CN108880224A - 一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法 - Google Patents

一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法 Download PDF

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Abstract

一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法，基于包括采样电阻、反馈电路、误差放大器AMP、补偿电容、导通时间Ton产生电路、逻辑电路、频率限制电路和驱动电路构成的控制系统，与反激式AC‑DC变换器主拓扑形成闭环。在AMP的输出端增设交越失真补偿电路，AMP的输出经交越失真补偿电路后输出给Ton产生电路，当AMP的输出电压低于交越失真临界电压VREF时，交越失真补偿电路对AMP的输出电压进行补偿，使系统在进入交越失真状态之前就脱离截止状态，避免交越失真零电流的现象，当AMP的输出电压达到交越失真临界电压VREF，交越失真补偿电路关断不工作，恢复AMP的输出电压直接连通Ton产生电路的状态。

Description

一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法
技术领域
本发明涉及以反激式(Flyback)AC-DC变换器作为驱动的中小功率恒流驱动电源，尤其涉及一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法，属于开关电源技术领域。
背景技术
近年来，反激式转换器Flyback因其电路简单、体积小、转换效率高、电气隔离等特点，广泛用作于中小功率恒流LED驱动电源的主拓扑。图1为现有技术的一种有源功率因数校正方法的结构图，以反激式AC-DC变换器为主拓扑，基于包括采样电阻Rcs、反馈电路、运算误差放大器AMP、补偿电容Ccomp、导通时间Ton产生电路、逻辑电路、频率限制电路和驱动电路构成的控制系统，该控制系统与反激式AC-DC变换器主拓扑形成闭环。主拓扑中，交流电源AC Power连接至一个二极管整流桥，整流桥后面连接着一个输入滤波电容Cin，滤波电容Cin的另一端接地。有着漏电保护作用的RCD电路输入端连着输入滤波电容Cin，输出端连接着变压器T1的初级侧的同名端，变压器T1的次级侧首先连接一个起着开关作用的二极管D1阳极，二极管D1的阴极顺次连接系统的输出电容Cout和输出电阻Rout，输出电容Cout和输出电阻Rout的另一端均接地，变压器T1的初级侧的异名端连接开关功率管M1的漏端，开关功率管M1的源端连接一个采样电阻Rcs，采样电阻Rcs的另一端接地。采样信号Vcs输入至反馈电路，反馈电路的输出至误差放大器AMP的负端，误差放大器AMP的正端则输入一个参考电压Vref。误差放大器AMP的输出信号Vcomp直接输入图中的导通时间Ton产生电路，误差放大器AMP的输出端还接有一个为了减小输出端纹波的电容Ccomp。导通时间Ton产生电路的输出连接图中逻辑电路的输入，逻辑电路的另一个输入是由图中的频率限制电路给的，逻辑电路的输出直接连着图中的驱动电路的输入端，驱动电路的输出信号直接驱动开关功率管M1的栅极。
为了提高电能的质量和转换效率，恒流驱动电源(如LED驱动)也常具有功率因数校正的功能，其中，单级PFC也因其结构简单，体积小，成本低，性能较好等优点而广泛应用于中小功率电源场合。因此，反激式单级PFC恒流LED驱动电源是当前研究的热点。然而传统的PFC恒流LED驱动电源在高PF及低THD方面很难继续提升。在实际运用中，由于器件本身存在的寄生参数、电路工作存在的延时以及外界的噪声干扰等不定因素，输入线电流都有或多或少的失真现象，不免引起PF的减小以及THD的增大，这些不确定的实际因素都会影响LED驱动电源的性能，降低电路效率，增加对电网的“谐波污染”。
功率因数PF和谐波畸变率THD的定义如下文所述。首先，定义功率因数为有功功率P与视在功率S的比值，即：
其中，UR为电网电压有效值，IR为输入电流有效值，UI输入电压基波有效值，II为输入电流基波有效值。cosψ1为位移因数，反应了基波电流与电压间的相位大小。所以功率因数PF化简为下式：
其中，ξ反应了电流波形偏离正弦波的程度。
从公式(1)和公式(2)可以看出，输入线电流偏离正弦波程度越小，PF越高、THD越小，所以近年来有很多论文针对线电流失真现象进行了分析，并根据失真产生的原因采取了不同的方法来减小失真对电路性能的影响。
