CN113507240A - 动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法 - Google Patents

动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，利用定子两侧耦合电压实现动子在线校正控制，具体为：检测定子两侧耦合电压，一次侧线圈L1注入高频脉冲电压U 0，检测二次侧线圈L2的耦合电压u 2；在一次侧线圈L1脉冲注入结束后，需绕组一次侧线圈L1两端电压降为0 V后，再对二次侧线圈L2注入高频脉冲电压U 0，检测一次侧线圈L1的耦合电压u 1；通过调节控制耦合电压u 1和耦合电压u 2来调节一次侧和二次侧动子气隙偏差Δg在阈值范围内，来实现动子的在线校正，本发明实现了在直线捣固机应用领域中双边型直线开关磁阻电机动子偏移情况下对动子的在线校正控制方法。

Description

动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法
技术领域
本发明涉及电力传动技术领域，特别涉及一种直线开关磁阻电机。
背景技术
因电机加工工艺，以及电机动子与轨道之间由于长期运行造成的磨损，双边型直线开关磁阻电机(DLSRM)动子两侧气隙将不可避免地出现不平衡状态，类似于旋转式开关磁阻电机(SRM)中的偏心。目前针对SRM的静态偏心、动态偏心和混合偏心研究较多，SRM偏心故障将引起电机的不平衡力径向力、电磁转矩脉动、电机振动以及噪声的增加，影响电机的特性，加快电机轴承的磨损，给电机的高性能控制系统增加了控制难度。同时偏心的进一步恶化甚至会引起电机的定子极和转子极出现直接摩擦，影响电机的正常运行。
但是对于DLSRM的动子不平衡的研究鲜有文献报道，DLSRM因动子横向偏移导致的横向单边磁拉力会减小电机有效电磁推力和整体效率，甚至会导致电机动子和导向装置之间摩擦力过大而出现的“卡死”问题。
发明内容
针对现有技术中存在的不足，本发明提供了一种动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，实现在直线捣固机应用领域中双边型直线开关磁阻电机动子偏移情况下对动子的在线校正控制方法。
本发明的目的是这样实现的：一种动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，利用定子两侧耦合电压实现动子在线校正控制，具体为：
检测定子两侧耦合电压，一次侧线圈L1注入高频脉冲电压U0，检测二次侧线圈L2的耦合电压u2；在一次侧线圈L1脉冲注入结束后，需绕组一次侧线圈L1两端电压降为0V后，再对二次侧线圈L2注入高频脉冲电压U0，检测一次侧线圈L1的耦合电压u1；
通过调节控制耦合电压u1和耦合电压u2来调节一次侧和二次侧动子气隙偏差Δg在阈值范围内，来实现动子的在线校正；公式如下：
Figure BDA0003168866110000021
其中，μ0为自然磁导率，d为电机叠厚，Lx为电机位置，R2为电机等效磁路中动子等效磁阻。
作为本发明的进一步限定，耦合电压u1和耦合电压u2的调节通过功率变换器来实现，功率变换器包括三相电路，其中A相电路包含三个开关管SA0、SA1、SA2，三个续流二极管DA0、DA1、DA2和两个线圈LA1、LA2；线圈LA1、线圈LA2分别与开关管SA1、开关管SA2串联后再并联在一起，两者之间的电极点一路经开关管SA0接三相电路负极、另一路经续流二极管DA0接三相电路正极，线圈LA1与开关管SA1之间的电极点经续流二极管DA1接三相电路负极，线圈LA2与开关管SA2之间的电极点经续流二极管DA2接三相电路负极；控制方法为：当线圈LA1注入高频脉冲时，开关管SA0和SA1的控制信号为有开关频率和占空比的PWM信号，线圈LA2检测耦合电压；线圈LA2耦合电压检测完成后，线圈LA1停止注入脉冲信号，待线圈LA1的电压降为0V后，对线圈LA2注入高频脉冲，开关管SA0和SA2的控制信号为有开关频率和占空比的PWM信号，线圈LA1检测耦合电压；感应耦合电压通过电压采样电路和信号调理电路转换成0～3V的电压信号输入到处理器的AD采样端口；B相、C相电路的结构以及控制方法均与A相相同。
作为本发明的进一步限定，控制过程中，当气隙偏差Δg超过阈值时，通过减小小气隙侧绕组励磁电流来完成校正；当气隙偏差Δg低于阈值时，使导通相两侧励磁电流相等，依靠动子惯性使电机达到平衡位置，完成校正。如此使得控制更加高效。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
