CN109039174A - 无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法，在空间对称绕组中注入反相位高频电流；利用检测的无轴承磁通切换电机（BFSM）相绕组电压，计算出相绕组的端电压高频分量；计算机械空间对称180度的两绕组端电压高频分量之和；把自然坐标系中的空间对称各对绕组端电压高频分量之和幅值变换至直角αβ坐标；根据αβ坐标系电压与转子径向位移Δx、Δy之间关系，观测出转子径向位移Δx、Δy。把观测的转子径向位移Δx、Δy反馈给转子径向悬浮和切向旋转控制环节即可实现转子悬浮于定子中心的控制。本发明在不增加电机及控制器制造成本基础上，利用电机本身绕组电压高频分量观测出转子径向位移。
Description
技术领域
本发明涉及一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法。
背景技术
无轴承磁通切换电机采用定子永磁型结构，有利于永磁体散热，其具有效率高、降低永磁体因温升退磁风险、无污染等突出优点，在高速、超高速、大容量、清洁的电机驱动领域中具有极高的应用价值。
为了实现转子稳定悬浮于中心，通常需要控制2个径向位移自由度。为了实现径向位移控制，通常利用转子径向位移反馈构成转子悬浮闭环控制。目前通常采用径向位移传感器方法获得转子径向位移反馈值，选择的传感器主要有电涡流传感器、线性霍尔等。为了方便径向悬浮位移传感器的安装及准确测量，通常还需要在电机转轴上安装传感器支架及基准环。采用物理上径向位移传感器优点在于可以直接、快速获得转子径向位移；但同时也存在明显的缺点：(1)一般采用差动方式测量转子径向位移，所以测量转轴一端径向位移需要4个位移传感器，且传感器的测量精度能够分辨微米级，从而径向位移检测成本明显提高，增加了无轴承电机及其驱动系统的成本，限制了无轴承电机驱动系统的实际应用领域的拓展；(2)由于轴向安装了支架及基准环，增加了转轴的长度，增加了转子的重量，降低了转子临界转速，从而限制了转子高速区运行上限的提升及电机功率的提高，同时也使得电机设计复杂化；(3)径向位移传感器与控制器之间需要弱电信号的连接导线，降低了无轴承电机驱动系统运行的可靠性；(4)由于径向位移传感器端面和基准环端面具有一定的面积，导致传感器检测转子径向位移存在不可避免的干扰分量。
另外，若转子旋转速度较高，可以对绕组端电压基波分量进行精确测量；但随着转速降低，端电压基波幅值降低，对绕组端电压基波进行精确测量变得困难。尤其，当电机处于低速及零转速时，端电压基波很低，对其进行精确测量根本不可行。所以，这就导致低速及零转速时利用端电压基波精确观测转子径向位移很困难。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法，在不增加电机及控制器制造成本基础上，利用电机本身绕组电压的高频分量观测出转子径向位移，以解决电机低速及零转速无转子径向位移传感器控制难题。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法,包括以下步骤：
步骤S1:在电机转子处于径向悬浮和切向旋转控制状态下，同时在六相绕组空间对称绕组中注入反相位的高频电流ih，具体形式如下：
ih＝Im sin(ωht) (1)
步骤S2:检测A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF；
步骤S3:利用中心频率为ωh的带通滤波器对采样的A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF进行带通滤波，获得对应频率ωh的A、D、C、F相绕组端电压高频分量uAh、uDh、uCh、uFh；
步骤S4:根据公式(2),计算出A、D相高频端电压之和uADh及C、F相高频端电压之和uCFh：
步骤S5:将单位余弦函数su＝cos(ωht)及A、D相高频端电压之和uADh通过乘法器处理，输出uADh·su；将单位余弦函数su＝cos(ωht)及C、F相高频端电压之和uCFh通过乘法器处理，输出uCFh·su；
步骤S6:将uADh·su、uCFh·su分别通过低通滤波器处理，输出uADh·su，uCFh·su的AD相高频端电压之和的幅值ueLADh、CF相高频端电压之和的幅值ueLCFh如下：
步骤S7:采用的计算公式(4),将ueLADh、ueLCFh变换到αβ坐标系中，得到AD相高频端电压之和的幅值、CF相高频端电压之和的幅值在αβ坐标系中的分量ueLα、ueLβ
步骤S8:采用计算公式(5)，根据ueLα、ueLβ计算得到转子径向偏移Δx、Δy
步骤S9:将转子切向旋转和径向悬浮控制算法中需要的转子径向位移,用计算得到的转子径向偏移Δx、Δy代替，实现转子无径向位移悬浮控。
进一步的，所述步骤S1具体为：
六相定子绕组中同时流过转矩电流、悬浮电流及注入的高频电流ih，即：
且在控制中保证对称绕组中流过相同的悬浮电流即：
六相中流过对称的转矩电流
进一步的，根据权利要求1所述的一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法，其特征在于：提供一系统硬件结构，包括整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、绕组电流采集电路、绕组电压采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口。
