ＿ＲＡＴＥＤ），定格ｒｐｍ線間
電圧ボルト（ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ），定格周波数ヘルツ
（ＨＺ＿ＲＡＴＥＤ），および極数（ＰＯＬＥＳ）であ
り、これらは全てモータネームプレートデータから得ら
れる。それから、ステップ２０３では、ＭＯＤＥ＝１，
ブレーキ３７で回転子をロックするためのＢＲＫ＝１，
およびＩdREF2＝０アンペアをセットする。ここで述べ
られているテストの各々に対して、回転子はロックされ
たままであり（回転子速度ωR＝０）、ＩdREF＝０アン
ペアである。ωR＝０，ＩdREF＝０，すべりＳ＝１の
時、モータ電流Ｉ1はｑ−軸電流Ｉｑに等しく、モータ
電圧Ｖ1はｑ−軸電圧Ｖｑに等しい。Ｉｑ＝０の時、図
３，４の回路によってモータは単相運転で動作する。
レベルフローチャートはステップ２００で始まる。ステ
ップ２００では、始動指令がサービ・スツール８０から
受けられているか否かを決める。始動指令が受けられて
いなければ、ロジックは終わる。始動指令が受けられて
いれば、ステップ２０２でパラメータを要求してリンク
８２を介してサービ・スツール８０からモータパラメー
タを受ける。モータパラメータは勤務員によって入力さ
れる。受けられたモータパラメータは、ワット（ＰＷＲ
＿ＲＡＴＥＤ）の定格モータシャフトパワー，定格モー
タ速度ｒｐｍ（ＲＰＭ＿ＲＡＴＥＤ），定格ｒｐｍ線間
電圧ボルト（ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ），定格周波数ヘルツ
（ＨＺ＿ＲＡＴＥＤ），および極数（ＰＯＬＥＳ）であ
り、これらは全てモータネームプレートデータから得ら
れる。それから、ステップ２０３では、ＭＯＤＥ＝１，
ブレーキ３７で回転子をロックするためのＢＲＫ＝１，
およびＩdREF2＝０アンペアをセットする。ここで述べ
られているテストの各々に対して、回転子はロックされ
たままであり（回転子速度ωR＝０）、ＩdREF＝０アン
ペアである。ωR＝０，ＩdREF＝０，すべりＳ＝１の
時、モータ電流Ｉ1はｑ−軸電流Ｉｑに等しく、モータ
電圧Ｖ1はｑ−軸電圧Ｖｑに等しい。Ｉｑ＝０の時、図
３，４の回路によってモータは単相運転で動作する。
【００３３】次に、ステップ２０４では、正弦波電流信
号を周波数ＦHIGHでライン１７（図１）の基準電流Ｉ
qREF2のｑ−軸に供給することによって、過渡インダク
タンスＬσを測定する。ここで、ＦHIGHは、モータイン
ピーダンスが過渡インピーダンスＬσ例えば３１．２５
ヘルツによって支配される程に充分に高い。必要なら
ば、他の周波数例えば３０Ｈｚのものも使用できる。正
弦波入力信号は、信号処理装置たとえば５ＫＨｚの更新
率を有するモトローラＤＰＳ５６００２プロセッサによ
って、ディジタル的に発生される。他のハードウェアお
よび／若しくはソフトウェア技術または更新率を、正弦
波を発生させるために使用できる。ステップ２０４で
は、ｑ−軸フィードバック電流Ｉｑとｑ−軸出力電圧Ｖ
ｑ（前述のように、それぞれ、モータ電流Ｉ1とモータ
電圧Ｖ1に等しい）を読み出す。
号を周波数ＦHIGHでライン１７（図１）の基準電流Ｉ
qREF2のｑ−軸に供給することによって、過渡インダク
タンスＬσを測定する。ここで、ＦHIGHは、モータイン
ピーダンスが過渡インピーダンスＬσ例えば３１．２５
ヘルツによって支配される程に充分に高い。必要なら
ば、他の周波数例えば３０Ｈｚのものも使用できる。正
弦波入力信号は、信号処理装置たとえば５ＫＨｚの更新
率を有するモトローラＤＰＳ５６００２プロセッサによ
って、ディジタル的に発生される。他のハードウェアお
よび／若しくはソフトウェア技術または更新率を、正弦
波を発生させるために使用できる。ステップ２０４で
は、ｑ−軸フィードバック電流Ｉｑとｑ−軸出力電圧Ｖ
ｑ（前述のように、それぞれ、モータ電流Ｉ1とモータ
電圧Ｖ1に等しい）を読み出す。
【００３４】次に、ステップ２０４では、前述のディジ
タル信号処理装置を使用して、ＩｑとＶｑの離散フーリ
ェ変換（ＤＦＴ）を行い、第１の調波フーリェ係数を決
める。ＤＦＴからの測定された信号の調波成分はＡｓｉ
ｎ（ωｔ）＋Ｂｃｏｓ（ωｔ）であり、ここでω＝２π
ｆは入力周波数（ラジアン／秒）である。第１の調波は
インピーダンスを計算するために使用され、システムに
おける非直線によって、計算は狂わされない。
タル信号処理装置を使用して、ＩｑとＶｑの離散フーリ
ェ変換（ＤＦＴ）を行い、第１の調波フーリェ係数を決
める。ＤＦＴからの測定された信号の調波成分はＡｓｉ
ｎ（ωｔ）＋Ｂｃｏｓ（ωｔ）であり、ここでω＝２π
ｆは入力周波数（ラジアン／秒）である。第１の調波は
インピーダンスを計算するために使用され、システムに