针对DLSRM的起动和中低速运行中，针对动子偏移问题提出了本发明在线校正控制方法；利用双边电机的对称线圈之间耦合，对电机一次侧注入脉冲，检测二次侧耦合电压，再对二次侧注入脉冲，检测一次侧耦合电压，利用位置传感器获得电机位置数据，拟合耦合电压与定子两侧气隙偏差解析关系，根据气隙偏差，控制电机励磁相励磁电压，实现动子偏移情况下的在线校正控制。本发明可应用于直线捣固机领域。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本发明所用DLSRM结构示意图。
图2为本发明所用DLSRM等效磁路(a)二次侧检测，(b)一次侧检测。
图3为本发明所用DLSRM无位置传感器控制系统功率变换器拓扑。
图4为本发明所用DLSRM动子平衡情况下定子半个周期(定子周期为50mm)内相内绕组实测耦合电压随电机位置变化曲线。
图5为本发明所用DLSRM动子偏移1mm情况下定子一个周期内单边磁拉力随电机位置变化曲线。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
一种动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，其应用的DLSRM如图1所示，利用定子两侧耦合电压实现动子在线校正控制，具体为：
检测定子两侧耦合电压，一次侧线圈L1注入高频脉冲电压U0，检测二次侧线圈L2的耦合电压u2；在一次侧线圈L1脉冲注入结束后，需绕组一次侧线圈L1两端电压降为0V后，再对二次侧线圈L2注入高频脉冲电压U0，检测一次侧线圈L1的耦合电压u1；通过调节控制耦合电压u1和耦合电压u2来调节一次侧和二次侧动子气隙偏差Δg在阈值范围内，来实现动子的在线校正。
实施例
图2给出DLSRM动子偏移情况下，一次侧励磁和二次侧励磁的等效磁路。其中F为初级线圈上的磁动势F＝Ni，N为每极线圈匝数，i为注入线圈励磁电流。R1、R2和R3为对应磁路的磁阻，Rg1、Rg2、Rg为气隙磁阻，且满足条件Rg1+Rg2＝Rg，
Figure BDA0003168866110000041
和
Figure BDA0003168866110000042
为对应磁路中的磁通量。当一次侧注入高频脉冲电压，二次侧检测耦合电压，可得平衡电压方程为
Figure BDA0003168866110000043
Figure BDA0003168866110000044
其中ψ1为注入脉冲绕组磁链，ψ2为检测绕组磁链，r为注入线圈内阻；根据磁路分析，磁通
Figure BDA0003168866110000051
和
Figure BDA0003168866110000052
关系如下
Figure BDA0003168866110000053
脉冲注入线圈内阻r较小且脉冲相应电流幅值较小，因此式1中ir可忽略不计。由公式1、2和3可得检测耦合电压为
Figure BDA0003168866110000054
当一次侧注入高频脉冲电压为U0时，二次侧检测耦合电压为
Figure BDA0003168866110000055
当二次侧注入高频脉冲电压为U0时，一次侧检测耦合电压为
Figure BDA0003168866110000056
定子与两侧动子气隙为g1、g2，满足关系为g1+g2＝2g，g1＝g+Δg，g2＝g-Δg，当动子处于平衡位置时，有g1＝g2＝g，Δg＝0，磁路的漏磁磁阻R1、R2和R3均由电机尺寸结构决定，电机两侧结构尺寸相同则有R1＝R3，且漏磁磁阻与位置无关，根据式5和6可得
Figure BDA0003168866110000057
气隙磁阻Rg1、Rg2与电机气隙和位置关系为
Figure BDA0003168866110000058
Figure BDA0003168866110000061
μ0为自然磁导率，d为电机叠厚，Lx为电机位置，根据位置传感器获得电机位置。由式5、6、8和可得定子一次侧和二次侧的气隙分别为
Figure BDA0003168866110000062
Figure BDA0003168866110000063
将式8、9代入到公式7中，可得
Figure BDA0003168866110000064
根据式12可知，定子两侧耦合电压倒数的差值与两侧气隙偏差呈正比关系。拟合气隙偏差Δg为
Figure BDA0003168866110000065
