CN103051189B - 一种应用uc3907的开关电源并联均流控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用UC3907的开关电源并联均流控制电路，属于电力电子技术领域。本发明的电压采样和电流采样采用基于霍尔器件的LEM模块，其能采集更大的输出电压和电流；开关电源的输出电压控制外环采用UC3907内部的电压误差放大器，均流控制内环采用UC3907内部的调节放大器；在补偿回路中，通过采用电阻R9和电容C5串联的方式可以在低频时获得较大的增益，而且低于某一频率时，增益会迅速地增加，这样可以达到更高的控制精度，在R9和C5的串联支路上并联地放置电容C6，能使高频增益下降，防止高频噪声尖峰传递到输出端；UC3907与驱动控制PWM信号发生器SG3525之间采用非隔离式连接，增加了控制响应速度和控制精度。

Description

一种应用UC3907的开关电源并联均流控制电路

技术领域

本发明涉及一种应用UC3907的开关电源并联均流控制方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

随着风能发电、太阳能发电、燃料电池等新能源的发展，开关电源的应用越来越广泛，而且对开关电源提出了新的要求，即需要更大功率和更加可靠、开关频率更高的开关电源。

如果单台开关电源过大，则很难设计和选择电器元件，而且单台电源工作的系统可靠性很低。开关电源的并联技术大致可分为电力电子器件的并联和多台变换器的并联两种方式，电力电子器件的并联要对原有的开关电源的结构进行调整，还可能存在环流的问题。所以目前采用的方法是多台开关电源的并联，即模块化并联，而减少单台开关电源的功率和增加系统的可靠性。这种并联方式不用对原有的变换器的结构进行调整，可以充分利用已有的设备，比较容易实现，而且易于分解和组合，使用灵活。采用模块化电源系统后，还具有以下优势：（1）减少了每个开关器件上流过的电流，提高了系统的寿命；（2）可以提高开关频率，从而提高了模块的功率密度，使电源系统的体积和重量下降；（3）实现低电压下的大电流输出。开关电源并联均流的方法很多，有阻抗调整法、下垂法、主从法、平均电流法、最大电流法等，而最大电流法性能最好，而且调整简单、容易实现，均流母线开路或者短路都不影响电源模块的独立工作。

发明内容

本发明针对以上问题的提出，而研制一种应用UC3907的开关电源并联均流控制方法的电路。

一种应用UC3907的开关电源并联均流控制电路，包括电压采样电路、电流采样电路、均流控制器UC3907、补偿网络、集成运算放大电路；

所述电压采样电路包括限流电阻R1、电阻R2，电压采样模块U1，电压采样电阻R3，滤波电容C1、电阻R4，电压跟随器1，所述电压采样模块U1采用基于霍尔器件的LEM电压模块，具有电气隔离作用；限流电阻R1、R2分别连接电源正端U+、负端U-；电压采样模块U1输出的电压经电阻R4进入到电压跟随器1；电阻R3与滤波电容C1并联一端接地，另一端接电压采样模块U1的输出脚5；

所述电压采样电路的输入端U+和U-分别为开关电源输出的高电位端和低电位端，电压采样电路的V+和V-分别接正电源VCC和负电源-VCC；

所述电流采样电路包括电流采样模块U2、电流采样电阻R5、滤波电容C2、电阻R6、电压跟随器2；所述电流采样模块U2采用基于霍尔器件的LEM电流模块，开关电源主电路输出端的低电位端电流穿过LEM电流模块，电流流向为I+到I-；电流采样模块U2的V+和V-分别接正电源VCC和负电源-VCC；电流采样电路的输出端M输出的电流经R6变成电压进入电压跟随器2；

所述补偿网络包括电阻R8、电阻R9、电容C5、电容C6和所述均流控制器UC3907内部电压误差放大器；电阻R9与电容C5串联后与电容C6并联再与电阻R9串联；

所述集成运算放大电路包括电阻R10、电阻R11、电阻R12和运算放大器A3；所述均流控制器UC3907的1脚连接到13脚，2脚输入所述电流采样电路的电压跟随器2的输出，3、4、5脚接地，6脚与14脚之间接电容C4，7脚与地之间接电容C3，8、9脚不用，10脚接芯片工作电源VCC，11、12脚之间接补偿网络，所有并联开关电源的均流控制器UC3907的15脚连接成为均流母线，UC3907的16脚连接由发光二极管D和电阻R7组成的主控模块状态指示电路，电压采样电路的电压跟随器1的1脚输出的电压经电阻R8进入到均流控制器UC3907的11脚，均流控制器UC3907脚12输出的电压经电阻R10进入到所述集成运算放大电路的运算放大器A3的输入端脚3。