おける非直線によって、計算は狂わされない。
【００３５】周知のように、ＤＦＴを演算するために、
テスト周波数でのユニット振幅の正弦波と余弦波は、ロ
ジック４８内で発生する。測定された信号（Ｉｑ，Ｖ
ｑ）は標準の正弦波によって乗じられ、積は信号のフー
リェ係数を生じさせるために励磁期間にわたって積分さ
れる。標準の信号によって信号を乗算しかつ積分するこ
とにより、Ｂ係数が生じる。入力信号の１５期間にわた
って積分することは、いかなるシステム応答をもフィル
タアウトするのに充分であることが判った。所望ならば
他の期間の数を使用してもよい。もちろん、ここで論じ
られているＤＦＴに対して、所望ならば、他のタイプの
フーリェ変換を使用でき、高速フーリェ変換（ＦＦＴ）
などで所望の信号の第１の調波が得られる。さらに、フ
ーリェ変換の代わりに、所望の信号の第１の調波を決め
るために、他のフィルタリング又はスペクトラム解析技
巧を使用することが出来る。それから、ステップ２０４
で、上記のように演算された電圧と電流の第１の調波成
分を使用して、電圧と電流の比（Ｖ1／Ｉ1＝Ｖｑ／Ｉ
ｑ）を計算することによって、モータインピーダンスＺ
Mの実部と虚部を演算する。ＦHIGHヘルツでのモータイ
ンピーダンスＺMの虚部は過渡インピーダンスωLσによ
って制御される。従って、過渡インピーダンスＬσは、
ＦHIGHＨｚに等しい入力周波数を有し、周波数ωラジア
ン／秒（２πＦHIGH）によって割算された過渡リアクタ
ンス（又はＺMの虚部）であり、すなわち Ｌσ＝Ｉmag（ＺM）ａＦHIGHＨｚ／（２πＦHIGH） である。
テスト周波数でのユニット振幅の正弦波と余弦波は、ロ
ジック４８内で発生する。測定された信号（Ｉｑ，Ｖ
ｑ）は標準の正弦波によって乗じられ、積は信号のフー
リェ係数を生じさせるために励磁期間にわたって積分さ
れる。標準の信号によって信号を乗算しかつ積分するこ
とにより、Ｂ係数が生じる。入力信号の１５期間にわた
って積分することは、いかなるシステム応答をもフィル
タアウトするのに充分であることが判った。所望ならば
他の期間の数を使用してもよい。もちろん、ここで論じ
られているＤＦＴに対して、所望ならば、他のタイプの
フーリェ変換を使用でき、高速フーリェ変換（ＦＦＴ）
などで所望の信号の第１の調波が得られる。さらに、フ
ーリェ変換の代わりに、所望の信号の第１の調波を決め
るために、他のフィルタリング又はスペクトラム解析技
巧を使用することが出来る。それから、ステップ２０４
で、上記のように演算された電圧と電流の第１の調波成
分を使用して、電圧と電流の比（Ｖ1／Ｉ1＝Ｖｑ／Ｉ
ｑ）を計算することによって、モータインピーダンスＺ
Mの実部と虚部を演算する。ＦHIGHヘルツでのモータイ
ンピーダンスＺMの虚部は過渡インピーダンスωLσによ
って制御される。従って、過渡インピーダンスＬσは、
ＦHIGHＨｚに等しい入力周波数を有し、周波数ωラジア
ン／秒（２πＦHIGH）によって割算された過渡リアクタ
ンス（又はＺMの虚部）であり、すなわち Ｌσ＝Ｉmag（ＺM）ａＦHIGHＨｚ／（２πＦHIGH） である。
【００３６】次に、ステップ２０４で決められたモータ
インピーダンスＺMの実部のように、オプショナルステ
ップ２０６は回路インピーダンスのトータル抵抗（Ｒ
TOT＝ＲS＋Ｒ2）すなわち固定子抵抗と回転子抵抗の和
を測定する。従って、 ＲTOT＝Ｒｅａｌ（Ｚm）ａＦHIGH である。
インピーダンスＺMの実部のように、オプショナルステ
ップ２０６は回路インピーダンスのトータル抵抗（Ｒ
TOT＝ＲS＋Ｒ2）すなわち固定子抵抗と回転子抵抗の和
を測定する。従って、 ＲTOT＝Ｒｅａｌ（Ｚm）ａＦHIGH である。
【００３７】特に、ステップ２０４で使用した高周波数
ＦHIGHで、回路９０のインダクタンスＬφは大きく、Ｚ
Mの実部はＲTOTに等しい。ＲTOTの値は、ＲSを計算する
ために後述での使用に対して節約される。
ＦHIGHで、回路９０のインダクタンスＬφは大きく、Ｚ
Mの実部はＲTOTに等しい。ＲTOTの値は、ＲSを計算する
ために後述での使用に対して節約される。
【００３８】次に、ステップ２０８では、次のように、
回転子時定数を測定する。ステップ２０８では、後述す
るサーチアルゴリズムによって規定される増加におい
て、０．１から８．０までの低周波数正弦波入力ｑ−軸
基準電流ＩqREF2の発展を生じる。正弦波入力信号は、
ステップ２０４で述べたように、ディジタル的に発生す
る。各周波数で、モータ電流Ｉｑとモータ電圧Ｖｑ（前
述したように、それぞれ、モータ電流Ｉ1とモータ電圧
Ｖ1に等しい）が測定され、電流信号Ｉ1のＤＦＴとモー
タ電圧信号Ｖ1は別々に演算される。ステップ２０４で
述べたように、基本又は第１の調波フーリェ係数が得ら