线电流偏离正弦波的现象有很多，最为明显的一种失真叫做交越失真，这种失真的电流波形及理想正弦波形如图2所示。产生交越失真的原因主要有两个：一个是由于输入电容Cin存在残余电荷，导致在线电压很小时(在零交越附近)无法使Cin正常充电，而且使得整流桥内的二极管处在反向偏置状态，导致电路不能正常工作；另一个原因是由于线圈T1初级侧L、开关管的寄生电容Cds和输入电容Cin之间存在谐振，所以导致没有足够的能量从输入传至输出，进而引起交越失真。这种失真的特点是在线电压小或轻载时交越失真会变严重，所以在线电压小时需要想办法增加开启时间Ton，延长Cin的放电时间，增加电感的充电时间，从而使得电路能够正常工作。
发明内容
本发明的目的在于提供一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法，在线电压很小时，补偿误差放大器的输出电压，减小产生交越失真的范围，从而达到增大功率因数降低谐波畸变率的作用。
为实现上述发明目的，本发明采取以下技术方案：一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法，基于包括采样电阻Rcs、反馈电路、运算误差放大器AMP、补偿电容Ccomp、导通时间Ton产生电路、逻辑电路、频率限制电路和驱动电路构成的控制系统，该控制系统与反激式AC-DC变换器主拓扑形成闭环，通过对设置于主拓扑开关功率管M1源极的采样电阻Rcs进行采样得到采样电压Vcs，将其经反馈电路后连接至运算误差放大器AMP的负端，运算误差放大器AMP的正端连接参考电压Verf，运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp连接补偿电容Ccomp的一端和导通时间Ton产生电路的输入端，补偿电容Ccomp的另一端接地，导通时间Ton产生电路的输出连接逻辑电路的一个输入端，频率限制电路的输出连接逻辑电路的另一个输入端，逻辑电路的输出经驱动电路后连接主拓扑开关功率管M1的栅极；
其特征在于：在运算误差放大器AMP的输出端增设交越失真补偿电路，此时，运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp经交越失真补偿电路后输出给导通时间Ton产生电路，当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp低于交越失真临界电压VREF时，交越失真补偿电路对运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp进行补偿，改变误差放大器的输出电压，使系统在进入交越失真状态之前就脱离截止状态，避免交越失真零电流的现象，有效的提高系统功率因数和降低谐波畸变率，当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp达到交越失真临界电压VREF，交越失真补偿电路关断，不工作，恢复运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp直接连通导通时间Ton产生电路的状态；交越失真临界电压VREF的定义是：当未补偿电路工作时，线电流在输入线电压较小时发生交越失真，线电流发生交越失真的临界点处的输入线电压即定为交越失真临界电压VREF。
所述交越失真补偿电路包括PMOS管MP1、MP2、MP3和MP4，NMOS管MN5、MN6、MN7和MN8，三极管Q2，比较器COMP，电阻R4、R5、R6以及电容Cp，PMOS管MP1、MP2及MP3的源极连接电源VDD，PMOS管MP1的漏极连接比较器COMP的正输入端和电阻R4的一端，电阻R4的另一端连接三极管Q2的发射极，三极管Q2的基极和集电极均接地，PMOS管MP1的栅极与PMOS管MP2的栅极和漏极以及PMOS管MP3的栅极连接在一起并连接NMOS管MN5的漏极，NMOS管MN5的栅极连接偏置电压Bias，NMOS管MN5的源极接地，PMOS管MP3的漏极连接NMOS管MN7的漏极和PMOS管MP4的栅极，PMOS管MP4的源极通过电阻R5连接电源VDD，NMOS管MN7的源极接地，NMOS管MN7的栅极连接比较器COMP的输出端和NMOS管MN6的漏极，NMOS管MN6的源极接地，NMOS管MN6的栅极连接使能信号EN1，PMOS管MP4的漏极连接电阻R6的一端和电容Cp的一端，该连接端作为交越失真补偿电路的输出端连接导通时间Ton产生电路的输入端并反馈连接至比较器COMP的负输入端，电阻R6的另一端连接NMOS管MN8的漏极，NMOS管MN8的栅极连接使能信号NMOS管MN8的源极和电容Cp的另一端均接地。