所述电压采样电路的电压跟随器1由运算放大器A1构成，电压采样模块U1输出的电流经电阻R4进入到运算放大器A1的脚3，运算放大器A1一端接地，运算放大器A1另一端接电源VCC。

所述电流采样电路的电压跟随器2由运算放大器A2构成，电流采样模块U2的输出端经R6变成电压进入到运算放大器A2的脚3。

本发明的原理：UC3907是美国UNITRODE公司的均流控制芯片，不仅具有均流功能，还具有电压控制功能。UC3907采用的就是最大电流法均流，均流母线上电压为所有并联的电源模块中输出电流最大的电源模块的输出电流检测电压，各电源模块的输出电流的检测电压与均流母线的电压相比较，再通过调节放大器调节参考电压以校正电源模块输出电流的不均衡度。最大电流法克服了平均电流法的一些缺点，不会因某个电源模块的短路或限流等原因将均流母线的电压降低。最大电流法能使从电源模块很好地均流，但由于主电源模块输出电流检测电压与均流母线电压之间有一二极管压降也带来了均流误差。UC3907在输出电流检测放大器输出与均流母线之间用一单向缓冲放大器代替二极管消除了均流误差。

本发明有益效果：本发明的电压采样和电流采样采用基于霍尔器件的LEM模块，控制电路与主电路之间实现电气隔离，能采集更大的输出电压和电流；开关电源的输出电压控制外环采用UC3907内部的电压误差放大器，均流控制内环采用UC3907内部的调节放大器，在UC3907内部调节电压控制外环的给定电压，调节精度高，电路简单，不用外设电压给定调节电路；在补偿回路中，通过采用电阻R9和电容C5串联的方式可以在低频时获得较大的增益，而且低于某一频率时，增益会迅速地增加，这样可以达到更高的控制精度，在R9和C5串联支路并联地放置电容C6，能使高频增益下降，防止高频噪声尖峰传递到输出端；UC3907与驱动控制PWM信号发生器SG3525之间采用非隔离式连接，增加了控制响应速度和控制精度。

附图说明

图1为本发明实施例控制电路。

图2为本发明实施例开关电源系统并联系统图。

图3为本发明实施例补偿网络增益特性曲线。

图4为本发明实施例均流控制器UC3907的内部原理图。

图5为本发明实施例PWM发生器SG3525的内部原理图。

图6为本发明实施例UC3907与SG3525的连接图。

具体实施方式

如图2所示为本发明实施例开关电源并联运行系统图，电源模块1、电源模块2……电源模块n并联工作，输入直流电源为同一直流电源，IN+为直流电源输入高电位端，IN-为直流电源输入低电位端；n个开关电源的输出正电位OUT+端连到一起，负电位OUT-端连到一起；每个电源模块的均流控制器UC3907的15脚都接到SHARE BUS上。每个电源模块都包括主电路和反馈控制回路，其中，主电路由逆变电路、高频变压器T和输出整流滤波电路组成，反馈控制回路由电压检测电路、电流检测电路、均流控制器UC3907、驱动控制PWM信号发生器SG3525和驱动电路组成。

如图1所示为本发明实施例一种应用UC3907的开关电源并联均流控制电路，包括电压采样电路、电流采样电路、均流控制器UC3907、补偿网络和集成运算放大电路。

在所述电压采样电路和所述电流采样电路中，各参数推导公式如下：

（1）开关电源输出的额定电压为U_n，每个电源模块的额定输出电流为I_n；

（2）电压采样模块U1的主电流回路的额定电流为I_p1，次级电流回路的额定电流为I_s1；电流采样模块U2的主电流回路的额定电流为I_p2，次级电流回路的额定电流为I_s2；