れる。
回転子時定数を測定する。ステップ２０８では、後述す
るサーチアルゴリズムによって規定される増加におい
て、０．１から８．０までの低周波数正弦波入力ｑ−軸
基準電流ＩqREF2の発展を生じる。正弦波入力信号は、
ステップ２０４で述べたように、ディジタル的に発生す
る。各周波数で、モータ電流Ｉｑとモータ電圧Ｖｑ（前
述したように、それぞれ、モータ電流Ｉ1とモータ電圧
Ｖ1に等しい）が測定され、電流信号Ｉ1のＤＦＴとモー
タ電圧信号Ｖ1は別々に演算される。ステップ２０４で
述べたように、基本又は第１の調波フーリェ係数が得ら
れる。
【００３９】それから、ステップ２０８は、電流に対す
る電圧（Ｖ1／Ｉ1）を計算することによって、各周波数
でのモータインピーダンスＺMを演算する。それから、
ステップ２０８では、フーリェ係数からＺMの実部と虚
部が計算される。また、ステップ２０８では、モータイ
ンピーダンスＺMの虚部から過渡リアクタンス（ωＬ
σ）を引くことによって、回転子インピーダンスＩｍａ
ｇ（ＺR）＝ωＬXを計算する。ここで、Ｌσはステップ
２０４で前もって計算されたものであり、ωは次のよう
な入力周波数である。
る電圧（Ｖ1／Ｉ1）を計算することによって、各周波数
でのモータインピーダンスＺMを演算する。それから、
ステップ２０８では、フーリェ係数からＺMの実部と虚
部が計算される。また、ステップ２０８では、モータイ
ンピーダンスＺMの虚部から過渡リアクタンス（ωＬ
σ）を引くことによって、回転子インピーダンスＩｍａ
ｇ（ＺR）＝ωＬXを計算する。ここで、Ｌσはステップ
２０４で前もって計算されたものであり、ωは次のよう
な入力周波数である。
【００４０】 Ｉｍａｇ（ＺR）＝ωＬX＝Ｉｍａｇ（ＺM）−ωＬσ 図６において、曲線２５０はモータインピーダンスＩｍ
ａｇ（ＺM）＝ω（Ｌσ＋ＬX）の虚部を示し、曲線２５
２は回転子インピーダンスＩｍａｇ（ＺR）＝ωＬXを示
す。曲線２５２が最大２５４になる周波数ω（ラジアン
／秒）は、回転子時定数すなわちω＝１／τRとは逆で
ある。周知のサーチアルゴリズム例えば“ゴールデンラ
インサーチ”アルゴリズムは、入力周波数を変えると共
に、ωＬXの最大値になる周波数Ｆｐｅａｋを決める。
使用されるサーチアルゴリズムは、本発明にとって重要
でなく、入力パラメータを変えると共に出力パラメータ
の最大値が用いられる。回転子時定数τRは次のように
計算される。
ａｇ（ＺM）＝ω（Ｌσ＋ＬX）の虚部を示し、曲線２５
２は回転子インピーダンスＩｍａｇ（ＺR）＝ωＬXを示
す。曲線２５２が最大２５４になる周波数ω（ラジアン
／秒）は、回転子時定数すなわちω＝１／τRとは逆で
ある。周知のサーチアルゴリズム例えば“ゴールデンラ
インサーチ”アルゴリズムは、入力周波数を変えると共
に、ωＬXの最大値になる周波数Ｆｐｅａｋを決める。
使用されるサーチアルゴリズムは、本発明にとって重要
でなく、入力パラメータを変えると共に出力パラメータ
の最大値が用いられる。回転子時定数τRは次のように
計算される。
【００４１】 τR＝１／ωｐｅａｋ＝１／（２πＦｐｅａｋ） 次に、ステップ２１０では、磁化インピーダンスＬφが
計算される。特に、モータ変換の周波である回転周波数
で、回転子インピーダンスＺRの実部と虚部は互いに等
しく、すなわちωＬX＝ＲXである。また、この同じ周波
数で、ωＬXは１／２ωＬφ（磁化リアクタンスに等し
いことは、以下に示されている。特に、回転子インピー
ダンスＺRは、以下に示すように、Ｒ2に並列なｊωＬφ
に等しい。
計算される。特に、モータ変換の周波である回転周波数
で、回転子インピーダンスＺRの実部と虚部は互いに等
しく、すなわちωＬX＝ＲXである。また、この同じ周波
数で、ωＬXは１／２ωＬφ（磁化リアクタンスに等し
いことは、以下に示されている。特に、回転子インピー
ダンスＺRは、以下に示すように、Ｒ2に並列なｊωＬφ
に等しい。
【００４２】ＺR＝ｊωＬφＲ2／（Ｒ2＋ｊωＬφ） 分子と分母に分母の複雑な共役（Ｒ2−ｊωＬφ）を乗
じることによって、次の（１）式が得られる。
じることによって、次の（１）式が得られる。
【００４３】 ＺR＝ω2Ｌφ2Ｒ2／（Ｒ2 2＋ω2Ｌφ2＋ｊωＬφ）Ｒ2 2／（Ｒ2 2＋ω 2 Ｌφ2）………（１） 式（１）は直列インピーダンスの形を有するとともに、
は以下に示すように、実部と虚部を持っている。
は以下に示すように、実部と虚部を持っている。
【００４４】ＺR＝ＲX＋ｊωＬX ＺR＝Ｒｅａｌ＋ｊＩｍａｇｉｎａｒｙ Ｉｍａｇ（ＺR）の曲線２５２のピーク２５４で、実部
と虚部は等しく、次の式（２）が得られる。
と虚部は等しく、次の式（２）が得られる。
【００４５】 ω2Ｌφ2／（Ｒ2 2＋ω2Ｌφ2）＝ωＬφＲ2 2／（Ｒ2 2＋ω2Ｌφ2）… ……（２） 式（２）を簡略化すると次のようになる。