本发明的优点及显著效果：本发明在相应技术基础上增设了交越失真补偿电路，交越失真补偿电路对运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp进行补偿，改变了发生交越失真的临界电压，使系统在进入交越失真状态之前就脱离截止状态，避免交越失真零电流的现象，可有效的提高系统功率因数和降低谐波畸变率，当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp达到所需的补偿值时，交越失真补偿电路会自动关断，不工作，恢复到运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp直接连通导通时间Ton产生电路的状态。本发明补偿电路结构简单、易于实现。
,附图说明
图1为熟知的有源功率因数校正方法结构图；
图2为交越失真的电流波形及理想正弦波形；
图3为本发明带有交越失真补偿电路的有源功率因数校正方法结构图；
图4为本发明增设的交越失真补偿电路结构图；
图5为在系数KR与Kτ的不同取值下输入电流均值波形情况。
具体实施方式
参看图3，本发明与图1现有技术相比，在运算误差放大器AMP的输出端增设了交越失真补偿电路，与运算误差放大器AMP一起决定输出信号Vcomp的值，此时，运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp经交越失真补偿电路后输出给导通时间Ton产生电路。当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp低于参考电压(交越失真的边界)时，交越失真补偿电路对运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp进行补偿，改变了发生交越失真的临界电压，使系统在进入交越失真状态之前就脱离截止状态，保证有足够的能量从系统的输入传至系统的输出，避免了交越失真零电流的现象，有效的提高了系统功率因数和降低谐波畸变率。当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp达到所需的补偿值时，交越失真补偿电路关断，不工作，恢复运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp直接连通导通时间Ton产生电路的状态，即与图1中未补偿时的系统工作状态一样。
图1中的反馈电路、运算误差放大器AMP、导通时间Ton产生电路、逻辑电路、频率限制电路和驱动电路均为现有技术。反馈电路的作用是检测、锁定变压器初级侧的峰值电流Ipeak，并且对峰值电流进行时间域计算以实现系统输出电流恒定的目的。导通时间Ton产生电路的作用是在内系统内部建立三角波，当三角波峰值大于图1中电压Vcomp时，输出mos_off信号，从而控制图1中功率MOS管M1关闭。逻辑电路的作用是实时监测变压器初级侧的电流，把初级侧的电流用下拉电阻耦合得到的电压zcd与芯片内部模块的参考电压ref_0p1(设置为0V)进行比较，当变压器初级侧的电流下降到0时，zcd电压下降为ref_0p1，触发功率MOS管M1开启的信号，进而再次对变压器初级侧绕组充电，使系统工作在临界连续模式。频率限制电路的作用是避免电路工作在极限状态下(当变压器初级侧电流非常小时会导致开启时间太短，电路无法对这种情况进行处理从而出错)，驱动电路的作用是使得开关功率MOS管M1能够正常地工作。，
参看图4为交越失真补偿电路的一种实施例。VDD为电源。三极管Q2的基极和集电极均接地，发射极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端接到晶体管MP1的漏端。晶体管MP1的源端与电源VDD相连，其栅端与晶体管MP2的栅端和漏端相连。晶体管MP2的源端接电源VDD，其漏端与晶体管MN5的漏端相连。晶体管MN5的栅端输入偏置电压Bias，其源端接地。三极管Q2、电阻R4、晶体管MP1和MP2以及晶体管MN5一起构成了一个基准电路。基准的输出(也就是晶体管MP1的漏端)接图中比较器COMP的正极，比较器的负极则反馈接入交越失真补偿电路的输出COMPENSATE，比较器COMP的输出直接与晶体管MN7的栅端相连。晶体管MN7的源极接地，其漏极接晶体管MP3的漏端。晶体管MP3的源端接电源VDD，其栅端与晶体管MP1和MP2的栅端连在一起，起到了电流镜的作用。晶体管MN6的源端接地，其漏端与晶体管MN7的栅端相连，其栅极输入偏置电压EN1。电阻R5的一端接电源VDD，另一端接晶体管MP4的源端。晶体管的栅端与晶体管的MP3的漏端相连，其漏端与电阻R6的一端相连。电阻R6的另一端与晶体管MN8的漏端相连。晶体管MN8的栅端输入偏置电压其源端接地。电容Cp的一端与晶体管MP4的漏端相连并作为交越失真补偿电路的输出COMPENSATE，其另一端接地。