（3）均流控制器UC3907的11脚电压为2.0V，2脚电压为0.2V。

R1=R2                                   （1）

$\frac{U_n}{R1+R2}=I_{p1}---\left(2\right)$

由（1）式代入（2）式得：

$R1=R2=\frac{U_n}{2*I_{p1}}$

$I_{s1}*R3=2$

$\⇒R3=\frac{2}{I_{s1}}$

$\frac{I_{p2}}{I_n}=\frac{I_{s2}}{I_{\mathrm{ns}}}---\left(3\right)$

I_ns为开关电源输出为I_n时电流采样模块次级电流回路的电流。

I_ns*R5＝0.2                               (4)

由（3）式代入（4）式得：

$R5=\frac{0.2*I_{p2}}{I_{s2}*I_n}$

所述补偿网络由电阻R8、电阻R9、电容C5、电容C6和所述均流控制器UC3907内部电压误差放大器组成。补偿网络的传递函数为：

$G_A=\frac{(R9+\frac{1}{\mathrm{j\ω}*C5})(1+\mathrm{j\ω}*C6)}{R8*(R9+\frac{1}{\mathrm{j\ω}*C5}+\frac{1}{\mathrm{j\ω}*C6})}---\left(5\right)$

将s＝jω带入式（5）得：

$G_A=\frac{(R9+\frac{1}{s*C5})(1+s*C6)}{R8*(R9+\frac{1}{s*C5}+\frac{1}{s*C6})}$

$\⇒G_A=\frac{1+s*R9*C5}{s*R8*(C5+C6)*(1+\frac{s*R9*C5*C6}{C5+C6})}---\left(6\right)$

通常C6<<C5，（6）式可简化为：

$G_A=\frac{1+s*R9*C5}{s*R8*(C5+C6)*(1+s*R9*C6)}---\left(7\right)$

由式（7）可以直接画出补偿网络的增益特性曲线，该补偿网络在频率处有一初始极点，因此，从初始极点频率的0dB点，向低频方向绘制一条-20dB/dec斜率的直线；在频率处有一极点，因此它使得刚刚绘制的-20dB/dec斜率的直线从F_z处变为水平；同时，该补偿网络在在频率处有一极点，使得水平线在F_p变为-20dB/dec斜率的直线。如图3所示为本发明补偿网络增益特性曲线。

根据采样定理，为了系统稳定，穿越频率必须小于开关频率的1/2。实际上，穿越频率F_co必须远小于1/2的开关频率，否则在输出将会有很大的开关纹波，通常将穿越频率F_co选为开关频率的1/4~1/5。

根据威纳波尔的方法，选定比值：

$\frac{R_{\mathrm{co}}}{F_z}=\frac{F_p}{F_{\mathrm{co}}}=K---\left(8\right)$

电压误差放大器反相输入引起的180°相位滞后，加上初始极点引起的相位滞后90°，补偿网络总的相位滞后为θ_(lagA)，θ_(lagA)的推导公式如下：

如图4为本发明实施例均流控制器UC3907的内部原理图，12脚与地之间接一稳压值为1.75V的稳压二极管，所以12脚输出电压的范围为0~1.75V。

如图5所示为本发明实施例PWM发生器SG3525的内部原理图，1、2脚分别为内部误差放大器的反向和同向输入端，9脚为误差放大器的输出端；PWM比较器比较的信号是5脚的锯齿波和误差放大器的输出端信号。误差放大器的共模输入电压范围为1.5~5.2V，5脚锯齿波电压范围为0.6~3.6V。

如图6所示为本发明实施例UC3907与SG3525的连接图，所述PWM发生器SG3525的1脚和9脚短接构成电压跟随器，2脚的输入信号经过误差放大器构成的电压跟随器直接与5脚的锯齿波通过PWM比较器比较产生PWM波，最后从11、14脚输出相位相差180°的驱动控制信号。

所以所述均流控制器UC3907的12脚输出的0~1.75V的调制信需要经过放大后再经过跟随器与所述PWM发生器SG3525的5脚的0.6~3.6V的锯齿波经过PWM比较器比较产生PWM波。所述均流控制器UC3907的12脚与所述PWM发生器SG3525的2脚之间连接所述运算放大电路，放大倍数为2.5倍，将0~1.75V的信号放大为0~4.38V。