【００４６】ωＬφ＝Ｒ2 Ｒ2＝ωＬφをＺRの虚部に代入すると、ωＬXに等しく
設定すると次の式（３）が得られる。
設定すると次の式（３）が得られる。
【００４７】 Ｉｍａｇ（ＺR）＝（ωＬφ）（ω2Ｌφ2）／（ω2Ｌφ2＋ω2Ｌφ2 ）＝ωＬX………（３） 式（３）を簡略化すると次の（４）式が得られる。
【００４８】ωＬX＝ωＬφ／２………（４） したがって、磁化インダクタンスＬφは次のように計算
される。
される。
【００４９】 Ｌφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）ω ａω＝１／τR 次に、オプショナルステップ２１２で、Ｒ2の第１の計
算値によって固定子抵抗Ｒｓを計算する。ω＝１／τR
で回転子インピーダンス（ＺR）の実部がＲ2／２に等し
いことは、以下に示されている。
算値によって固定子抵抗Ｒｓを計算する。ω＝１／τR
で回転子インピーダンス（ＺR）の実部がＲ2／２に等し
いことは、以下に示されている。
【００５０】特に、式（１）の実部は、 Ｒｅａｌ（ＺR）＝ＲX＝Ｌφ2Ｒ2／（Ｒ2 2＋ω2Ｌφ2） である。Ｒ2＝ωＬφを代入して簡略化すると、ＲX＝Ｒ
2／２となる。したがって、 Ｒ2＝２Ｒｅａｌ（ＺR）ａω＝１／τR また、Ｒ2はＲ2＝Ｌφ／τRを用いて計算される。ここ
で、ＬφとτRはステップ２０４，２０８で予め計算さ
れている。いずれの場合も、固定子抵抗Ｒｓは、ステッ
プ２０６で計算されたトータル抵抗（ＲTOT＝Ｒｓ＋
Ｒ2）からＲ2を引くことによって決められる。
2／２となる。したがって、 Ｒ2＝２Ｒｅａｌ（ＺR）ａω＝１／τR また、Ｒ2はＲ2＝Ｌφ／τRを用いて計算される。ここ
で、ＬφとτRはステップ２０４，２０８で予め計算さ
れている。いずれの場合も、固定子抵抗Ｒｓは、ステッ
プ２０６で計算されたトータル抵抗（ＲTOT＝Ｒｓ＋
Ｒ2）からＲ2を引くことによって決められる。
【００５１】したがって、次式が得られる。
【００５２】Ｒｓ＝ＲTOT−Ｒ2 モータのＲｓの値が例えばデータシートからすでに知ら
れていれば、その値はリンク８２を介して制御に供給さ
れ、Ｒｓは、それが期待値の所定のパーセンテージ内で
あることを確実にするためにステップ２１２でチェック
された範囲、である。
れていれば、その値はリンク８２を介して制御に供給さ
れ、Ｒｓは、それが期待値の所定のパーセンテージ内で
あることを確実にするためにステップ２１２でチェック
された範囲、である。
【００５３】Ｒｓが所望の範囲内になければ、ステップ
２１２ではファルトフラグＦＡＵＬＴ１＝１が設定され
る。また、Ｒｓの値は、計算されかつサービス・ツール
に供給され、勤務員がシステムに設備されたモータの型
を決めるのに役立つ。
２１２ではファルトフラグＦＡＵＬＴ１＝１が設定され
る。また、Ｒｓの値は、計算されかつサービス・ツール
に供給され、勤務員がシステムに設備されたモータの型
を決めるのに役立つ。
【００５４】次に、ステップ２１４では、Ｌφ，τR，
およびステップ２０２で得られたパラメータＰＷＲ＿Ｒ
ＡＴＥＤ，ＲＰＭ＿ＲＡＴＥＤ，ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ，
ＨＺ＿ＲＡＴＥＤ，ＰＯＬＥＳを、モータパラメータを
シミュレートするためにおよび繰り返すために使用し、
図７に示すように定格磁化電流ＩdRATEDおよびトルク定
数ＫT＊を計算する。
およびステップ２０２で得られたパラメータＰＷＲ＿Ｒ
ＡＴＥＤ，ＲＰＭ＿ＲＡＴＥＤ，ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ，
ＨＺ＿ＲＡＴＥＤ，ＰＯＬＥＳを、モータパラメータを
シミュレートするためにおよび繰り返すために使用し、
図７に示すように定格磁化電流ＩdRATEDおよびトルク定
数ＫT＊を計算する。
【００５５】図７を参照すると、シミュレートされたモ
ータパラメータは、実際のモータパラメータとの混同を
避けるために、アスタリック（＊）によって示されてい
る。特に、ステップ３００では、電気基準フレームωR
＿ＲＡＴＥＤに関するモータの定格速度を計算する。
ータパラメータは、実際のモータパラメータとの混同を
避けるために、アスタリック（＊）によって示されてい
る。特に、ステップ３００では、電気基準フレームωR
＿ＲＡＴＥＤに関するモータの定格速度を計算する。
【００５６】次に、ステップ３０２では、定格線間電圧
（ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ）を線と中性点間電圧（又は相電