上述实施例电路的工作原理为：
三极管Q2、负载电阻R4及晶体管MP1、MP2、MN5用以产生一个与温度无关的参考电平，比较器COMP的输出结果控制开关管MN7，进而影响开关管MP4的开启与关断，用以对COMPENSATION信号做补偿调整。EN1为使能信号，当EN1为低电平时，电路正常工作。当COMPENSATION信号低于交越失真临界电压VREF时，比较器COMP输出高电平将开关管MN7开启，进而开启开关管MN4，此时将对COMPENSATION信号进行补偿，一旦达到补偿所需的补偿值，比较器COMP将输出低电平，进而关断MN7，之后，开关管MN4也被关断。电阻R5与R6的取值将影响补偿后的系统输入线电流波形。
在图4所示电路中，电阻R4与三极管Q2产生一个受温度影响较低的电压基准V+作为比较器COMP的正相输入端，满足
V+＝I1·R4+VEB (4)
式中VEB为三极管Q发射极与基极的电压降，I1为流经晶体管MP1、电阻R4与三极管集电极电流。
输出电压VCOMPENSATION作为反馈接入比较器COMP的反向输入端，故存在
V-＝VCOMPENSATION (5)
而当VCOMPENSATION作为控制信号的参考电平小于V+时，此时，VCOMPENSATION将被补偿电路提升至
其中，设置KR＝R6/(R5+R6)。由此可知，零交越补偿电路对整个系统的补偿效果受到V+以及KR共同影响。
以上讨论的是在理想情况下，在实际电路中，由于各电阻中均存在寄生电容，忽略电阻R5与开关管MP4的寄生电容，考虑电阻R6的寄生电容CP，则式(6)可表示为
sCp是电容的阻抗，流经电阻R6中的电流iR与其寄生电容CP中流过的电流iC满足
其中vc为瞬态的VCOMPENSATION的值。将式(8)与式(9)代入下式
(iR+iC)·R5+vC＝VDD (10)
可得
由上式可得
其中
故整个补偿电路的输出端满足
式(14)中的交越失真临界电压VREF为：
VREF＝V+＝I1·R4+VEB (15)
补偿后的输出量VCompensation_OUT将作为新的运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp以实现对输入电流的控制，以实现功率因数校正的同时，满足较低的总谐波失真。
在式(14)中存在系数KR与KT，系数KR与KT不同的取值将影响补偿后的输出电压VCompensation_OUT，同时影响系统的功率因数与零交越区域内的系统输入线电流失真。
图5给出了在系数KR与Kτ的不同取值下输入电流均值波形情况。当KR＝1/6，Kτ＝5/6时，在半个周期内，输入电流能够跟随输入电压的变化，基本上呈正弦变化，但近一半的时间内存在畸变现象，因此该组值并不能很好的解决输入电流的零交越畸变问题。当KR＝2/11，Kτ＝9/11时，在半个周期内，系统输入线电流能够跟随系统输入线电压的变化，基本上呈正弦变化，同上一组数据相比，仅有2/5时间内存在畸变现象，输入电流的零交越畸变现象较轻。当KR＝1/5，Kτ＝4/5时，在半个周期内，输入电流能够跟随输入电压的变化，基本上呈正弦变化，且仅有1/10时间内存在畸变现象，基本可以忽略输入电流的零交越畸变现象。当KR＝2/9，Kτ＝7/9时，在半个周期内，输入电流能够跟随输入电压的变化，呈正弦变化，且不存在畸变现象。当KR＝1/4，Kτ＝3/4时，在半个周期内，输入电流能够跟随输入电压的变化，呈正弦变化，且不存在畸变现象，同前几组数据相比，输入电流有较大幅度增加。
综上所述，当COMPENSATION信号低于参考电压时，比较器COMP输出高电平将开关管MN7开启，进而开启开关管MN4，此时将对COMPENSATION信号进行补偿，使得足够的能量从输入传至输出，避免交越失真零电流的现象。当COMPENSATION信号达到补偿所需的补偿值时，比较器COMP将输出低电平，进而关断MN7，即关断交越失真补偿电路，系统与未补偿时的系统工作状态一样。