所述运算放大电路是由电阻R10、R11、R12和运算放大器A3组成的同向放大电路。关系推导如下：

$1+\frac{R12}{R11}=2.5,$

R12＝1.5*R11，

本发明的控制电路与主电路之间实现电气隔离，能采集更大的输出电压和电流；均流控制内环采用UC3907内部的调节放大器，在UC3907内部调节电压控制外环的给定电压，调节精度高，电路简单，不用外设电压给定调节电路；在补偿回路中，通过采用电阻R9和电容C5串联的方式可以再低频时获得较大的增益，而且低于某一频率时，增益会迅速地增加，这样可以达到更高的控制精度，在R9和C5串联支路并联地放置电容C6，能使高频增益下降，防止高频噪声尖峰传递到输出端；UC3907与驱动控制PWM信号发生器SG3525之间采用非隔离式连接，增加了控制响应速度和控制精度。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种应用UC3907的开关电源并联均流控制电路，包括电压采样电路(1)、电流采样电路(2)、均流控制器UC3907(3)、补偿网络(4)、集成运算放大电路(5)；

所述电压采样电路(1)包括限流电阻R1、电阻R2，电压采样模块U1，电压采样电阻R3，滤波电容C1、电阻R4，电压跟随器1，所述电压采样模块U1采用基于霍尔器件的LEM电压模块，具有电气隔离作用；限流电阻R1、R2分别连接电源正端U+、负端U-；电压采样模块U1输出的电压经电阻R4进入到电压跟随器1；电阻R3与滤波电容C1并联一端接地，另一端接电压采样模块U1的输出脚5；

所述电压采样电路(1)的输入端U+和U-分别为开关电源输出的高电位端和低电位端，电压采样电路(1)的V+和V-分别接正电源VCC和负电源-VCC；

所述电流采样电路(2)包括电流采样模块U2、电流采样电阻R5、滤波电容C2、电阻R6、电压跟随器2；所述电流采样电阻R5与滤波电容C2并联连接后一端接地一端与电流采样模块U2的M端相连接，所述电流采样模块U2采用基于霍尔器件的LEM电流模块，开关电源主电路输出端的低电位端电流穿过LEM电流模块，电流流向为I+到I-；电流采样模块U2的V+和V-分别接正电源VCC和负电源-VCC；电流采样电路(2)的输出端M输出的电流经R6变成电压进入电压跟随器2；

所述补偿网络(4)包括电阻R8、电阻R9、电容C5、电容C6和所述均流控制器UC3907(3)内部电压误差放大器；电阻R9与电容C5串联后与电容C6并联再与电阻R8串联，所述电容C5与均流控制器UC3907(3)的12引脚相连接；

所述集成运算放大电路(5)包括电阻R10、电阻R11、电阻R12和运算放大器A3；其特征在于：所述电阻R11的一端接地另一端与运算放大器A3的引脚2相连接，所述电阻R12一端与运算放大器A3的引脚2相连接另一端与运算放大器A3的引脚1相连接，所述均流控制器UC3907的1脚连接到13脚，2脚输入所述电流采样电路(2)的电压跟随器2的输出，3、4、5脚接地，6脚与14脚之间接电容C4，7脚与地之间接电容C3，8、9脚不用，10脚接芯片工作电源VCC，11、12脚之间接补偿网络(4)，所有并联开关电源的均流控制器UC3907(3)的15脚连接成为均流母线，UC3907(3)的16脚连接由发光二极管D(6)和电阻R7组成的主控模块状态指示电路，电压采样电路(1)的电压跟随器1的1脚输出的电压经电阻R8进入到均流控制器UC3907(3)的11脚，均流控制器UC3907(3)脚12输出的电压经电阻R10进入到所述集成运算放大电路(5)的运算放大器A3的输入端脚3；

所述电压采样电路(1)的电压跟随器1由运算放大器A1构成，电压采样模块U1输出的电流经电阻R4变成电压信号进入到运算放大器A1的脚3，运算放大器A1一端接地，运算放大器A1另一端接电源VCC；

所述电流采样电路(2)的电压跟随器2由运算放大器A2构成，电流采样模块U2的输出端经R6变成电压进入到运算放大器A2的脚3。