圧）Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤに変換する。ステップ３０３で
は、定格電力と定格ＲＰＭに基づいて定格トルクＴ＿Ｒ
ＡＴＥＤを測定する。それから、ステップ３０４で、過
渡インダクタンスＬσと磁化インダクタンスＬφの和と
しての固定子インダクタンスＬsを計算する。また、ス
テップ３０６では、定格電圧と速度を使用して、Ｉdの
第１の近似値に基づいてシミュレートされたｄ−軸電流
Ｉd＊を測定する。ステップ３０８では、可変ＣＯＵＮ
Ｔを０に等しくセットする。
（ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ）を線と中性点間電圧（又は相電
圧）Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤに変換する。ステップ３０３で
は、定格電力と定格ＲＰＭに基づいて定格トルクＴ＿Ｒ
ＡＴＥＤを測定する。それから、ステップ３０４で、過
渡インダクタンスＬσと磁化インダクタンスＬφの和と
しての固定子インダクタンスＬsを計算する。また、ス
テップ３０６では、定格電圧と速度を使用して、Ｉdの
第１の近似値に基づいてシミュレートされたｄ−軸電流
Ｉd＊を測定する。ステップ３０８では、可変ＣＯＵＮ
Ｔを０に等しくセットする。
【００５７】次に、一連のステップ３１０〜３２２で
は、ステップ２１０（図５）で計算されたＬφの値に基
づいてシミュレートされたモータ電圧，上記ステップ３
００〜３０８で計算されたパラメータ，および界磁有向
性モータ制御装置の周知の関係を使用して、シミュレー
トされたモータ電圧を計算する。特に、ステップ３１０
では、ステップ２１０（図５）で計算されたＬφと磁化
電流Ｉd＊の電流値に基づいて、トルク定数ＫT＊を計算
する。ステップ３１２でトルク電流Ｉｑ＊を計算する。
次にステップ３１４で、シミュレートされた電気周波数
ωE＊を計算するために、次のステップ３１６で使用さ
れるシミュレートされたすべり周波数ωs＊を計算す
る。電流周波数ωE＊は、モータの回転周波数（又は速
度）（定格速度に匹敵する）ωR＿ＲＡＴＥＤにすべり
周波数ωS＊を加えたものに等しい。
は、ステップ２１０（図５）で計算されたＬφの値に基
づいてシミュレートされたモータ電圧，上記ステップ３
００〜３０８で計算されたパラメータ，および界磁有向
性モータ制御装置の周知の関係を使用して、シミュレー
トされたモータ電圧を計算する。特に、ステップ３１０
では、ステップ２１０（図５）で計算されたＬφと磁化
電流Ｉd＊の電流値に基づいて、トルク定数ＫT＊を計算
する。ステップ３１２でトルク電流Ｉｑ＊を計算する。
次にステップ３１４で、シミュレートされた電気周波数
ωE＊を計算するために、次のステップ３１６で使用さ
れるシミュレートされたすべり周波数ωs＊を計算す
る。電流周波数ωE＊は、モータの回転周波数（又は速
度）（定格速度に匹敵する）ωR＿ＲＡＴＥＤにすべり
周波数ωS＊を加えたものに等しい。
【００５８】次に、ステップ３１８では、シミュレート
されたｑ−軸出力電圧Ｖｑ＊が磁化電流Ｉd＊に基づい
て計算されると共に、ステップ３２０でシミュレートさ
れたｄ−軸出力電圧Ｖd＊をトルク電流Ｉｑ＊に基づい
て計算する。それから、ステップ３２２では、それぞれ
ｄ−軸出力電圧Ｖd＊の自乗とｑ−軸出力電圧Ｖｑ＊の
自乗の和の平方根に等しいシミュレートされたモータ電
圧Ｖm＊のベクトル和を計算する。
されたｑ−軸出力電圧Ｖｑ＊が磁化電流Ｉd＊に基づい
て計算されると共に、ステップ３２０でシミュレートさ
れたｄ−軸出力電圧Ｖd＊をトルク電流Ｉｑ＊に基づい
て計算する。それから、ステップ３２２では、それぞれ
ｄ−軸出力電圧Ｖd＊の自乗とｑ−軸出力電圧Ｖｑ＊の
自乗の和の平方根に等しいシミュレートされたモータ電
圧Ｖm＊のベクトル和を計算する。
【００５９】次に、ステップ３２４では、シミュレート
された相モータ電圧Ｖm＊に対する、定格相電圧Ｖｐｈ
＿ＲＡＴＥＤの比率に等しい比率パラメータを、計算す
る。ロジックは、比率が１に対して望ましい公差内たと
えば０．００１になるまで繰り返す。比率が１に等しい
時、Ｉd＊の値は定格ＲＰＭでの定格電圧と定格トルク
を生じる。
された相モータ電圧Ｖm＊に対する、定格相電圧Ｖｐｈ
＿ＲＡＴＥＤの比率に等しい比率パラメータを、計算す
る。ロジックは、比率が１に対して望ましい公差内たと
えば０．００１になるまで繰り返す。比率が１に等しい
時、Ｉd＊の値は定格ＲＰＭでの定格電圧と定格トルク
を生じる。
【００６０】次に、ステップ３２６では、Ｉｄ＊の比率
倍の電流値の値に等しいＩd＊の次の値を計算する。ま
た、ステップ３２８で、比率が所定の公差たとえば０．
００１内であるかどうかをチェックする。比率が所望の