本发明与现有技术相比具有以下有益效果：
1、本发明采用观测的转子径向位移代替实际转子径向位移采样通道测量值，降低了无轴承电机及其驱动系统的成本，有效扩展了无轴承电机驱动系统的实际应用领域；
2、本发明由于没有轴向支架及基准环，转轴的长度得以缩短，转子的重量得以减轻，简化了电机设计；
3、本发明径向位移传感器与控制器之间无需弱电信号的连接导线，提高了无轴承电机驱动系统运行的可靠性；
4、本发明采用远高于转矩和悬浮控制电流频率的高频电流注入，有效观测出转子低速及零速转子径向位移；
5.本发明采用空间对称绕组注入反相位高频电流，避免了转子径向位移观测对转子悬浮控制的不利影响。
附图说明
图1本发明BFSM横截面示意图；
图2本发明转子径向偏移观测器原理框图；
图3本发明一实施例中的具有本发明的无轴承磁通切换电机控制硬件结构；
图4本发明一实施例中的坐标系定义
图5本发明意识流中的高频信号注入示意图
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
1.请参照图1，本发明提供一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法，包括以下步骤：
步骤S1:在电机转子处于径向悬浮和切向旋转控制状态下，同时在六相绕组空间对称绕组中注入反相位的高频电流ih，具体形式如下：
ih＝Im sin(ωht) (1)
步骤S2:检测A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF；
步骤S3:利用中心频率为ωh的带通滤波器对采样的A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF进行带通滤波，获得对应频率ωh的A、D、C、F相绕组端电压高频分量uAh、uDh、uCh、uFh；
步骤S4:根据公式(2),计算出A、D相高频端电压之和uADh及C、F相高频端电压之和uCFh：
步骤S5:将单位余弦函数su＝cos(ωht)及A、D相高频端电压之和uADh通过乘法器处理，输出uADh·su；将单位余弦函数su＝cos(ωht)及C、F相高频端电压之和uCFh通过乘法器处理，输出uCFh·su；
步骤S6:将uADh·su、uCFh·su分别通过低通滤波器处理，输出uADh·su，uCFh·su的AD相高频端电压之和的幅值ueLADh、CF相高频端电压之和的幅值ueLCFh如下：
步骤S7:采用的计算公式(4),将ueLADh、ueLCFh变换到αβ坐标系中，得到AD相高频端电压之和的幅值、CF相高频端电压之和的幅值在αβ坐标系中的分量ueLα、ueLβ
步骤S8:采用计算公式(5)，根据ueLα、ueLβ计算得到转子径向偏移Δx、Δy
步骤S9:将转子切向旋转和径向悬浮控制算法中需要的转子径向位移,用计算得到的转子径向偏移Δx、Δy代替，实现转子无径向位移悬浮控。
实施例1：
本实施例提供一驱动系统硬件结构如图3所示，包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、绕组电流采集电路、绕组电压采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口。若有直流电源也可以省略整流和滤波环节。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。绕组电压采集电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻，分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。绕组电流采集电路、绕组电压采集电路输出弱电压信号送到中央控制器。根据取得的信号和本发明的转子径向偏移观测方法观测出转子径向偏移Δx、Δy，再根据观测的转子径向位移、定子电流，由转子径向悬浮及切向旋转控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。
参照图1，本实施例采用A～F单绕组结构，共计有空间对称绕组三对：A和D对称、B和E对称、C和F对称。为了实现转子处于磁悬浮状态旋转情况下观测转子径向位移，六相定子绕组中同时流过转矩电流、悬浮电流及注入的高频电流ih，即： 且在控制中保证对称绕组中流过相同的悬浮电流即：六相中流过对称的转矩电流定子也是由12个U型铁芯冲片构成，相邻的两个U型冲片之间夹着一个沿切向充磁方向交替的永磁体。假设转子中心由图1o点，沿角方向偏移e至o′点。其中xy直角坐标系中x轴与A1线圈轴线一致。
参照图2，本实施例中交流电压经过二极管整流，再经过电容C滤波成直流电压UDC后，加在控制无轴承磁通切换电机六相绕组电压的六相逆变器上。若有直流电源也可以省略整流和滤波环节。把A、D、C、F相电压uAuDuCuF送给低通滤波器，输出A、D、C、F相端电压的高频分量uAhuDhuChuFh；把A、D相端电压的高频分量uAhuDh送给加法器计算环节，输出A、D相端电压的高频分量之和uADh；把uADh、单位高频余弦su送给乘法器后，再经过低通滤波器，输出A、D相高频端电压之和的幅值ueLADh。类似计算出C、F相高频端电压之和的幅值ueLCFh。把ueLADh、ueLCFh送给3/2变换环节，输出ueLα、ueLβ；把ueLα、ueLβ送给转子径向位移计算环节，输出转子径向位移Δx、Δy。将转子切向旋转和径向悬浮控制算法中需要的转子径向位移Δx、Δy用上述观测值代替即可实现转子无径向位移悬浮控制，提高了驱动系统的可靠性。