Claims (2)

1.一种具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法，基于包括采样电阻Rcs、反馈电路、运算误差放大器AMP、补偿电容Ccomp、导通时间Ton产生电路、逻辑电路、频率限制电路和驱动电路构成的控制系统，该控制系统与反激式AC-DC变换器主拓扑形成闭环，通过对设置于主拓扑开关功率管M1源极的采样电阻Rcs进行采样得到采样电压Vcs，将其经反馈电路后连接至运算误差放大器AMP的负端，运算误差放大器AMP的正端连接参考电压Verf，运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp连接补偿电容Ccomp的一端和导通时间Ton产生电路的输入端，补偿电容Ccomp的另一端接地，导通时间Ton产生电路的输出连接逻辑电路的一个输入端，频率限制电路的输出连接逻辑电路的另一个输入端，逻辑电路的输出经驱动电路后连接主拓扑开关功率管M1的栅极；
其特征在于：在运算误差放大器AMP的输出端增设交越失真补偿电路，此时，运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp经交越失真补偿电路后输出给导通时间Ton产生电路，当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp低于交越失真临界电压VREF时，交越失真补偿电路对运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp进行补偿，改变误差放大器的输出电压，使系统在进入交越失真状态之前就脱离截止状态，避免交越失真零电流的现象，有效的提高系统功率因数和降低谐波畸变率，当运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp达到交越失真临界电压VREF，交越失真补偿电路关断，不工作，恢复运算误差放大器AMP的输出电压Vcomp直接连通导通时间Ton产生电路的状态；交越失真临界电压VREF的定义是：当未补偿电路工作时，线电流在输入线电压较小时发生交越失真，线电流发生交越失真的临界点处的输入线电压即定为交越失真临界电压VREF。
2.根据权利要求1所述的具有交越失真补偿的有源功率因数校正方法，其特征在于：所述交越失真补偿电路包括PMOS管MP1、MP2、MP3和MP4，NMOS管MN5、MN6、MN7和MN8，三极管Q2，比较器COMP，电阻R4、R5、R6以及电容Cp，PMOS管MP1、MP2及MP3的源极连接电源VDD，PMOS管MP1的漏极连接比较器COMP的正输入端和电阻R4的一端，电阻R4的另一端连接三极管Q2的发射极，三极管Q2的基极和集电极均接地，PMOS管MP1的栅极与PMOS管MP2的栅极和漏极以及PMOS管MP3的栅极连接在一起并连接NMOS管MN5的漏极，NMOS管MN5的栅极连接偏置电压Bias，NMOS管MN5的源极接地，PMOS管MP3的漏极连接NMOS管MN7的漏极和PMOS管MP4的栅极，PMOS管MP4的源极通过电阻R5连接电源VDD，NMOS管MN7的源极接地，NMOS管MN7的栅极连接比较器COMP的输出端和NMOS管MN6的漏极，NMOS管MN6的源极接地，NMOS管MN6的栅极连接使能信号EN1，PMOS管MP4的漏极连接电阻R6的一端和电容Cp的一端，该连接端作为交越失真补偿电路的输出端连接导通时间Ton产生电路的输入端并反馈连接至比较器COMP的负输入端，电阻R6的另一端连接NMOS管MN8的漏极，NMOS管MN8的栅极连接使能信号EN1，NMOS管MN8的源极和电容Cp的另一端均接地。
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陈瑶等: "断续工作模式下高功率因数AC-DC LED驱动芯片", 《微电子学》 *

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CN110445362A (zh) * 2019-08-19 2019-11-12 电子科技大学 一种适用于Buck变换器的瞬态增强电路

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