公差内になければ、ステップ３３０で、ＣＯＵＮＴが１
０に等しいか又は大きいかどうか（例えば、ループが少
なくとも１０回繰り返されているかどうか）をチェック
する。ループが少なくとも１０回繰り返されておれば、
ＦＡＵＬＴフラグはステップ３３２で１にセットされ、
リンク８２（図１）を介してサービス・ツール８０に出
力し、ロジックが励起される。１０回より少なく繰り返
されておれば、ステップ３３４でＣＯＵＮＴを１だけイ
ンクリメントし、ロジック２１４は、再び繰り返すため
にステップ３１０に進む。
倍の電流値の値に等しいＩd＊の次の値を計算する。ま
た、ステップ３２８で、比率が所定の公差たとえば０．
００１内であるかどうかをチェックする。比率が所望の
公差内になければ、ステップ３３０で、ＣＯＵＮＴが１
０に等しいか又は大きいかどうか（例えば、ループが少
なくとも１０回繰り返されているかどうか）をチェック
する。ループが少なくとも１０回繰り返されておれば、
ＦＡＵＬＴフラグはステップ３３２で１にセットされ、
リンク８２（図１）を介してサービス・ツール８０に出
力し、ロジックが励起される。１０回より少なく繰り返
されておれば、ステップ３３４でＣＯＵＮＴを１だけイ
ンクリメントし、ロジック２１４は、再び繰り返すため
にステップ３１０に進む。
【００６１】比率がステップ３２８における所望の公差
内であれば、ロジックは集中していると判定され、集中
によってＩd＊の値とＩｑ＊の値は、それぞれ、定格ｄ
−軸電流ＩdRATEDと定格ｑ−軸電流ＩqRATEDに等しい。
従って、ステップ３４０で、ｄ−軸電流基準ＩdREFをＩ
dRATEDに等しいＩd＊に設定し、ステップ３４４でＩｑ
＊に等しいＩqRATEDに設定する。それから、ロジック２
１４は、終わると共に、図５のロジック４８に戻る。
内であれば、ロジックは集中していると判定され、集中
によってＩd＊の値とＩｑ＊の値は、それぞれ、定格ｄ
−軸電流ＩdRATEDと定格ｑ−軸電流ＩqRATEDに等しい。
従って、ステップ３４０で、ｄ−軸電流基準ＩdREFをＩ
dRATEDに等しいＩd＊に設定し、ステップ３４４でＩｑ
＊に等しいＩqRATEDに設定する。それから、ロジック２
１４は、終わると共に、図５のロジック４８に戻る。
【００６２】次に、図５に示すように、ステップ２１６
では、エラーが上述のステップ２０２〜２１４のいずれ
かで検出されたかどうか（例えばＦＡＵＬＴ＝１である
かどうか）を決める。故障が検出されていれば、ステッ
プ２１８でＦＡＵＬＴ＝１をセットし、このＦＡＵＬＴ
＝１を直列リンク８２を介してサービス・ツール８０
（図１）に送り、ステップ２２０でＭＯＤＥ＝１，ＢＲ
Ｋ＝０，をセットし、ロジックが終わる。故障が発生し
ていなければ、ステップ２２２でＤＯＮＥフラグを１に
セットし、このＤＯＮＥフラグは直列リンク８２を介し
てサービス・ツール８０に送られる。次に、ステップ２
２４において、モータパラメータτR，ＫT＊，
ＩdRATED，Ｌσ，Ｌφ，ＲSおよびＩqRATEDは、直列リ
ンクを介してサービス・ツール８０に送られる。サービ
ス・ツール８０は、勤務員によって使用するためのパラ
メータを表示する。次に、ステップ２２０でＭＯＤＥ＝
０，ＢＲＫ＝０をセットし、ロジックが終わる。
では、エラーが上述のステップ２０２〜２１４のいずれ
かで検出されたかどうか（例えばＦＡＵＬＴ＝１である
かどうか）を決める。故障が検出されていれば、ステッ
プ２１８でＦＡＵＬＴ＝１をセットし、このＦＡＵＬＴ
＝１を直列リンク８２を介してサービス・ツール８０
（図１）に送り、ステップ２２０でＭＯＤＥ＝１，ＢＲ
Ｋ＝０，をセットし、ロジックが終わる。故障が発生し
ていなければ、ステップ２２２でＤＯＮＥフラグを１に
セットし、このＤＯＮＥフラグは直列リンク８２を介し
てサービス・ツール８０に送られる。次に、ステップ２
２４において、モータパラメータτR，ＫT＊，
ＩdRATED，Ｌσ，Ｌφ，ＲSおよびＩqRATEDは、直列リ
ンクを介してサービス・ツール８０に送られる。サービ
ス・ツール８０は、勤務員によって使用するためのパラ
メータを表示する。次に、ステップ２２０でＭＯＤＥ＝
０，ＢＲＫ＝０をセットし、ロジックが終わる。
【００６３】発明は模範的な実施例について開示されて
いるけれども、本発明の精神と範囲から逸脱することな
く、前述の、および種々な他の変形、省略および追加が
できることは、当業者によって理解されるべきである。
いるけれども、本発明の精神と範囲から逸脱することな
く、前述の、および種々な他の変形、省略および追加が
できることは、当業者によって理解されるべきである。
【００６４】
【発明の効果】本発明は、インダクションモータの静止
測定に基づくエレベータシステム用の界磁有向性（又は
ベクトル制御）インダクションモータ制御装置の自動校