实施例2：
定义坐标系如图4所示。其中，e为转子偏移矢量，其在xy轴上投影分别为Δx和Δy。A、C、E分别为绕组A、C、E的轴线，为αβ静止直角坐标系，其中α与A相绕组轴线重合。BFSM双凸极结构等效为隐极式结构。设等效以后的隐极式电机气隙长度为l0，每一极面积为S，则气隙磁阻R如下：
其中，μ0为真空磁导率。
对应的气隙磁导Λ如下
假设由于转子偏心气隙长度缩短了Δl，则对应的气隙磁导Λ如下：
设如图4所示，转子沿角方向偏心e，则映射到x,y轴上偏心量为：
根据式(3)及图4中A相绕组轴线位置，A相磁导ΛA如下：
根据式(5)可得，A相绕组电感为：
其中，N为绕组匝数。分别利用有限元分析方法获得。
由于A，D相对称，A相气隙长度减小量刚好等于D相气隙长度增加量，所以根据式(6)可得D相绕组电感为：
设A、D相串联支路中注入高频电流ih如下：
ih＝Im sin(ωht) (8)
其中，Im为高频电流幅值，ωh为高频电流频率，要求ωh大于基波频率的10倍以上。具体注入高频电流方式见图5示意图。
则，A、D相绕组高频端电压如下：
其中，Rs为绕组电阻。
根据式(9)可以计算出A、D相高频端电压之和如下：
同样，类似于A、D相高频端电压之和推导，可以推导出C、F相高频端电压之和如下：
从式(10)(11)可见待观测的转子偏移量隐含在式(10)(11)的幅值中，必须把幅值解算出来。
为此，选择单位三角函数如下：
su＝cos(ωht) (12)
这样根据式(10)～(12)可得：
用低通滤波器分别对上式进行低通滤波，取出其中的直流分量如下：
其中，LPF(.)表示对括号内的值进行低通滤波。
把(15)(16)变换到αβ坐标系中：
再将式(17)旋转变换到x、y坐标系中，
根据式(18)可得：
把式(17)代入式(19)中得
把式(15)(16)代入式(20)中得：
把式(10)(11)代入式(21)得
根据式(22)可知，只要知道A、D、C、F相绕组高频端电压uAh、uDh、uCh、uFh，即可根据式(22)解算出转子径向位移Δx、Δy。其中uAh、uDh、uCh、uFh可以分别利用中心频率为ωh的带通滤波器对采样的A、D、C、F相电压uA、uD、uC、uF进行带通滤波获得，具体如下：
其中，BPF(.)表示对括号内的值进行带通滤波。
在上述原理及实现中，低通滤波器的截止频率选择为0.2ωh，其目的是把信号中2ωh频率信号滤除。当然，也可以用其他形式的滤波器，例如带阻滤波器，其中心频率为2ωh。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
Claims (3)
1.一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法,其特征在于：包括以下步骤：
步骤S1:在电机转子处于径向悬浮和切向旋转控制状态下，同时在六相绕组空间对称绕组中注入反相位的高频电流ih，具体形式如下：
ih＝Imsin(ωht) (1)
步骤S2:检测A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF；
步骤S3:利用中心频率为ωh的带通滤波器对采样的A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF进行带通滤波，获得对应频率ωh的A、D、C、F相绕组端电压高频分量uAh、uDh、uCh、uFh；
步骤S4:根据公式(2),计算出A、D相高频端电压之和uADh及C、F相高频端电压之和uCFh：
步骤S5:将单位余弦函数su＝cos(ωht)及A、D相高频端电压之和uADh通过乘法器处理，输出uADh·su；将单位余弦函数su＝cos(ωht)及C、F相高频端电压之和uCFh通过乘法器处理，输出uCFh·su；
步骤S6:将uADh·su、uCFh·su分别通过低通滤波器处理，输出uADh·su，uCFh·su的AD相高频端电压之和的幅值ueLADh、CF相高频端电压之和的幅值ueLCFh如下：
步骤S7:采用的计算公式(4),将ueLADh、ueLCFh变换到αβ坐标系中，得到AD相高频端电压之和的幅值、CF相高频端电压之和的幅值在αβ坐标系中的分量ueLα、ueLβ
步骤S8:采用计算公式(5)，根据ueLα、ueLβ计算得到转子径向偏移Δx、Δy
步骤S9:将转子切向旋转和径向悬浮控制算法中需要的转子径向位移,用计算得到的转子径向偏移Δx、Δy代替，实现转子无径向位移悬浮控。
2.根据权利要求1所述的一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法，其特征在于：所述步骤S1具体为：
六相定子绕组中同时流过转矩电流、悬浮电流及注入的高频电流ih，即：
且在控制中保证对称绕组中流过相同的悬浮电流即：
六相中流过对称的转矩电流
3.根据权利要求1所述的一种无轴承磁通切换电机低速及零转速转子径向位移观测方法，其特征在于：提供一系统硬件结构，包括整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、绕组电流采集电路、绕组电压采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口。
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