当Δg>0时，耦合电压u1<u2，电机一次侧气隙增大，二次侧气隙减小，此时电机导通相二次侧绕组励磁电流降低，待拟合出定子两侧气隙与平衡位置气隙偏差Δg小于设定阈值，电机一次侧与二次侧励磁电流保持一致；当Δg<0时，电机一次侧气隙减小，二次侧气隙增大，此时电机导通相一次侧励磁电流减小，待拟合出定子两侧气隙与平衡位置气隙偏差|Δg|小于阈值，电机一次侧与二次侧励磁电流保持一致；利用电机惯性将动子调整至平衡位置。
图3为本发明所用的DLSRM位置估算所用功率变换器，以A相为例，包含3个MOSFET和3个续流二极管，当线圈LA1注入高频脉冲时，开关管SA0和SA1的控制信号为一定开关频率和占空比的PWM信号，线圈LA2检测耦合电压；线圈LA2耦合电压检测完成后，线圈LA1停止注入脉冲信号，待线圈LA1的电压降为0V后，对线圈LA2注入高频脉冲，开关管SA0和SA2的控制信号为一定开关频率和占空比的PWM信号，线圈LA1检测耦合电压。感应耦合电压通过采样和调理电路转换成0～3V的电压信号输入到控制器AD采样端口。
图4给出DLSRM动子平衡情况下，定子半个周期(定子周期为50mm)内相内绕组实测耦合电压随电机位置变化曲线，耦合电压随电机相对位置变化曲线和电感变化曲线有相同的优势，0mm位置为相电感最小位置，定子与动子对齐位置为电感最大位置。
图5给出了DLSRM在横向偏移1mm情况下的横向单边磁拉力计算结果，其中A曲线为偏心励磁电流40A，B曲线为偏心励磁电流20A；动子在偏移情况下，法向拉力在定子周期内呈对称变化；在动子不平衡情况下，动子由电感最小位置运动到电感最大位置时，法向力先增大后减小，这导致动子偏移量加剧，由图可知，若没有位置校正，DLSRM在较小的气隙偏差情况下会产生较大的法向力，严重影响电机的正常运行。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (3)

1.一种动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，其特征在于，利用定子两侧耦合电压实现动子在线校正控制，具体为：
检测定子两侧耦合电压，一次侧线圈L1注入高频脉冲电压U0，检测二次侧线圈L2的耦合电压u2；在一次侧线圈L1脉冲注入结束后，需绕组一次侧线圈L1两端电压降为0V后，再对二次侧线圈L2注入高频脉冲电压U0，检测一次侧线圈L1的耦合电压u1；
通过调节控制耦合电压u1和耦合电压u2来调节一次侧和二次侧动子气隙偏差Δg在阈值范围内，来实现动子的在线校正；公式如下：
Figure FDA0003168866100000011
其中，μ0为自然磁导率，d为电机叠厚，Lx为电机位置，R2为电机等效磁路中动子等效磁阻。
2.根据权利要求1所述的动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，其特征在于，耦合电压u1和耦合电压u2的调节通过功率变换器来实现，功率变换器包括三相电路，其中A相电路包含三个开关管SA0、SA1、SA2，三个续流二极管DA0、DA1、DA2和两个线圈LA1、LA2；线圈LA1、线圈LA2分别与开关管SA1、开关管SA2串联后再并联在一起，两者之间的电极点一路经开关管SA0接三相电路负极、另一路经续流二极管DA0接三相电路正极，线圈LA1与开关管SA1之间的电极点经续流二极管DA1接三相电路负极，线圈LA2与开关管SA2之间的电极点经续流二极管DA2接三相电路负极；控制方法为：当线圈LA1注入高频脉冲时，开关管SA0和SA1的控制信号为有开关频率和占空比的PWM信号，线圈LA2检测耦合电压；线圈LA2耦合电压检测完成后，线圈LA1停止注入脉冲信号，待线圈LA1的电压降为0V后，对线圈LA2注入高频脉冲，开关管SA0和SA2的控制信号为有开关频率和占空比的PWM信号，线圈LA1检测耦合电压；感应耦合电压通过电压采样电路和信号调理电路转换成0～3V的电压信号输入到处理器的AD采样端口；B相、C相电路的结构以及控制方法均与A相相同。
3.根据权利要求1或2所述的动子偏移情况下直线开关磁阻电机在线校正控制方法，其特征在于，控制过程中，当气隙偏差Δg超过阈值时，通过减小小气隙侧绕组励磁电流来完成校正；当气隙偏差Δg低于阈值时，使导通相两侧励磁电流相等，依靠动子惯性使电机达到平衡位置，完成校正。
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