正を設けることによって、従来技術に勝って、大きな改
良を行っている。本発明によれば、モータをエレベータ
システム又はギャボックスから切り離すことなく、モー
タパラメータ例えばモータ時定数（τR），トルク定数
（ＫT＊）および定格磁化電流ＩdRATEDが得られる。ま
た、本発明によれば、適用にあたっての必要性に応じ
て、過渡インダクタンスＬσ，磁化インダクタンス
Ｌφ，固定子抵抗Ｒsおよび定格トルク電流ＩqRATEDを
演算できる。
測定に基づくエレベータシステム用の界磁有向性（又は
ベクトル制御）インダクションモータ制御装置の自動校
正を設けることによって、従来技術に勝って、大きな改
良を行っている。本発明によれば、モータをエレベータ
システム又はギャボックスから切り離すことなく、モー
タパラメータ例えばモータ時定数（τR），トルク定数
（ＫT＊）および定格磁化電流ＩdRATEDが得られる。ま
た、本発明によれば、適用にあたっての必要性に応じ
て、過渡インダクタンスＬσ，磁化インダクタンス
Ｌφ，固定子抵抗Ｒsおよび定格トルク電流ＩqRATEDを
演算できる。
【００６５】さらに、本発明によれば、モータ／駆動シ
ステムを同調させるために、特別な試験設備を有する特
別に訓練された技術者を必要とすることもない。かくし
て、本発明によれば、新しいモータ駆動装置が現場に設
置される時、モータ駆動を同調させることに関連するコ
ストが低減される。従って、モータパラメータを自動校
正するにあたって、時間とお金の両方が節約される。結
果として、本発明は、エレベータシステムを現代の制御
にまで向上させるにあたって、現在の現場で見られる古
いモータのパラメータを決めるための高いコストによっ
て経済的に実用的でないビルディング所有者にとって味
力的である。
ステムを同調させるために、特別な試験設備を有する特
別に訓練された技術者を必要とすることもない。かくし
て、本発明によれば、新しいモータ駆動装置が現場に設
置される時、モータ駆動を同調させることに関連するコ
ストが低減される。従って、モータパラメータを自動校
正するにあたって、時間とお金の両方が節約される。結
果として、本発明は、エレベータシステムを現代の制御
にまで向上させるにあたって、現在の現場で見られる古
いモータのパラメータを決めるための高いコストによっ
て経済的に実用的でないビルディング所有者にとって味
力的である。
【００６６】本発明の前述のおよび他の目的、特徴およ
び利点は、添付図面に示されているような上述の模範的
な詳細な説明に鑑みて、より明白になる。
び利点は、添付図面に示されているような上述の模範的
な詳細な説明に鑑みて、より明白になる。
【図１】本発明による自動校正ロジックを有するモータ
制御装置の概略ブロック図。
制御装置の概略ブロック図。
【図２】本発明による電流調整器／モータ駆動の概略ブ
ロック図。
ロック図。
【図３】本発明による界磁有向性によって制御されるイ
ンダクションモータの等価回路モデルの概略図。
ンダクションモータの等価回路モデルの概略図。
【図４】本発明による図３の等価回路の簡略化された概
略図。
略図。
【図５】本発明による図１の自動校正のロジックフロー
図。
図。
【図６】本発明による、周波数に対する回転子インピー
ダンスとモータインピーダンスの虚部のグラフ。
ダンスとモータインピーダンスの虚部のグラフ。
【図７】本発明による、図５の自動校正ロジックの一部
のロジックフロー図。
のロジックフロー図。
７…制御装置 １９…スイッチ ２０…電流調整／モータ駆動回路 ２４…モータ ２８…シーブ ３２…エレベータかご ３４…カウンターウェイト ４８…自動校正ロジック ８０…サービス・ツール １０８，１２０…制御補償ロジック １２４…３相変換ロジック １２８…３相駆動回路 １５０…界磁有向性変換ロジック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アルベルト ヴェチオッティー アメリカ合衆国，コネチカット，ミドル タウン，タウン コロニー ドライヴ 821 (72)発明者 レズリー エム．ラモンタギュ アメリカ合衆国，コネチカット，プロスペ クト，ハイデロー アヴェニュー 11
Claims (10)
- 【請求項１】 界磁有向性制御によって動作されるエレ
ベータモータの少なくとも一つのパラメータを、モータ
の静止測定を使用して計算し、モータがモータインピー
ダンスＺM，回転子インピーダンスＺR，過渡インダクタ
ンスＬσを有する、方法であって、 ａ）モータインピーダンス（ＺM）が過渡インダクタン
ス（Ｌσ）によって支配されるような充分に高い高周波
数（ＦHIGH）で正弦波トルク電流基準信号を供給するス
テップと、 ｂ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバッ
クトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、 ｃ）式Ｌσ＝Ｉｍａｇ（ＺM）ａＦHIGH／（２π
ＦHIGH）、ここでＺM＝Ｖｑ／Ｉｑによって、前記高周
波数（ＦHIGH）で前記過渡インダクタンス（Ｌσ）を計
算するステップと、 ｄ）可変入力周波数を有する正弦波トルク電流信号を供
給するステップと、 ｅ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバッ
クトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、 ｆ）Ｉｍａｇ（ＺR）＝Ｉｍａｇ（ＺM）−ωＬσ ここで、ωは前記入力周波数、およびＺM＝Ｖｑ／Ｉ
ｑ、のように回転子インピーダンスＩｍａｇ（ＺR）の
虚部を計算するステップと、 ｇ）Ｉｍａｇ（ＺR）の最大値が生じる周波数
（ＦPEAK）を得るために、前記入力周波数を変えると共
にステップ（ｄ）〜（ｆ）を行うステップ、および ｋ）ＦPEAKに基づく回転子時定数（τR）を計算するス
テップ、 によって構成されていることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記τRは、次のように、 τR＝１／２πＦPEAK） で計算されることを特徴とする、請求項１に記載の方
法。 - 【請求項３】 Ｚｍを計算する前記ステップが、Ｖｑの
第１の調波とＩｑの第１の調波を演算するステップによ
って構成されていることを特徴とする、請求項１に記載
の方法。 - 【請求項４】 ＩｑとＶｑの第１の調波を演算する前記
ステップが、ＩｑとＶｑのフーリェ変換を演算するステ
ップによって構成されていることを特徴とする、請求項
３に記載の方法。 - 【請求項５】 さらに、Ｌφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）／
ω，ａω＝１／τRによって、磁化インダクタンスを計
算するステップによって構成されていることを特徴とす
る、請求項２に記載の方法。 - 【請求項６】 さらに、ｉ）式ＫT＊＝（３／２）（Ｐ
／２）ＬφＩd＊を用いて、モータトルク定数（ＫT＊）
を計算し、ここで Ｐ＝モータ極の数 Ｉd＊＝Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ（ωＲ＿ＲＡＴＥＤ×Ｌ
φ）、 Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ電圧 ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ速度、 であるステップと、 ｊ）式Ｖm＊＝（Ｖd＊2＋Ｖｑ＊2）1/2を使用して、モ
ータ電圧（Ｖm＊）を計算し、ここで、 Ｖd＊＝ωEＬσＩｑ＊、 Ｖｑ＊＝ωEＬsＩｄ＊、 Ｉｑ＊＝Ｔ＿ＲＡＴＥＤ／ＫT＊、 Ｔ＿ＲＡＴＥＤは定格モータトルク ωE＊＝ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＋ωs＊ ωｓ＊＝（１／τR）（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊） であるステップと、 ｋ）Ｖm＊に対するＶｐｈ＿ＲＡＴＥＤの比率を計算す
るステップ、および ｌ）Ｉd＊を変えるとともに、前記比率が１の所定の公
差内になるまでステップ（ｈ）〜（ｋ）を実行するステ
ップ、 によって構成されていることを特徴とする、請求項５に
記載の方法。 - 【請求項７】 前記Ｉd＊を変えるステップが、Ｉd＊×
比率としてＩd＊の次の値を計算することを特徴とす
る、請求項６に記載の方法。 - 【請求項８】 さらに、ｍ）式ＲTOT＝Ｒｅａｌ（Ｚm）
ａＦHIGTによって、前記高周波数でトータル抵抗（Ｒ
TOT）を計算するステップと、 ｎ）ＲS＝ＲTOT−Ｒ2、ここでＲ2＝Ｌφ／τRのように
固定子抵抗（ＲS）を計算するステップ、および ｏ）ステップ（ｂ）と（ｄ）間のステップ（ｍ）を実行
するステップ、によって構成されていることを特徴とす
る、請求項５に記載の方法。 - 【請求項９】 前記ステップ（ａ）〜（ｈ）が、サービ
ス・ツールからの指令を受けると自動的に実行されるこ
とを特徴とする、請求項１に記載の方法。 - 【請求項１０】 前記ステップ（ａ）〜（ｅ）が、サー
ビス・ツールからの指令を受けると自動的に実行される
ことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
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